CN102469378B - 光通信系统及其方法与其反射式光网络装置 - Google Patents

Abstract

一种光通信系统及其反射式光网络装置。此光通信系统，包括至少一载波抑制单边带反射式光网络装置与至少一接收器。载波抑制单边带反射式光网络装置耦接于至少一光纤，用以接收光载波，并通过马赫-陈德尔调制方式与基频信号调制方式，由光载波产生具有基频信号且由光载波的中央波长偏移预设波长间隔的光信号，并回传此光信号到光纤以缓和瑞利背向散射噪音，而此光信号为载波抑制单边带光信号。接收器耦接至光纤用以接收此光信号。

Description

光通信系统及其方法与其反射式光网络装置

技术领域

本公开涉及一种光通信系统，特别涉及一种反射式光网络装置，用以缓和反射式光网络中的瑞利背向散射噪音(Rayleigh backscattering noise)。

背景技术

被动光网络(简称为PON)通信系统可以提供可靠且便宜的高速数据接取网络技术。目前应用波分复用技术(wavelength division multiplexing，简称为WDM)在PON网络中更进一步改进光纤的频谱利用率，以致于提高PON的传输容量。不过，一般WDM网络为点对点的架构，在远端的用户设备必须要有精准的激光光源对准到对应的WDM链结。因此，点对点的架构并不能布建在具有大量远端用户(例如：1000个远端用户)的光通信网络系统中。

因此有使用集中式光源(centralized light source，简称为CLS)的PON架构被提出来，通过减少用户设备的光源装置来减少整体PON建构成本。简单来说，可以采用一个回接(loop-back)网络架构在PON中。在用户设备的反射式光网络单元(reflective optical network unit，简称为RONU)上，利用对波长不敏感(wavelength insensitive或作colorless)的反射式调制器，重复使用(reuse)由局端(CO)所提供的光载波，以将RONU端的上行数据调制到局端提供的光载波上，并回传用户设备的数据回到局端。如此，所有用户皆分享CLS所产生的光载波，因此可大幅减少WDM-PON的建构成本以及营运此WDM-PON的成本。

图1A为具有回接网络架构的一光通信系统10的示意图。请参照图1A，此光通信系统10为一WDM-PON系统，在头端(Head-end)100(或作局端)中的多个激光光源1011、1012、…、101n分别产生不同波长λ₁、λ₂、…、λ_n的多个光源，这些光源经由例如：阵列波导光栅(Array wave guide，简称为AWG)的光多工器(optical multiplexer)102整合为光载波OC。光多工器102耦接至一光环行器103，而此光环行器103的第一端接收光载波OC将其传送至位于其第二端的光纤110，而光环行器103的第三端耦接至头端100的光解多工器(optical demultiplexer)104。光解多工器104将通过光纤110与光环行器103传送回来的上行信号UP_S，传送给对应的接收器，例如图1A中的接收器105。

在图1A中的远端具有耦接至光纤110的另一光解多工器112(例如利用AWG来实现)，其将载波OC中的载波分开至对应的用户装置(例如：用户装置122)，而远端另外建置一RONU 122，其具至少一反射式调制器124，以重复使用光载波OC，并将用户的上行数据朝上述路径的反方向传回至头端100的接收器105。

然而，光纤的截面积会因生产方式或建置PON的方式而呈现椭圆状。因此，采用回接网络架构的WDM-PON易遭受瑞利背向散射效应(简称为RB)的干涉噪音，特别是影响上行数据的传输效果。简单来说，光信号或射频信号在光纤传输中，不断地有光信号的部分能量或射频信号的部分能量被光纤反射，最后因而产生传送到位于头端(或局端)的接收器105的RB噪音。图1B是类似图1A的光通信系统14的示意图。由图1B可知，此类RB噪音分为两大主要类型：由光载波OC产生的载波瑞利背向散射噪音CRB(简称为载波噪音CRB)，以及由上行信号UP_S产生的信号瑞利背向散射噪音SRB(简称为信号噪音SRB)。载波噪音CRB主要是光载波OC由头端100传送至光解多工器112的过程中所产生的；而信号噪音SRB是上行信号UP_S由光解多工器112传送至头端100的过程中，所产生的RB干扰信号再一次被RONU 122的反射式调制器124调制后，再传送到头端100的接收器105。

图1C是简化图1B中光通信系统14的示意图。图1C主要绘示在图1B中光载波OC、上行信号UP_S、载波噪音CRB与信号噪音SRB等简化后的光频谱分布状况。由图1C可知，最初的光载波OC的光频谱分布状况如子图164所示，其具有最大的功率；光载波OC朝远端传送过程所产生的载波噪音CRB的光频谱分布状况如子图163所示，其功率远小于光载波OC；上行信号UP_S的光频谱分布状况如子图162所示，其中央瓣波(centerlobe)的波长与光载波OC近乎重叠，因此会被载波噪音CRB严重干扰；上行信号UP_S朝头端100传送过程所产生的信号噪音SRB的光频谱分布状况如子图161所示，其功率远小于UP_S。另外，子图170绘示最后在接收器105所接收信号的光频谱分布状况，其中标号172显示接收器105所具有滤波器的频宽，而经过滤波后的光信号仍明显被载波噪音CRB与信号噪音SRB所干扰。

因此，如何在反射式光网络中，同时缓和(mitigate)载波噪音CRB或信号噪音SRB，以改善光信号的传输效果是一个重要的课题。

发明内容

本公开的一示范实施例提出一种光通信系统。所述的光通信系统包括：至少一载波抑制单边带反射式光网络装置与至少一接收器。载波抑制单边带反射式光网络装置耦接于至少一光纤，用以接收光载波，并通过马赫-陈德尔调制方式与基频信号调制方式，由光载波产生具有基频信号且由光载波的中央波长偏移预设波长间隔的光信号，并回传此光信号到光纤以缓和瑞利背向散射噪音，而所述的光信号为载波抑制单边带光信号。此外，所述的接收器耦接至光纤用以接收此光信号。

本公开的一示范实施例提出一种缓和瑞利背向散射噪音的方法。所述的方法包括：通过马赫-陈德尔调制方式与基频信号调制方式，由光载波产生具有基频信号且由此光载波的中央波长偏移预设波长间距的光信号，并输出此光信号，以缓和瑞利背向散射噪音，而所述的光信号为载波抑制单边带光信号。

本公开的一示范实施例提出一种反射式光网络装置，所述的装置包括：一光环行器与一载波抑制单边带处理模块。光环行器的第一端耦接至光纤，用以接收光载波。载波抑制单边带处理模块的输入端耦接至此光环行器的第二端，而载波抑制单边带处理模块的输出端耦接至光环行器的第三端，用以通过马赫-陈德尔调制方式与基频信号调制方式，由此光载波产生具有基频信号且由光载波的中央波长偏移预设波长间隔的光信号，并通过此光环行器的第三端输出此光信号至光纤，以缓和瑞利背向散射噪音。所述的光信号为载波抑制单边带光信号。

为让本公开的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合附图作详细说明如下。

附图说明

图1A为具有回接网络架构的光通信系统的示意图。

图1B是类似图1A的光通信系统的示意图。

图1C是简化图1B中光通信系统的示意图。

图2A是根据一示范实施例所绘示一种光通信系统的示意图。

图2B绘示如图2A中各种信号传送的方式及其对应的简化后的光频谱状况。

图3A是根据一示范实施例所绘示一种载波抑制单边带反射式光网络装置的功能方块图。

图3B是如图3A中载波抑制单边带反射式光网络装置的示意图。

图3C绘示图3B中整合式双平行马赫-陈德尔调制器中信号产生的主要部位的信号频谱示意图。

图3D是如图3B中载波抑制单边带反射式光网络装置经过实验量测的频谱示意图。

图4是根据另一示范实施例所绘示另一种载波抑制单边带反射式光网络装置的功能方块图。

图5A绘示由实验量测仅经过不归零调制上行信号的误比特率效能的对照示意图。

图5B绘示由实验量测有经过载波抑制单边带处理的上行信号的误比特率效能的示意图。

图6A绘示由模拟所得到未经过载波抑制单边带处理的上行信号的调制信号分布图。

图6B绘示由模拟所得到有经过载波抑制单边带处理的上行信号的调制信号分布图。

【主要元件符号说明】

10、14、20：光通信系统      310：整合式双平行马赫-陈德

30：载波抑制单边带反射式    尔调制器

光网络装置                  312、314、316、430：马赫-

100、210：头端设备          陈德尔调制器

1011、1012、…、101n：激    322、422：射频信号源

光光源                      324、424：基频信号源

102、213：光多工器          326：射频信号混频器

103、212、250：光环行器          328、428：光分歧器

104、112：光解多工器             330、340：T型偏压器

105：接收器                      35、45：载波抑制单边带处

110、111、220、320：光纤         理模块

122、230：用户装置               450：双臂马赫-陈德尔调制器

124：反射式调制器                (a)、(b)、(c)、(d)、(e)、(f)、

161、162、163、164、170、        (g)、(h)、(i)、(j)：整合式双平行

261、262、270、350、360、510、   马赫-陈德尔调制器中信号产生的

512、514、520、522、524：子图    主要部位

172、272：滤波器的频宽           CRB：载波噪音

214：集中式激光光源              OC：光载波

370、372：曲线                   UP_S：上行信号

232：载波抑制单边带反射式        SRB：信号噪音

光网络装置

具体实施方式

图2A是根据一示范实施例所绘示一种光通信系统20的示意图。光通信系统20大致上类似于图1B的光通信系统14，为一WDM-PON系统。但是光通信系统20中位于远端(即用户装置)的230具有一载波抑制单边带(carrier suppressed single sideband，简称为CS-SSB)反射式光网络装置RONU232，可以有效缓和载波噪音CRB与信号噪音SRB，且有效率地改善整体RB噪音的状况。因此，光通信系统20具有相对较佳的系统效能。

请参照图2A，在光通信系统20中，头端设备210包括：光环行器212、光多工器213与集中式激光光源(或作CLS)214。在光通信系统20中，接收器105与其耦接的光解多工器104可独立地建置在头端设备210之外，并通过光纤110耦接至光环行器212。本公开并非限定于上述，在其他示范实施例中，接收器105与光解多工器104也可整合至头端设备210内。集中式激光光源214提供多个波长的光源，而光多工器213整合这些光源为光载波OC。在以下各实施例中的光载波OC皆为连续波(CW)光载波。光载波OC先传送至光环行器212的第一端，再由环行器212的第二端通过光纤111传送至光解多工器112。环行器212的第三端耦接至光解多工器104，其第二端由光纤111接收从远端回传的上行信号UP_S，并由其第三端传送此上行信号UP_S至接收器105。

集中式激光光源214包括多个激光光源单元，例如分散式回馈激光二极管(distributed feedback-laser diode，简称为DFB-LD)，其所发射的光载波OC的中央波长f₀例如为1548.54奈米(nm)。光纤111例如为标准型单模光纤(standard single mode fiber，简称为SMF)。

如同在上述的图1B与图1C中已经描述过，一般状况下，接收器105会接收到两大类RB噪音：载波噪音CRB与信号噪音SRB。然而，在光通信系统20中，CS-SSB RONU 232通过将上行信号UP_S的波长与光载波OC偏移一个预设波长间隔(或预设频率间隔)，以致于所产生的载波噪音CRB不会与上行信号UP_S重叠，且所产生的信号噪音SRB仅少部分与上行信号UP_S重叠。因为上行信号UP_S的波长也经过偏移，信号噪音SRB最后经过接收器105滤波后的功率很低，所以影响上行信号UP_S的干扰很少。以下将以图2B来介绍经过CS-SSB RONU 232缓和载波噪音CRB与信号噪音SRB的光频谱状况。

图2B绘示如图2A中各种信号传送的方式及其对应的简化后的光频谱状况。在图2B中省略光多工器与光解多工器。如图2B所示，在光通信系统20中，头端设备210所传送的光载波OC以及光载波OC所产生的载波噪音CRB的光频谱状况，与图1B中的状况相同。然而，相对于WDM-PON系统14，CS-SSB RONU 232调整了上行信号UP_S为一CS-SSB光信号，且上行信号UP_S的波长由光载波OC的中央波长位置，往高频方向偏移了一个预设波长间隔(或预设频率间隔)。上行信号UP_S所产生的信号噪音SRB，相对于图1B的所示状况，也往高频方向偏移。因为信号噪音SRB偏移程度小于上行信号UP_S，所以最后信号噪音SRB很少重叠于上行信号UP_S的。

本公开的多个示范实施例的基本原理主要即如上述图2B所示，将上行信号UP_S调整为CS-SSB光信号，并由光载波OC的中央波长位置偏移一个预设波长间隔(或预设频率间隔)。如此，可以避免CS-SSB光信号重叠于光载波OC、载波噪音CRB以及信号噪音SRB。以下将以图3A与图4来介绍CS-SSB RONU 232的两个示范实施例。

图3A是根据一示范实施例所绘示一种载波抑制单边带反射式光网络装置(CS-SSB RONU)30的功能方块图。CS-SSB RONU 30为一单芯片整合式装置(monolithic integrated device)，其包括一载波抑制单边带(CS-SSB)处理模块35与一光环行器250。光环行器250的第一端耦接至光纤220，用以接收从光纤220接收光载波OC。光环行器250的第二端与第三端分别耦接至CS-SSB处理模块35的输入端与输出端，用以提供光载波OC至CS-SSB处理模块35的输入端，并由CS-SSB处理模块35的输出端接收上行信号UP_S。

CS-SSB处理模块35主要通过马赫-陈德尔调制(Mach-Zehndermodulation，简称为MZM)方式与基频信号调制方式，由光载波OC产生一CS-SSB光信号，并将CS-SSB光信号由光载波OC的中央波长偏移一预设波长间隔，以产生上行信号UP_S。上行信号UP_S为具有基频信号的CS-SSB光载波，并被输出到光环行器250的第三端，进而通过光纤220回传到如图2A中的接收器105。如此一来，上行信号UP_S可以缓和载波噪音与信号噪音，并减少光通信系统20中的RB效应。

如图3A所示，CS-SSB处理模块35包括整合式双平行马赫-陈德尔调制器(dual-parallel Mach-Zehnder modulator，简称为DP-MZM)310。此DP-MZM 310进一步包括三个MZM单元312、314、316，而MZM单元312、314分别为DP-MZM 310的第一臂(arm)与第二臂。如图3A所示，MZM单元312、314、316皆具有上部路径与下部路径。MZM单元316的上部路径与下部路径则分别耦接至MZM单元312、314的输出端。

在图3A中，子图350绘示光载波OC的波长为f₀，而子图360绘示经过DP-MZM 310调制后的光频谱状况。光载波OC通过光纤220进入光环行器250的第一端，并由光环行器250的第二端进入DP-MZM 310。MZM单元312、314的输入端则同时耦接于光环行器250的第二端，用以接收光载波OC。光环行器250的第三端则耦接至MZM单元316的输出端，用以接收DP-MZM 310的输出信号，此即，调制为CS-SSB光信号的上行信号UP_S。

如图3A所示，CS-SSB处理模块35还包括射频信号源322、基频信号源324、射频信号混频器326(RF signal mixer)、光分歧器(optical splitter)328、T型偏压器(bias tee)330与T型偏压器340。在本示范实施例中，可以将射频信号源322、基频信号源324、射频信号混频器326、光分歧器328、T型偏压器330与T型偏压器340整合为可视为一偏压信号产生模块，用以分别将具有直流电压与交流电压的一第一偏压信号与一第二偏压信号载入到DP-MZM 310的第一臂(MZM单元312)与第二臂(MZM单元314)上。

射频信号源322耦接于射频信号混频器326，用以提供一弦波信号(例如频率为f_s＝10GHz)。射频信号源322例如为一射频信号合成器(RF signalsynthesizer)，且可视为一时钟源(clock source)。射频信号源322所产生的弦波信号的频率，会影响上行信号UP_S从光载波OC的中央波长偏移的程度。基频信号源324耦接于射频信号混频器326，用以提供用户上行数据的基频信号，且此基频信号可为用户数据信号经过调制的基频信号，其数据速率例如为2.5Gb/s。所述的基频信号调制方式例如为：不归零调制(Non-return-to-zero，简称为NRZ)。

射频信号混频器326将弦波信号与基频信号混频，上载(up-convert)基频信号至弦波信号的频率f_s。光分歧器328，用以接收射频信号混频器326输出的已混频信号，并将此已混频信号分为同相(in-phase)信号与正交(quadrature)信号。功率分歧器328也可用90°相位偏移器(phase shifter)或功率分歧器(power splitter)所替代。光分歧器328分别输出同相信号与正交信号至T型偏压器330与T型偏压器340。

DP-MZM 310的第一臂与第二臂皆被上载至弦波信号频率f_s的NRZ调制信号与适当的直流电压所驱动。T型偏压器330耦接至MZM单元312的偏压输入端。T型偏压器340耦接与MZM单元314的偏压输入端。另外，T型偏压器330的交流输入端接收同相信号，直流输入端接收一直流电压(电压值为V_π)，而T型偏压器330的输出端提供上载至弦波信号频率f_s的同相信号(NRZ调制信号)与适当的直流电压到MZM单元312的偏压输入端。相类似地，T型偏压器340的交流输入端接收正交信号，直流输入端接收一直流电压(电压值为V_π)，而T型偏压器340的输出端提供上载至弦波信号频率f_s且与NRZ调制信号相差90°的正交信号与适当的直流电压到MZM单元314的偏压输入端。

MZM单元312与MZM单元314的输出端分别耦接至MZM单元316的上部路径(第二臂)与下部路径(第二臂)。MZM单元316将MZM单元312与MZM单元314所输出的两个光载波信号整合为一CS-SSB光信号。MZM单元316的偏压输入端接收直流偏压(电压值为V_π/2)。通过调整MZM单元316所接收的直流偏压值，可达到调整(甚至最佳化)DP-MZM 310输出端的CSS-SB光信号，此即，上行信号UP_S。然后，上行信号UP_S被输出到光环行器250的第三端，并由光环行器250的第一端传送至光纤220，并最后回传到图2A所示的接收器105。

图3B是如图3A中载波抑制单边带反射式光网络装置35的示意图。在图3B中，标示出DP-MZM 310中信号产生的主要部位(a)-(j)，但省略光环行器250。图3C则绘示图3B中DP-MZM 310主要部位(a)-(j)的信号频谱示意图。在图3C中的这些信号频谱为DP-MZM 310中信号产生的主要部位在实验中所得到的结果。以下将搭配图3B与图3C，利用数学推导方式来进一步解释CS-SSB RONU 30的详细运作原理。

在CS-SSB RONU 30的实验环境中，所使用的调制器为一个频宽12GHz的DP-MZM，数据信号的速度为2.5Gb/s，调制方式为NRZ。实验过程中，将基频信号(即用户上行数据信号)的2.5Gb/s NRZ信号，经由射频信号混频器326上载至频率f_s为10GHz的弦波信号。接着，将已上载的弦波信号利用光分歧器328分成两路，并使此两路的弦波信号的相位差为90°。这两路弦波信号分别输入至2个T型偏压器330、340的交流输入端，T型偏压器330、340的直流输入端则分别给予V_π的直流电压，并将T型偏压器330、340的输出端各别载入到MZM单元312、314的输入端。在以下数学推导中，MZM₁、MZM₂、MZM₃分别代表MZM单元312、314、316，而在MZM₃的输入端则给予V_π/2的直流电压。至此，MZM₃的输出信号即为调制为CS-SSB光信号的上行信号UP_S。其产生过程也可通过数学推导来进一步说明。

在数学推导之前，首先介绍四个数学式(3.1)、(3.2)、(3.3)、(3.4)如下所示。

$\left\{\begin{array}{c}\cos \left(x\cos \mathrm{\θ}\right)=J_0\left(x\right)+2\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^n{J}_{2n}\left(x\right)\cos \left(2\mathrm{n\θ}\right)---\left(3.1\right)\\ \sin \left(x\cos \mathrm{\θ}\right)=2\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^n{J}_{2n-1}\left(x\right)\cos \left[(2n-1)\mathrm{\θ}\right]---\left(3.2\right)\end{array}\right.$

$\left\{\begin{array}{c}\cos \left(x\sin \mathrm{\θ}\right)=J_0\left(x\right)+2\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_{2n}\left(x\right)\cos \left(2\mathrm{n\θ}\right)---\left(3.3\right)\\ \sin \left(x\sin \mathrm{\θ}\right)=2\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_{2n-1}\left(x\right)\sin \left[(2n-1)\mathrm{\θ}\right]---(3.4)\end{array}\right.$

首先，MZM₁部分，假设进入DP-MZM的电场可表示为以下数学式(3.5)。

$E\left(t\right)=\mathrm{Re}\left\{E_0{e}^{j{\mathrm{\ω}}_{0}t}\right\}---\left(3.5\right)$

进入DP-MZM的电场会分成上路径(第一臂)与下路径(第二臂)，故电场可表示为以下数学式(3.6)。

$E\left(t\right)=\mathrm{Re}\left\{\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0{e}^{{\mathrm{j\ω}}_{0}t}\right\}---\left(3.6\right)$

而MZM₁上路径的电场在经过MZM单元312调制后可表示为以下数学式(3.7)。

$E_{{\mathrm{MZM}}_1-\mathrm{upper}}\left(t\right)=\mathrm{Re}\left\{\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0{e}^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+\mathrm{\Δ\φ})}\right\}=\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}t+\mathrm{\Δ\φ})$

$=\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0\{{\cos \mathrm{\ω}}_{0}t\cos \mathrm{\Δ\φ}-{\sin \mathrm{\ω}}_{0}t\sin \mathrm{\Δ\φ}\}---\left(3.7\right)$

其中，相位差Δφ表示为以下数学式(3.8)，m为调制深度(modulationdepth)。

Δφ(t)＝mcos(ω_RFt)            (3.8)

将数学式(3.8)带入数学式(3.7)可得到以下数学式(3.9)。

$E_{{\mathrm{MZM}}_1-\mathrm{upper}}\left(t\right)=\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0\left\{{\cos \mathrm{\ω}}_{0}t\cos \right[m\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)]-{\sin \mathrm{\ω}}_{0}t\sin [m\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)\left]\right\}---\left(3.9\right)$

再将数学式(3.1)、(3.2)带入数学式(3.9)中，可得到以下数学式(3.10)。

$E_{{\mathrm{MZM}}_1-\mathrm{upper}}\left(t\right)=\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0\left\{{\cos \mathrm{\ω}}_{0}t\right[J_0\left(m\right)+2\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^n{J}_{2n}\left(m\right)\cos \left({2\mathrm{n\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)]$

$-{\sin \mathrm{\ω}}_{0}t\left[2\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^n{J}_{2n-1}\left(m\right)\cos \right[(2n-1){\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\left]\right\}---\left(3.10\right)$

当贝塞尔函数(Bessel function)的阶数高于4阶时，贝塞尔函数高阶的数值相对于低阶(≤3)部分可视为足够小并可以忽略，因此数学式(3.10)可简化成以下数学式(3.11)。上述四个数学式(3.1)、(3.2)、(3.3)、(3.4)即为贝塞尔函数。

$E_{{\mathrm{MZM}}_1-\mathrm{upper}}\left(t\right)\≅\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0\left\{{\cos \mathrm{\ω}}_{0}t\right[J_0\left(m\right)-2J_2\left(m\right)\cos \left({2\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)]$

${-\sin \mathrm{\ω}}_{0}t[{-2J}_1\left(m\right)\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)+2J_3\left(m\right)\cos \left({3\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)]\}$

$=\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0\{J_0\left(m\right){\cos \mathrm{\ω}}_{0}t-J_2\left(m\right)[\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}t+2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t)+\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}t-2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t)]$

${+J}_1\left(m\right)[\sin ({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t)+\sin ({\mathrm{\ω}}_{0}t-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t)]$

${-J}_3\left(m\right)[\sin ({\mathrm{\ω}}_{0}t+{3\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t)+\sin ({\mathrm{\ω}}_{0}t-3{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t)]\}---\left(3.11\right)$

至此，MZM₁的上路径的频谱示意图如图3C的子图(a)所示。

而MZM₁下路径的调制电场的方向和MZM₁的上路径相反，所以相位差Δφ将表示为以下数学式(3.12)。

Δφ(t)＝-m cos(ω_RFt)        (3.12)

经过MZM单元312调制后的电场可表示为以下数学式(3.13)。

$E_{{\mathrm{MZM}}_1-\mathrm{lower}}\left(t\right)=\mathrm{Re}\left\{\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0{e}^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+\mathrm{\Δ\φ})}\right\}=\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}t+\mathrm{\Δ\φ})$

$=\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0\{{\cos \mathrm{\ω}}_{0}t\cos \mathrm{\Δ\φ}-{\sin \mathrm{\ω}}_{0}t\sin \mathrm{\Δ\φ}\}$

$=\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0\left\{{\cos \mathrm{\ω}}_{0}t\cos \right[-m\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)]-{\sin \mathrm{\ω}}_{0}t\sin [-m\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)\left]\right\}$

$=\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0\left\{{\cos \mathrm{\ω}}_{0}t\cos \right[m\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)]+{\sin \mathrm{\ω}}_{0}t\sin [m\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)\left]\right\}$

$=\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0\left\{{\cos \mathrm{\ω}}_{0}t\right[J_0\left(m\right)+2\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^n{J}_{2n}\left(m\right)\cos \left({2\mathrm{n\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)]$

${+\sin \mathrm{\ω}}_{0}t\left[2\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{(-1)}^n{J}_{2n-1}\left(m\right)\cos \right[(2n-1)\left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)\left]\right]\}---\left(3.13\right)$

若同样忽略大于4阶的贝塞尔函数，则数学式(3.13)可化简如以下数学式(3.14)。

$E_{{\mathrm{MZM}}_1-\mathrm{lower}}\left(t\right)\≅\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0\left\{{\cos \mathrm{\ω}}_{0}t\right[J_0\left(m\right)-{2J}_0\left(m\right)\cos \left({2\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)]$

${+\sin \mathrm{\ω}}_{0}t[-2J_1\left(m\right)\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)+2J_3\left(m\right)\cos \left({3\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)]\}$

$=\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0\{J_0\left(m\right){\cos \mathrm{\ω}}_{0}t-J_2\left(m\right)[\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}t+2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t)+\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}t-2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t)]$

${-J}_1\left(m\right)[\sin ({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t)+\sin ({\mathrm{\ω}}_{0}t-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t)]$

$+J_3\left(m\right)[\sin ({\mathrm{\ω}}_{0}t+{3\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t)+\sin ({\mathrm{\ω}}_{0}t-3{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t)]\}---\left(3.14\right)$

MZM₁下路径的电场经过MZM单元312调制后的频谱示意图如图3C的子图(b)所示。因为在MZM₁有给予V_π的直流电压，因此MZM₁下路径的电场的相位要再偏移π，如图3C的子图(c)所示。MZM₁的输出频谱示意图即为图3C的子图(a)、图3C的子图(c)相迭加而成，如图3C的子图(d)所示。

同样的，MZM₂部分，因为此部分信号的相位被偏移了90°，在MZM₂上路径的相位差Δφ将表示为以下数学式(3.15)。

$\mathrm{\Δ\φ}\left(t\right)=m\cos ({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t+\frac{\mathrm{\π}}{2})=-m\sin \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)---\left(3.15\right)$

MZM₂上路径经过MZM单元312调制后的电场可表示为：

$E_{{\mathrm{MZM}}_2-\mathrm{upper}}\left(t\right)=\mathrm{Re}\left\{\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0{e}^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+\mathrm{\Δ\φ})}\right\}=\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}t+\mathrm{\Δ\φ})$

$=\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0\{{\cos \mathrm{\ω}}_{0}t\cos \mathrm{\Δ\φ}-{\sin \mathrm{\ω}}_{0}t\sin \mathrm{\Δ\φ}\}$

$=\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0\left\{{\cos \mathrm{\ω}}_{0}t\cos \right[-m\sin \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)]-{\sin \mathrm{\ω}}_{0}t\sin [-m\sin \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)\left]\right\}$

$=\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0\left\{{\cos \mathrm{\ω}}_{0}t\cos \right[m\sin \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)]+{\sin \mathrm{\ω}}_{0}t\sin [m\sin \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)\left]\right\}---\left(3.16\right)$

将数学式(3.3)、(3.4)代入数学式(3.16)，可得到以下数学式(3.17)：

$E_{{\mathrm{MZM}}_2-\mathrm{upper}}\left(t\right)=\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0\left\{{\cos \mathrm{\ω}}_{0}t\right[J_0\left(m\right)+2\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_{2n}\left(m\right)\cos \left({2\mathrm{n\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)]$

${+\sin \mathrm{\ω}}_{0}t\left[2\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_{2n-1}\left(m\right)\sin \right[(2n-1){\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\left]\right]\}---\left(3.17\right)$

若同样忽略大于4阶的贝塞尔函数，则数学式(3.17)可化简成以下数学式(3.18)。

$E_{{\mathrm{MZM}}_2-\mathrm{upper}}\left(t\right)\≅\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0\left\{{\cos \mathrm{\ω}}_{0}t\right[J_0\left(m\right)+2J_2\left(m\right)\cos \left({2\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)]$

${+\sin \mathrm{\ω}}_{0}t[{2J}_1\left(m\right)\sin \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)+2J_3\left(m\right)\sin \left({3\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)]\}$

$=\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0\{J_0\left(m\right){\cos \mathrm{\ω}}_{0}t+J_2\left(m\right)[\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}t+2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t)+\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}t-2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t)]$

${-J}_1\left(m\right)[\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}t+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t)-\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}t-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t)]$

${-J}_3\left(m\right)[\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}t+3{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t)-\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}t-3{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t)]\}---\left(3.18\right)$

MZM₂上路径经过MZM单元312调制后的电场的频谱示意图如图3C的子图(e)。

在MZM₂下路径的部分，这部分信号的相位除了偏移了90°之外，MZM₂下路径所受到的调制电场方向和MZM₂上路径恰好相反，相位差Δφ可表成以下数学式(3.19)。

$\mathrm{\Δ\φ}\left(t\right)=-m\cos ({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t+\frac{\mathrm{\π}}{2})=m\sin \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)---\left(3.19\right)$

因此，MZM₂下路经过MZM单元312调制后的电场可表示为以下数学式(3.20)。

$E_{{\mathrm{MZM}}_2-\mathrm{lower}}\left(t\right)=\mathrm{Re}\left\{\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0{e}^{j({\mathrm{\ω}}_{0}t+\mathrm{\Δ\φ})}\right\}=\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}t+\mathrm{\Δ\φ})$

$=\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0\{{\cos \mathrm{\ω}}_{0}t\cos \mathrm{\Δ\φ}-{\sin \mathrm{\ω}}_{0}t\sin \mathrm{\Δ\φ}\}$

$=\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0\left\{{\cos \mathrm{\ω}}_{0}t\cos \right[m\sin \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)]-{\sin \mathrm{\ω}}_{0}t\sin [m\sin \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)\left]\right\}$

$=\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0\left\{{\cos \mathrm{\ω}}_{0}t\right[J_0\left(m\right)+2\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_{2n}\left(m\right)\cos \left({2\mathrm{n\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)]$

${-\sin \mathrm{\ω}}_{0}t\left[2\underset{n=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{J}_{2n-1}\left(m\right)\sin \right[(2n-1){\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\left]\right]\}---\left(3.20\right)$

相类似地，如果忽略大于4阶的贝塞尔函数，则数学式(3.20)可化简成以下数学式(3.21)。

$E_{{\mathrm{MZM}}_2-\mathrm{lower}}\left(t\right)\≅\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0\left\{{\cos \mathrm{\ω}}_{0}t\right[J_0\left(m\right)+2J_2\left(m\right)\cos \left({2\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)]$

${-\sin \mathrm{\ω}}_{0}t[{2J}_1\left(m\right)\cos \left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)+{2J}_3\left(m\right)\cos \left({3\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t\right)]\}$

$=\frac{1}{\sqrt{2}}{E}_0\{J_0\left(m\right){\cos \mathrm{\ω}}_{0}t+J_2\left(m\right)[\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}t+2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t)+\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}t-2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t)]$

$+J_1\left(m\right)[\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}t+2={\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t)-\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}t-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t)]$

$+J3\left(m\right)[\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}t+3{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t)-\cos ({\mathrm{\ω}}_{0}t-3{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{RF}}t)]---\left(3.21\right)$

MZM₂下路经过MZM单元312调制后的电场的频谱示意图如图3C的子图(f)。同样的，我们在MZM₂也给予V_π的直流电压，所以相位也要再位移π(radians)，频谱示意图如图3C的子图(g)。将子图(e)和子图(g)的结果相迭加即为MZM₂的输出频谱示意图，如图3C的子图(h)。

最后，MZM₁和MZM₂的输出电场会经由MZM₃做最后的调制。在MZM₃上有外加V_π/2的直流电压，所以在MZM₂的输出端其相位要再偏移π/2(radians)，如图3C的子图(i)。最后，经由DP-MZM 310调制后的CS-SSB光信号即由子图(d)和子图(i)相迭加而成，如图3C的子图(j)。

虽然本公开所提供的CS-SSB RONU 30的实施例是用以缓和在光通信系统20的上行信号的瑞利背向散射噪音，本公开并非限定于上述。本领域技术人员，应当能应用本公开中CS-SSB RONU 30的运作原理在光通信系统20的头端的反射式光网络装置上，用以缓和下行信号的瑞利背向散射噪音。

图3D是如图3B中载波抑制单边带反射式光网络装置经过实验量测的频谱示意图。图3D绘示在实验中实际量测得到的频谱示意图(示波器的解析度为0.01nm)。图3的曲线370是CLS激光光源的信号(此即光载波OC)，而曲线372是CS-SSB-NRZ信号。从图3D可知，CS-SSB光信号的信号强度比CLS激光光源信号的信号强度大上18分贝(dB)。另外，由实验结果得知，CS-SSB光信号的信号强度也比载波抑制双边带不归零调制(carrier-suppressed double-sideband non-return-zero，简称为CS-DSB-NRZ)信号(未绘示)的信号强度大上3dB。

图4是根据另一示范实施例所绘示另一种载波抑制单边带反射式光网络装置(CS-SSB RONU)40的功能方块图。图4绘示简化后的光载波OC的频谱状况如子图350，以及CS-SSB RONU 40最后产生的CS-SSB光信号的频谱状况如子图360。如图4所示，CS-SSB RONU 40包括一载波抑制单边带(CS-SSB)处理模块45与一光环行器250。光环行器250的第一端耦接至光纤220，用以接收从光纤220接收光载波OC。光环行器250的第二端与第三端分别耦接至CS-SSB处理模块45的输入端与输出端，用以提供光载波OC至CS-SSB处理模块45的输入端，并由CS-SSB处理模块45的输出端接收上行信号UP_S。

CS-SSB处理模块45主要通过马赫-陈德尔调制(MZM)方式与基频信号调制方式，由光载波OC产生一CS-SSB光信号，并将CS-SSB光信号由光载波OC的中央波长偏移一预设波长间隔，以产生上行信号UP_S。上行信号UP_S为具有基频信号的CS-SSB光载波，通过光纤220回传到如图2A的接收器105。如此一来，上行信号UP_S可以缓和载波噪音与信号噪音，并减少光通信系统20中的RB效应。

CS-SSB处理模块45包括独立的装置例如：双臂马赫-陈德尔调制器(dual-arm，简称为DA-MZM)430与调制器450，以实现重复光载波OC来产生CS-SSB光信号。相较于图3A所示的CS-SSB RONU 30，CS-SSB处理模块45不包括射频信号混频器，且组成构件相对简单，也可以灵活地在调制器450采用较多的调制方式。

DA-MZM 430具有第一臂(上部路径)与第二臂(下部路径)，分别耦接于射频信号源422与光分歧器428，但同时耦接于光环行器250。经由光纤传输的光载波OC进入光环行器250的第一端，并由光环行器250的第二端同时进入DA-MZM 430的第一臂与第二臂。光环行器250的第三端耦接于调制器450的输出端，即接收调制为CS-SSB光信号。射频信号源422提供弦波信号给光分歧器428的输入端，以及载入弦波信号到DA-MZM 430的第一臂，而弦波信号的频率f_s例如为10GHz。光分歧器428将弦波信号的相位偏移90°，并输出正交弦波信号以载入到DA-MZM 430的第二臂。DA-MZM 430通过上述同相弦波信号与正交弦波信号分别载入到第一臂与第二臂，由光载波OC产生CS-SSB波长偏移的CS-SSB光信号。所述的CS-SSB光信号由光载波OC的中央波长偏移一预设波长间隔(预设频率间隔)。弦波信号频率f_s决定CS-SSB的波长由光载波OC的中央波长所偏移的波长间隔。

调制器450耦接于基频信号源424，而调制器450的输入端耦接于DA-MZM 430的输出端。基频信号源424，用以提供用户上行数据的基频信号，且此基频信号可为用户数据信号经过基频信号调制的基频信号，其数据速率例如为2.5Gb/s。所述的基频信号调制方式例如为：开闭移键调制方式(on-off-keying，简称为OOK)、差分相位移键调制方式(differential-phaseshift keying，简称为DPSK)或正交频分复用调制(orthogonal frequencydivision multiplexing，简称为OFDM)。在本示范实施例中，可以整合调制器450与基频信号源424为一基频调制器(未绘示)，用以利用基频信号调制方式将基频信号调制到CS-SSB光信号，以产生上行信号UP_S。此即，调制器450用以将已调制的基频信号，进一步调制至CS-SSB光信号，并输出调制后的CS-SSB光信号为上行信号UP_S。

虽然本公开所提供的CS-SSB RONU 40的实施例是用以缓和在光通信系统20的上行信号的瑞利背向散射噪音，本公开并非限定于上述。本领域技术人员，应当能应用本公开中CS-SSB RONU 40的运作原理在光通信系统20的头端的反射式光网络装置上，用以缓和下行信号的瑞利背向散射噪音。

图5A绘示由实验量测仅经过不归零调制(NRZ)上行信号的误比特率效能的对照示意图。图5B绘示由实验量测有经过载波抑制单边带(CS-SSB)处理的上行信号的误比特率(bit error rate，或称为BER)效能的示意图。在图5A与图5B的实验中，实验环境皆为长距离(long reach)的被动光网络，所使用的光纤长度例如为100公里。在图5A中，子图510、512、514绘示分别在0分路、64个分路与512个的分路的上行信号状况的眼图(eyediagram)。另外，图5A还分别显示0分路与64个分路的误比特率效能曲线。图5A的横坐标为接收功率(单位为以1毫瓦为电位准的分贝数值，或称为dBm)，纵坐标为误比特率的对数值(log(BER))。随着接收器所量侧的接收功率增加，可以观察到误比特率逐步降低。然而仅经过NRZ调制的上行信号的512个分路的误比特率却无法被量测到。仅经过NRZ调制的上行信号在64个分路的状况时，仅达到误比特率为10^-7的效能。然而，一般光通信网络在64个分路的状况时，必须要达到误比特率为10-9的效能。

在图5B中的子图520、522、524分别绘示0分路、64个分路与512个的分路的上行信号状况的眼图。由于有调制为CS-SSB光信号，在接收器所接收的上行信号的眼图明显比图5A的对应眼图清晰。而且，调制为CS-SSB光信号的上行信号的512个分路的误比特率也可被量测到。具体说明，在512个分路状况时，调制为CS-SSB光信号的上行信号相较于0分路的状况有大约5dB的功率损失，但是仍达到误比特率为10^-9的效能。由图5B的实验结果可知，在本公开中所提出的载波抑制单边带反射式光网络装置，大幅度地提升波长分割多工被动光网络通信系统的系统效能。

图6A绘示由模拟所得到未经过载波抑制单边带(CS-SSB)处理的上行信号的调制信号分布图(constellation diagram)。图6B绘示由模拟所得到有经过载波抑制单边带(CS-SSB)处理的上行信号的调制信号分布图。在图6A与图6B的模拟环境中，信号噪音比(SNR)设定为15dB，所使用的调制为具有16点可能位置的正交振幅调制(简称为16-QAM)，数据信号传输速率为4Gb/s。由图6A可知，未经过CS-SSB处理的上行信号的调制信号，非常凌乱且很难由分布的调制信号解调制为基频信号。相反地，由图6B可知，经过CS-SSB处理的上行信号的调制信号分布非常清晰，因此在接收器可轻易地解调制上行信号为基频信号，并成功地还原用户的上行数据。由图6的模拟结果可知，在本公开中所提出的载波抑制单边带反射式光网络装置，大幅度地提升波长分割多工被动光网络通信系统的系统效能。

综上所述，本公开的示范实施例提供一种光通信系统及其方法与其反射式光网络装置。反射式光网络装置主要利用整合式马赫-陈德尔调制器，或结合马赫-陈德尔调制器与调制器，由局端提供的光载波来产生载波抑制单边带光信号。所输出的上行信号与输入的光载波偏移一预设波长间距，因此能缓和载波噪音与信号噪音，且有效率地改善光通信系统的系统效能。要注意的是，本公开的数种实施例提供一种光通信系统及其方法与其反射式光网络装置，用以缓和上行信号的瑞利背向散射噪音，而本领域技术人员当能应用本公开的光通信系统及其方法与其反射式光网络装置，用以缓和下行信号的瑞利背向散射噪音。

虽然本公开已以实施例公开如上，然其并非用以限定本公开，本领域技术人员，在不脱离本公开的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，故本公开的保护范围当视所附权利要求书所界定者为准。

Claims (27)

1.一种光通信系统，包括：

至少一载波抑制单边带反射式光网络装置，耦接于至少一光纤，用以接收一光载波，并通过一马赫-陈德尔调制方式与一基频信号调制方式，由该光载波产生具有一基频信号且由该光载波的一中央波长偏移一预设波长间隔的一光信号，并回传该光信号到该至少一光纤，以缓和瑞利背向散射噪音，其中该光载波产生的该光信号为一载波抑制单边带光信号；以及

至少一接收器，耦接至该至少一光纤，用以接收该光信号。

2.如权利要求1所述的光通信系统，其中该载波抑制单边带反射式光网络装置还包括：

一光环行器，其第一端耦接至该至少一光纤，用以接收该光载波，并提供该光信号至该至少一光纤；以及

一载波抑制单边带处理模块，其输入端耦接至该光环行器的一第二端，而其输出端耦接至该光环行器的一第三端，用以通过该马赫-陈德尔调制方式与该基频信号调制方式，由该光载波产生该光信号，并输出该光信号至该光环行器的该第三端。

3.如权利要求2所述的光通信系统，其中，该载波抑制单边带处理模块包括：

一双臂马赫-陈德尔调制器，其输入端耦接至该光环行器的该第二端，用以由该光载波产生该载波抑制单边带光信号；以及

一基频调制器，耦接至该马赫-陈德尔调制器的一输出端，用以利用该基频信号调制方式，将该基频信号调制到该载波抑制单边带光信号，以产生该光信号。

4.如权利要求3所述的光通信系统，其中，该基频信号调制方式包括：开闭移键调制方式、差分相位移键调制方式、正交频分复用调制方式或正交振幅调制方式。

5.如权利要求2所述的光通信系统，其中，该载波抑制单边带处理模块为一单芯片整合式装置。

6.如权利要求5所述的光通信系统，其中，该载波抑制单边带处理模块包括：

一整合式双平行马赫-陈德尔调制器，其输入端耦接至该光环行器的该第二端，用以由该光载波产生具有该基频信号的该载波抑制单边带光信号。

7.如权利要求6所述的光通信系统，其中，该载波抑制单边带处理模块还包括：

一偏压信号产生模块，用以提供一第一偏压信号载入到该整合式双平行马赫-陈德尔调制器的一第一臂的一第一马赫-陈德尔调制器，并且提供一第二偏压信号载入到该整合式双平行马赫-陈德尔调制器的一第二臂的一第二马赫-陈德尔调制器；以及

一第三马赫-陈德尔调制器，其第一臂耦接至该第一马赫-陈德尔调制器，其第二臂该第二马赫-陈德尔调制器的输出端，用以整合该第一马赫-陈德尔调制器与该第二马赫-陈德尔调制器所输出的至少一光信号为该载波抑制单边带光信号。

8.如权利要求5所述的光通信系统，其中，

该第一偏压信号包括一第一交流电压与一第一直流电压，其中该第一交流电压被载入到该第一马赫-陈德尔调制器时，导致该第一马赫-陈德尔调制器的一路径的电场相位被偏移180°；以及

该第二偏压信号包括一第二交流电压与一第二直流电压，其中该第二交流电压正交于该第一交流电压，而该第二交流电压被载入到该第二马赫-陈德尔调制器时，导致该第二马赫-陈德尔调制器的一路径的电场相位被偏移180°。

9.一种在波长分割多工被动光网络中缓和瑞利背向散射噪音的方法，包括：

通过一马赫-陈德尔调制方式与一基频信号调制方式，由一光载波产生具有一基频信号且由该光载波的一中央波长偏移一预设波长间距的一光信号，并输出该光信号，以缓和瑞利背向散射噪音，其中该光载波产生的该光信号为一载波抑制单边带光信号。

10.如权利要求9所述的方法，还包括：

利用一双臂马赫-陈德尔调制器，由该光载波产生该载波抑制单边带光信号；以及

利用该基频信号调制方式，将该基频信号调制到该载波抑制单边带光信号，以产生该光信号。

11.如权利要求10所述的方法，还包括：

提供一弦波信号至该双臂马赫-陈德尔调制器的一第一臂；以及

提供正交于该弦波信号的一正交弦波信号至该双臂马赫-陈德尔调制器的一第二臂。

12.如权利要求10所述的方法，其中，该基频信号调制方式包括：开闭移键调制方式、差分相位移键调制方式、正交频分复用调制方式或正交振幅调制方式。

13.如权利要求9所述的方法，还包括：

利用一整合式双平行马赫-陈德尔调制器，由该光载波产生具有该基频信号的该载波抑制单边带光信号。

14.如权利要求13所述的方法，还包括：

提供一第一偏压信号载入到该整合式双平行马赫-陈德尔调制器的一第一臂的一第一马赫-陈德尔调制器，并且提供一第二偏压信号载入到该整合式双平行马赫-陈德尔调制器的一第二臂的一第二马赫-陈德尔调制器；以及

利用耦接至该第一马赫-陈德尔调制器与该第二马赫-陈德尔调制器的一第三马赫-陈德尔调制器，整合该第一马赫-陈德尔调制器与该第二马赫-陈德尔调制器所输出的至少一光信号为该载波抑制单边带光信号。

15.如权利要求14所述的方法，还包括：

通过该基频信号调制方式，由一数据信号产生一基频信号；

将该基频信号上载至一弦波信号，以产生一第一交流信号；

提供该第一交流信号至一第一偏压器，提供一第一直流电压至该第一偏压器，并利用该第一直流电压与该第一交流电压产生一第一偏压信号；以及

提供正交于该第一交流信号的一第二交流信号至一第二偏压器，提供一第二直流电压至该第二偏压器，并利用该第二直流电压与该第二交流电压产生一第二偏压信号。

16.如权利要求15所述的方法，还包括：

载入该第一偏压信号到该第一马赫-陈德尔调制器，以将该第一马赫-陈德尔调制器的一路径的电场相位偏移180°；以及

载入该第二偏压信号到该第二马赫-陈德尔调制器，以将该第二马赫-陈德尔调制器的一路径的电场相位偏移180°。

17.如权利要求15所述的方法，其中，该调制方式为不归零调制方式。

18.一种反射式光网络装置，该装置包括：

一光环行器，其第一端耦接至一光纤，用以接收一光载波；以及

一载波抑制单边带处理模块，其输入端耦接至该光环行器的一第二端，而其输出端耦接至该光环行器的一第三端，用以通过一马赫-陈德尔调制方式与一基频信号调制方式，由该光载波产生具有一基频信号且由光载波的中央波长偏移一预设波长间隔的一光信号，并通过该光环行器的该第三端输出该光信号至该光纤，以缓和瑞利背向散射噪音，其中该光载波产生的该光信号为一载波抑制单边带光信号。

19.如权利要求18所述的装置，其中，该载波抑制单边带处理模块包括：

一双臂马赫-陈德尔调制器，其输入端耦接至该光环行器的该第二端，用以由该光载波产生该载波抑制单边带光信号；以及

一基频调制器，耦接至该马赫-陈德尔调制器的一输出端，用以利用该基频调制方式，将该基频信号调制到该载波抑制单边带光信号，以产生该光信号。

20.如权利要求19所述的装置，其中，该载波抑制单边带处理模块还包括：

一射频信号源，具有一第一输出端耦接至该双臂马赫-陈德尔调制器的一第一臂，用以输出一弦波信号至该第一臂；以及

一光分歧器，耦接至该射频信号源的一第二输出端，并具有一输出端耦接至该双臂马赫-陈德尔调制器的一第二臂，用以接收该弦波信号，并输出正交于该弦波信号的一正交弦波信号至该第二臂。

21.如权利要求19所述的装置，其中，该基频信号调制方式包括：开闭移键调制方式、差分相位移键调制方式、正交频分复用调制方式或正交振幅调制方式。

22.如权利要求18所述的装置，其中该载波抑制单边带处理模块为一单芯片整合式装置。

23.如权利要求22所述的装置，其中，该载波抑制单边带处理模块包括：

一整合式双平行马赫-陈德尔调制器，其输入端耦接至该光环行器的该第二端，用以由该光载波产生具有该基频信号的该载波抑制单边带光信号。

24.如权利要求23所述的装置，其中，该载波抑制单边带处理模块还包括：

一偏压信号产生模块，用以提供一第一偏压信号载入到该整合式双平行马赫-陈德尔调制器的一第一臂的一第一马赫-陈德尔调制器，并且提供一第二偏压信号载入到该整合式双平行马赫-陈德尔调制器的一第二臂的一第二马赫-陈德尔调制器；以及

一第三马赫-陈德尔调制器，其第一臂耦接至该第一马赫-陈德尔调制器，其第二臂耦接至该第二马赫-陈德尔调制器的输出端，用以整合该第一马赫-陈德尔调制器与该第二马赫-陈德尔调制器所输出的至少一光信号为该载波抑制单边带光信号。

25.如权利要求24所述的装置，其中，该偏压信号产生模块包括：

一基频信号源，用以由一数据信号经过该基频信号调制的一基频信号；

一射频信号源，用以提供一弦波信号；

一射频信号混频器，耦接至该基频信号源与该射频信号源，用以将该基频信号上载至该弦波信号，以产生一第一交流信号；

一光分歧器，其输入端耦接至该射频信号混频器，并提供该第一交流信号于其第一输出端，以及提供正交于该第一交流信号的一第二交流信号于其第二输出端；

一第一偏压器，其第一输入端接收一第一直流电压，而其第二输入端耦接于该光分歧器的该第一输出端，用以利用该第一直流电压与该第一交流电压产生一第一偏压信号，并将该第一偏压信号载入到该第一马赫-陈德尔调制器；以及

一第二偏压器，其第一输入端接收一第二直流电压，而其第二输入端耦接于该光分歧器的该第二输出端，用以利用该第二直流电压与该第二交流电压产生一第二偏压信号，并将该第二偏压信号载入到该第二马赫-陈德尔调制器。

26.如权利要求24所述的装置，其中，

该第一偏压信号被载入到该第一马赫-陈德尔调制器时，该第一马赫-陈德尔调制器的一路径的电场相位被偏移180°；以及

该第二偏压信号被载入到该第二马赫-陈德尔调制器时，该第二马赫-陈德尔调制器的一路径的电场相位被偏移180°。

27.如权利要求23所述的装置，其中，该基频信号调制为一不归零调制方式。