CN102299424A - 一种c频段双频双极化馈电组件 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种C频段双频双极化馈电组件，通过将收发4/6GHz分成两个频段，应用双频正交模耦合器，将4GHz发射信号耦合成四路信号，然后利用电桥功分器的移相功分特点，以及电桥功分器四个端口之间的关系，巧妙合成一路左旋信号，一路右旋信号，接收频段信号无阻碍通过双频正交模耦合器后，左右旋信号被简单双圆极化器分开，从而实现收发两个频段，每个频段两个极化的频率极化复用，本发明馈电组件结构紧凑，实现了发射和接收两个频段指向严格一致，天线在C频段具有很高的极化隔离度(≥30dB)和抗干扰能力，天线中的无源互调影响小，各工作频段之间电磁兼容好。

Description

一种C频段双频双极化馈电组件

技术领域

本发明涉及一种C频段可调整双频双极化圆极化馈电组件，属于天

线技术领域。

背景技术

随着卫星通信技术应用的不断深入和广泛，要求卫星的载荷功能越来越多，需要天线的集成度也随之提高。如何在卫星有限的空间条件限制情况下容纳更多的任务，是近期通信卫星发展的主要核心技术，一般情况下，通信卫星对某一要求的波束提供接收和发射的同时覆盖，C频段波长较长，在同等条件下，实现高的EIRP和G/T值需要较大的天线口径。而C频段是卫星BSS和FSS业务的密集频段，在卫星的有限空间限制条件下，很难用收发两副天线解决C频段的收发覆盖问题，同时由于卫星距离地面的位置较远，对于指向误差的容忍度很低，收发两副天线容易造成两副天线的指向不一致。这样，就需要将一般的通信卫星的C频段接收天线和发射天线合二为一，这就需要进行双频段天线馈源设计，在同一副馈源上进行共用设计，获得同时满足发射、接收应用的馈源性能。这样就不会对天线布局提出新的要求，解决了应用平台的天线布设空间紧张的问题，实现天线不仅具有发射天线功能，也具有接收天线的功能。

同时，卫星天线的极化隔离度指标一般在30dB左右，属于非常高的要求。这样一来，作为天线高极化隔离度指标实现的关键因素，馈源系统尤为重要。

而对原有馈源进行双频共用设计来实现原本需要多个天线才能完成的功能，是缓解天线布设空间紧张的一个途径，也是增添新的频率应用、增加新的功能应用实现单星高载荷集成度的迫切需要。

实现工作在卫星平台的双频多应用天线设计是卫星平台空间天线集成化设计的难题之一。作为卫星平台上无线系统应用的设备，面向多种应用、实现多个功能的双频天线获得越来越广泛的应用。

通过单一的增加天线数目的方式来解决天线功能应用不断扩展问题将会恶化卫星平台的电磁环境，使天线间电磁耦合复杂化，而现有技术中的有限平台布局结构还很难满足集成化设计的需求，因此对功能集成化天线的需求越来越迫切。鉴于应用的卫星平台对C频段通信天线的特殊要求，由于卫星功率资源特别紧张，偏焦等降低天线效率的措施将不会被容忍，双频段天线馈源作为收发共用系统的关键组成，要满足其非常高的电性能要求又要能够承受平台运动过程中的冲击与振动，同时还要能够承受各种机械扰动，满足空间适应性要求。因此对天线提出新增移动通信频段的电性能、提高天线结构刚度、结构强度和空间抗辐照特性也要求很高，结构设计难度很大。现有公开的或已知的C双收发共用通信卫星天线很难满足应用需求。而且类似设计多作为地面应用，无法满足空间环境和卫星布局要求。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的上述不足，提供一种C频段双频双极化馈电组件，该馈电组件通过利用双频双圆极化馈电网络实现收发两个频段的高极化鉴别度性能，避免多增加一副天线，具有结构紧凑的特点，并且还可以实现发射和接收两个频段指向严格一致，天线在C频段具有很高的极化隔离度(≥30dB)和抗干扰能力，天线中的无源互调影响小，各工作频段之间电磁兼容好。

本发明的上述目的是通过如下技术方案予以实现的：

一种C频段双频双极化馈电组件，包括双频正交模耦合器、四个带通滤波器、移相功分网络、两个魔T、6GHz简单双圆极化器和八个连接波导，其中双频正交模耦合器包括耦合腔和设置在耦合腔表面的四个耦合窗，且耦合腔的一端为公共口A，另一端为直通口1A；四个带通滤波器的一端分别连接双频正交模耦合器的四个耦合窗，另一端分别通过连接波导与移相功分网络相连；移相功分网络包括四个输入口3A、3B、3C、3D和四个输出口3E、3F、3G、3H，其中输入口3A和3C分别通过两个连接波导与其中一个魔T连接，输入口3B和3D分别通过两个连接波导与另一个魔T连接，输出口3E、3F、3G、3H分别通过其中四个连接波导与四个带通滤波器连接；6GHz简单双圆极化器直接与双频正交模耦合器一端的直通口1A连接；此外其中一个魔T上设有4GHz发射频段右旋输入口B、另外一个魔T上设有4GHz发射频段右旋输入口C、6GHz简单双圆极化器上设有6GHz接收频段右旋输出口D和6GHz接收频段左旋输出口E，公共口A作为4GHz发射频段的输出口和6GHz接收频段的输入口，连接喇叭天线。

在上述C频段双频双极化馈电组件中，双频正交模耦合器的耦合腔为圆柱形的阶梯形式的空腔结构，四个耦合窗沿耦合腔中心轴线对称分布在耦合腔的表面，且四个耦合窗设置在距离短路面发射频段1/4波导波长处。

在上述C频段双频双极化馈电组件中，耦合腔的最大圆腔尺寸根据4GHz发射频段的波长进行选择，最大圆腔尺寸与波长成正比；所述空腔结构中阶梯部分的尺寸由收发频段的波长共同确定，既要保证对4GHz发射频段的截止又要保证6GHz接收频段的匹配；耦合窗的宽窄选择保证不破坏接收频段的过渡结构并兼顾功率容量。

在上述C频段双频双极化馈电组件中，四个带通滤波器均为枝节形式滤波器，主体为一节直波导，沿着垂直于直波导的方向，每隔1/4波导波长设置一节短路波导，共有三节短路波导，短路波导的末端依次设置有波导垫片和枝端盖板，且波导垫片和枝端盖板通过螺钉或螺栓与短路波导连接。

在上述C频段双频双极化馈电组件中，双频双极化馈源组件的调试过程中，通过增加或者减少波导垫片的个数改变带通滤波器中短路波导的长度，将谐振点移出可用频带。

在上述C频段双频双极化馈电组件中，移相功分网络为两个独立的电桥功分器和连接波导组成的一个整体结构，结构实现上分为盖板和腔体，四个输入口3A、3B、3C、3D设置在盖板上，四个输出口3E、3F、3G、3H设置在腔体上。

在上述C频段双频双极化馈电组件中，两个魔T均为双T形结构，各包括四个端口，其中一个魔T的两个端口分别与两个连接波导相连，另一个端口为4GHz发射频段右旋输入口B，还有一个端口为隔离口安装负载；另外一个魔T的两个端口分别与两个连接波导相连，另一个端口为4GHz发射频段右旋输入口C，还有一个端口为隔离口安装负载。

在上述C频段双频双极化馈电组件中，6GHz简单双圆极化器结构上分割成了三段，包括三个端口：与双频正交模耦合器一端的直通口1A连接的端口5A、6GHz接收频段右旋输出口D和6GHz接收频段左旋输出口E，6GHz简单双圆极化器在一个频带内同时实现右旋和左旋两个圆极化。

在上述C频段双频双极化馈电组件中，其中四个连接波导为四个H面弯波导，结构一致，具有相同的移相特性；另外两个连接波导为两组弯波导，电长度相等，具有相同的移相特性；还有两个连接波导也为两组弯波导，电长度相等，具有相同的移相特性。

本发明与现有技术相比较具有如下有益效果：

(1)本发明馈电组件将收发4/6GHz分成两个频段，通过应用双频正交模耦合器，将4GHz发射信号耦合成四路信号，然后利用电桥的移相功分特点，以及电桥四个端口之间的关系，巧妙合成一路左旋信号，一路右旋信号，接收频段信号无阻碍通过双频正交模耦合器后，左右旋信号被简单双圆极化器分开，从而实现收发两个频段的高极化鉴别度性能，避免多增加一副天线，具有结构紧凑的特点；

(2)本发明馈电组件增加了新的频段应用而不增加天线数目和改变天线布局方式，不会明显影响卫星平台天线的电磁环境，缓解了应用平台的天线布设空间的紧张，可以扩展作为其它卫星收发共用极化共用天线系统进行应用；

(3)本发明馈电组件基于自身方案特点，可以实现发射和接收两个频段指向严格一致，天线在C频段具有很高的极化隔离度(≥30dB)和抗干扰能力，天线中的无源互调影响小，各工作频段之间电磁兼容较好；

(4)本发明馈电组件原理简单，设计容易，成本低、应用方便、性能优良、具有明显的实用性，所应用的基本技术较为成熟、便于工程化应用等特点，具有很强的竞争力；

(5)本发明馈电组件针对C频段波长较长、整个馈源的尺寸较大，误差积累非常可观的特点，进一步提出了调整方法，通过增加或者减少波导垫片的个数改变谐振腔体(短路波导)的长度，将谐振点移出可用频带；

(6)本发明馈电组件中的双频正交模耦合器结构设计为阶梯形式，对于4GHz发射频段是短路结构，要求全反射，该结构是一种截止滤波器，对于6GHz接收频段是过渡，使耦合腔11与6GHz简单圆极化器5的良好的匹配，本发明将双频正交模耦合器的耦合窗与过渡结构设计在一起，即在尽可能离短路面近的地方(距离短路面发射频段1/4波导波长处)进行耦合，保证了耦合的宽频带，同时，耦合窗的宽窄选择尽量不破坏接收频段的过渡结构，又兼顾功率容量；

(7)本发明设计的调整环节大大减小了加工精度压力，增加了天线的工程可实现性，并且该高次模调整方法可以扩展至其它无源部件中高次模防止课题的应用。

附图说明

图1a为本发明双频双极化馈电组件结构示意图一；

图1b为本发明双频双极化馈电组件结构示意图二；

图2为本发明双频正交模耦合器结构图及M-M剖面图；

图3为本发明带通滤波器结构示意图；

图4a为本发明移相功分网络结构分解图；

图4b为本发明移相功分网络结构示意图；

图5为本发明魔T结构示意图；

图6为本发明6GHz简单双圆极化器结构示意图；

图7为本发明馈源组件结构示意图；

图8为本发明天线结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细的说明：

如图1a、1b为本发明双频双极化馈电组件结构示意图，由图可知本发明C频段双频双极化馈电组件包括双频正交模耦合器1、四个带通滤波器21、22、23、24，移相功分网络3，两个魔T41、42，6GHz简单双圆极化器5和八个连接波导61、62、63、64、71、72、81、82，共有5个端口，分别为公共口A、4GHz发射频段右旋输入口B、4GHz发射频段左旋输入口C、6GHz接收频段右旋输出口D和6GHz接收频段左旋输出口E，其中公共口A在常规使用中连接一个能够满足4/6GHz频段性能的喇叭天线，作为4GHz发射频段的输出口将经过馈电组件处理的电磁波波输出给喇叭天线形成圆极化波辐射到自由空间，同时作为6GHz接收频段的输入口将喇叭天线接收到的圆极化波输入给馈电组件。

对于发射频段，由4GHz发射频段右旋输入口B通过魔T41形成幅度相等相位相差180度的两路信号，经过电长度相等的两个连接波导71、72分别进入移相功分网络3形成幅度相等相位为0度、-90度、-180度和-270度分布的四路信号，将此四路信号再通过连接波导61、62、63、64和带通滤波器21、22、23、24逆时针(从公共口A往里看)按照0度、-90度、-180度和-270度的次序接在双频正交模耦合器1的四个耦合窗12上，耦合进双频正交模耦合器1，在双频正交模耦合器1中进行合成，由公共口A输出给喇叭天线200形成右旋圆极化波。同理，由4GHz发射频段左旋输入口C输入，分别形成0度、90度、180度和270度的四路信号，形成左旋圆极化。

对于接收频段，由公共口A输入的右/左旋信号通过双频正交模耦合器1的直通口1A进入6GHz简单双圆极化器5，分别由6GHz接收频段右旋输出口D和6GHz接收频段左旋输出口E输出。

双频正交模耦合器1是本发明双频双极化馈电组件的核心部件，其功能是在带通滤波器的配合下，将发射和接收两个频带的信号分开，并且将发射信号由圆极化转换为线极化的器件。如图2所示为本发明双频正交模耦合器结构图及M-M剖面图，双频正交模耦合器1在结构上是一体的，包括耦合腔11和四个耦合窗12，且耦合腔11的一端为公共口A，另一端为直通口1A，其中耦合腔11为圆柱形的阶梯形式的空腔结构，包括阶梯形式的过度段13，四个耦合窗12沿耦合腔11中心轴线对称分布在耦合腔11的表面，且四个耦合窗12设置在距离短路面发射频段1/4波导波长处，保证了耦合的宽频带。耦合腔11最大圆腔尺寸根据4GHz发射频段的波长进行选择，尺寸与波长成正比，过度段13为阶梯形式的结构，对于4GHz发射频段是短路结构，要求全反射，对于6GHz接收频段是过渡，保证耦合腔11与6GHz简单圆极化器5的良好匹配；耦合窗12的宽窄选择既要保证尽量不破坏接收频段的过渡结构，又要兼顾功率容量。理论上的短路面位置并不能准确地从过度段的结构中得到，因此设计中需要反复调整过渡段13的尺寸和耦合窗12的位置和尺寸，使耦合性能达到最佳，由图2还可以看出双频正交模耦合器1通过设置在四个耦合窗12上的四个法兰14，分别与四个带通滤波器21、22、23、24进行连接。

四个带通滤波器21、22、23、24均为枝节形式的滤波器，一端分别连接双频正交模耦合器1的四个耦合窗12，另一端通过连接波导61、62、63、64与移相功分网络3相连，带通滤波器对于4GHz发射频段能够通过，抑制6GHz接收频段，配合双频正交模耦合器1，将发射和接收两个频带的信号分开。四个带通滤波器的结构一致，如图3所示为本发明带通滤波器结构示意图，由图可知带通滤波器的主体为一节直波导25，沿着垂直于直波导25的方向，每隔1/4波导波长设置一节短路波导26，共三节短波导26，短路波导26的末端设置有波导垫片27和枝端盖板28，波导垫片27和枝端盖板28通过螺钉与短路波导26连接，在调试过程中通过增加或者减少波导垫片27的个数改变短路波导26的长度，将谐振点移出可用频带。

移相功分网络3为两个独立的电桥功分器31、32和连接波导组成的一个整体结构，结构实现上分为盖板33和腔体34，四个输入口3A、3B、3C、3D设置在盖板33上，四个输出口3E、3F、3G、3H设置在腔体34上，如图4a所示为本发明移相功分网络结构分解图，图4b为本发明移相功分网络结构示意图，输入口3A和3C分别通过连接波导71、72与魔T41相连，输入口3B和3D分别通过连接波导81、82与魔T42相连，输出口3E、3F、3G、3H分别通过连接波导61、62、63、64与带通滤波器21、24、23、24相连。电桥功分器31、32将一路信号分为幅度相等相位相差90度的两路信号，具有频带内相位色散小，结构简单的特点。

魔T41、42为常用的微波部件，均为双T形结构，各包括四个端口，其中T41的两个端口分别与连接波导71、72相连，另一个端口为4GHz发射频段右旋输入口B，还有一个端口为隔离口安装匹配负载43；T42的两个端口分别与连接波导81、82相连，另一个端口为4GHz发射频段右旋输入口C，还有一个端口为隔离口安装匹配负载43。魔T41、42将一路信号分为幅度相等相位相差180度的两路信号，如图5所示为本发明魔T结构示意图。

6GHz简单双圆极化器5是馈电组件设计中常用的圆极化器，本发明6GHz简单双圆极化器采用台阶膜片式双圆极化器。它能够在一个频带内同时实现右旋和左旋两个圆极化，极化纯度高，结构简单。其结构如图6所示，图6为本发明6GHz简单双圆极化器结构示意图。考虑加工方便，6GHz简单双圆极化器5为圆柱形在结构上分割成了三部分，包括三个端口：与双频正交模耦合器1一端的直通口1A连接的端口5A、6GHz接收频段右旋输出口D和6GHz接收频段左旋输出口E。

连接波导61、62、63、64为四根H面弯波导，它们的结构一致，保证具有相同的移相特性，连接带通滤波器21、22、23、24与移相功分网络3的输出口3E、3F、3G、3H，长度和形式根据部件的相对位置关系确定。

连接波导71、72为两组弯波导，它们的电长度相等，保证具有相同的移相特性，分别连接魔T41与移相功分网络3的输入口3A、3C，长度和形式根据部件的相对位置关系确定。

连接波导81、82为两组弯波导，它们的电长度相等，保证具有相同的移相特性，分别连接魔T42与移相功分网络3的输入口3B、3D，长度和形式根据部件的相对位置关系确定。

具体实施例

根据本发明技术内容设计一个C频段双频双极化馈电组件100，该馈电组件100发射工作频段为3.45～3.7GHz，接收工作频段为6.45～6.6GHz。

将馈电组件100与一个波纹喇叭200相连组成馈源组件，如图7所示，波纹喇叭200本身具有良好的电性能，主极化等化良好，交叉极化＜-32dB，端口驻波＜1.1。在常温常压下对馈源组件进行测试，得到了与端口相对应的等化良好圆极化主极化方向图，交叉极化＜-30dB；端口驻波＜1.15。

将上述馈源组件应用到赋性反射面天线中，如图8所示，在常温常压下对天线进行测试，最后得到的性能为：主极化与设计仿真结果一致；发射频段70％赋形区域内的极化隔离度大于30dB，100％赋形区域内的极化隔离度大于27dB；接收频段100％赋形区域内的极化隔离度大于30dB；端口驻波＜1.22。

本发明中由于C频段波长较长整个馈源的尺寸较大，误差积累非常可观，其中几个方面比较重要：

1、双频正交模耦合器1的四臂如果不对称，导致四臂耦合相位偏差，交叉极化隔离度性能会快速恶化；

2、耦合口附近两个不连续的相对位置加工不准，会引起高次模谐振；

3、带通滤波器21、22、23、24的谐振频率漂移。

针对以上几个方面的误差，本发明提出了C频段双频双极化馈源组件的加工误差调整方法，通过以下步骤实现：

第一步，调整带通滤波器至初始理论位置；

第二步，观察此时的高次模情况和极化鉴别度情况；

第三步，如果出现高次模谐振或极化鉴别度低于45dB，调整滤波器的调整环节，直至无改善为止；

第四步，调整带通滤波器与双频正交模耦合器的相对位置，此时，高次模谐振点和极化鉴别度最差点会发生频率漂移，调整直至双频双圆极化器的极化鉴别度高于45dB为止。

利用枝节滤波器的工作原理，改变其电长度即可改变其谐振频率，将带通滤波器21、22、23、24的底板设计成用多级波导垫片27和枝端盖板28组成，当四路滤波器某几路由于其腔体加工误差而造成频率漂移时，由于各路的路径和相位移动不同，会导致极化鉴别度的快速偏差，这时调整波导垫片27的个数使得四路均衡而获得高的极化鉴别度。

当设计时，所有的谐振点被搁置在要求频带之外，当双频正交模耦合器的腔体加工有误时，在整个系统内部，对于接收频段来说，由带通滤波器21、22、23、24和另外任一不连续组成的腔体电长度会发生改变，谐振频率会发生漂移，有可能会漂移至要用频带内，造成主模和高次模的快速转换，导致电气性能急速恶化。本发明通过增加或者减少波导垫片27的个数改变谐振腔体的长度，将谐振点移出可用频带。

本发明通过基于双频双极化馈源设计，实现了双频段性能，回避了性能难以保证的双馈源设计，在技术上具有进步性，实现难度小，所应用的基本技术较为成熟，容易实现，便于工程化应用。而且本发明设计方法可以应用到增加新的工作频率进行功能扩展应用，不会对天线布局提出新的要求，缓解了应用平台的天线布设空间的紧张，有利于天线紧凑性设计，不需增加新的天线布局空间，实现了原本需要多个单频馈源才能完成的功能，在天线技术上也具有较大的进步性。

以上所述，仅为本发明最佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

本发明说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员的公知技术。

Claims (10)

1.一种C频段双频双极化馈电组件，其特征在于包括双频正交模耦合器(1)、四个带通滤波器(21、22、23、24)、移相功分网络(3)、两个魔T(41、42)、6GHz简单双圆极化器(5)和八个连接波导(61、62、63、64、71、72、81、82)，其中双频正交模耦合器(1)包括耦合腔(11)和设置在耦合腔(11)表面的四个耦合窗(12)，且耦合腔(11)的一端为公共口A，另一端为直通口1A；四个带通滤波器(21、22、23、24)的一端分别连接双频正交模耦合器(1)的四个耦合窗(12)，另一端分别通过连接波导(61、62、63、64)与移相功分网络(3)相连；移相功分网络(3)包括四个输入口3A、3B、3C、3D和四个输出口3E、3F、3G、3H，其中输入口3A和3C分别通过连接波导(71、72)与魔T(41)连接，输入口3B和3D分别通过连接波导(81、82)与魔T(42)连接，输出口3E、3F、3G、3H分别通过连接波导(61、62、63、64)与带通滤波器(21、22、23、24)连接；6GHz简单双圆极化器(5)直接与双频正交模耦合器(1)一端的直通口1A连接；此外魔T(41)上设有4GHz发射频段右旋输入口B、魔T(42)上设有4GHz发射频段右旋输入口C、6GHz简单双圆极化器(5)上设有6GHz接收频段右旋输出口D和6GHz接收频段左旋输出口E，公共口A作为4GHz发射频段的输出口和6GHz接收频段的输入口，连接喇叭天线(200)。

2.根据权利要求1所述的一种C频段双频双极化馈电组件，其特征在于：所述双频正交模耦合器(1)的耦合腔(11)为圆柱形的阶梯形式的空腔结构，四个耦合窗(12)沿耦合腔(11)中心轴线对称分布在耦合腔(11)的表面，且四个耦合窗(12)设置在距离短路面发射频段1/4波导波长处。

3.根据权利要求2所述的一种C频段双频双极化馈电组件，其特征在于：所述耦合腔(11)的最大圆腔尺寸根据4GHz发射频段的波长进行选择，最大圆腔尺寸与波长成正比；所述空腔结构中阶梯部分的尺寸由收发频段的波长共同确定，既要保证对4GHz发射频段的截止又要保证6GHz接收频段的匹配；耦合窗(12)的宽窄选择保证不破坏接收频段的过渡结构并兼顾功率容量。

4.根据权利要求1所述的一种C频段双频双极化馈电组件，其特征在于：所述四个带通滤波器(21、22、23、24)均为枝节形式滤波器，主体为一节直波导(25)，沿着垂直于直波导(25)的方向，每隔1/4波导波长设置一节短路波导(26)，共有三节短路波导(26)，短路波导(26)的末端依次设置有波导垫片(27)和枝端盖板(28)，且波导垫片(27)和枝端盖板(28)通过螺钉或螺栓与短路波导(26)连接。

5.根据权利要求4所述的一种C频段双频双极化馈电组件，其特征在于：所述双频双极化馈源组件的调试过程中，通过增加或者减少波导垫片(27)的个数改变带通滤波器(21、22、23、24)中短路波导(26)的长度，将谐振点移出可用频带。

6.根据权利要求1所述的一种C频段双频双极化馈电组件，其特征在于：所述移相功分网络(3)为两个独立的电桥功分器(31、32)和连接波导组成的一个整体结构，结构实现上分为盖板(33)和腔体(34)，四个输入口3A、3B、3C、3D设置在盖板(33)上，四个输出口3E、3F、3G、3H设置在腔体(34)上。

7.根据权利要求1所述的一种C频段双频双极化馈电组件，其特征在于：所述两个魔T(41、42)均为双T形结构，各包括四个端口，其中魔T(41)的两个端口分别与连接波导(71、72)相连，另一个端口为4GHz发射频段右旋输入口B，还有一个端口为隔离口安装负载(43)；魔T(42)的两个端口分别与连接波导(81、82)相连，另一个端口为4GHz发射频段右旋输入口C，还有一个端口为隔离口安装负载(43)。

8.根据权利要求1所述的一种C频段双频双极化馈电组件，其特征在于：所述6GHz简单双圆极化器(5)结构上分割成了三段，包括三个端口：与双频正交模耦合器(1)一端的直通口1A连接的端口5A、6GHz接收频段右旋输出口D和6GHz接收频段左旋输出口E，所述6GHz简单双圆极化器(5)在一个频带内同时实现右旋和左旋两个圆极化。

9.根据权利要求1所述的一种C频段双频双极化馈电组件，其特征在于：所述连接波导(61、62、63、64)为四个H面弯波导，结构一致，具有相同的移相特性。

10.根据权利要求1所述的一种C频段双频双极化馈电组件，其特征在于：所述连接波导(71、72)为两组弯波导，电长度相等，具有相同的移相特性；连接波导(81、82)也为两组弯波导，电长度相等，具有相同的移相特性。

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