CN102281222A - 一种FM/Chirp波形分割多路通信方法及其应用系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种FM/Chirp波形分割多路通信方法及其应用系统，属于通信领域。FM/Chirp波形分割多路通信方法是：按FM/Chirp复合频率调制方式将各路待传输基带信号分别进行载波调制，获得相应路数的频域位置重叠、时域位置重叠且波形互相关程度低于规定值的已调载波；从各路已调载波经过功率放大、衰减、延时和线性叠加处理形成的合成通信信号中解调恢复出各路待传输基带信号的还原样本，并利用各路已调载波波形互相关程度低于规定值的特性来抑制其他路已调载波带来的干扰；本发明还提供了采用该方法实现的FCWDM系统、FCWDMA系统、上行TDMA/FCWDMA系统和下行TDMA/FCWDMA系统。本发明提供的FM/Chirp波形分割多路通信方法及其应用系统，能实现多路同频同时传输，可以采用谐振功率放大来实现大功率发射。

Description

一种FM/Chirp波形分割多路通信方法及其应用系统

技术领域

本发明涉及一种FM/Chirp波形分割多路通信方法及其应用系统，属于通信领域。

背景技术

在多路通信中，信号分割方式有时间分割、频率分割和码型分割3种主要类型；其中，时间分割利用的是各路通信信号在时域中的正交特性，频率分割利用的是各路通信信号在频域中的正交特性，而码型分割利用的是各路伪噪声编码之间的正交或准正交(弱互相关)特性。

在码型分割多路通信中，每路通信信号的频域位置可以与其它路通信信号的频域位置完全重叠或部份重叠，每路通信信号的时域位置可以与其它路通信信号的时域位置完全重叠或部份重叠，这相当于是进行了多次的同频同时重用；因此，与时间分割和频率分割多路通信相比，码型分割多路通信可以实现更高的频谱利用率。

在以正弦波为基础载波的码型分割多路通信中，用不同的伪噪声编码对正弦载波进行相位调制所获得的已调载波，其波形之间的互相关特性与伪噪声编码之间的互相关特性相似，因此以正弦波为基础载波的码型分割多路通信也属于波形分割多路通信中的一种；然而，用伪噪声编码对正弦载波进行相位调制时，其所获得的已调载波的包络幅度不再恒定，发射机中需要使用线性功率放大器才能满足传输过程中对通信信号频谱形状和失真度的要求。显然，与谐振功率放大器相比，线性功率放大器的电源效率明显低，实现大功率输出的难度更大。

在本人向中国国家知识产权局提交的专利申请“基于扫频调制的复合调频方式及其实现方法和实现装置”(申请号：201010165630.6)中，提供了一种对扫频脉冲载波进行二次频率调制而形成的基于扫频调制的复合调频方式。为了便于后面的描述，将该基于扫频调制的复合调频方式进行重新命名：由于扫频调制又称Chirp调制，扫频脉冲载波又可称作Chirp脉冲载波；用FM统一代表对扫频脉冲载波进行二次频率调制可能使用的模拟和数字频率调制方式，由此将该基于扫频调制的复合调频方式称作FM/Chirp复合频率调制方式。

虽然Chirp脉冲载波波形具有优良的自相关特性，多路具有相同中心频率和扫频带宽但扫频规律不同的Chirp脉冲载波的波形之间可以实现正交或弱互相关；但受其解调方式的制约，Chirp脉冲载波一般不被用来实现多路通信。

然而，对Chirp脉冲载波进行二次频率调制所形成的FM/Chirp复合频率调制载波，仍具有与Chirp脉冲载波类似的波形自相关和互相关特性；由于FM/Chirp复合频率调制方式的解调过程更容易实现，可以使用的扫频规律类型和数量更多，因此多路具有正交或准正交(弱互相关)特性的FM/Chirp复合频率调制载波也可以用于实现多路通信。同时，FM/Chirp复合频率调制载波仍是频率调制载波，可以使用谐振功率放大器来进行功率放大，因此便于实现大功率发射。

发明内容

本发明要解决的第1个问题是提供1种FM/Chirp波形分割多路通信方法，将FM/Chirp复合频率调制方式应用于多路通信领域，利用FM/Chirp复合频率调制载波来实现同频重用，既提高频谱利用率，又便于实现大功率发射和远距离传输。

本发明要解决的第2个问题是提供1种FM/Chirp波形分割多路复用通信系统，采用FM/Chirp波形分割多路通信方法来实现多路同频带同时传输。

本发明要解决的第3个问题是提供1种FM/Chirp波形分割多路接入通信系统，采用FM/Chirp波形分割多路通信方法来实现多用户同频带同时接入。

本发明要解决的第4个问题是提供1种上行时间分割/FM/Chirp波形分割混合多路接入通信系统，进一步提高利用FM/Chirp波形分割多路通信方法实现上行信道中多用户同频带同时接入时的信道容量。

本发明要解决的第5个问题是提供1种下行时间分割/FM/Chirp波形分割混合多路接入通信系统，进一步提高利用FM/Chirp波形分割多路通信方法实现下行信道中多用户同频带同时接入时的信道容量。

为了解决上述问题，本发明先提供1种FM/Chirp波形分割多路通信方法，然后提供采用这种FM/Chirp波形分割多路通信方法实现的1种FM/Chirp波形分割多路复用通信系统、1种FM/Chirp波形分割多路接入通信系统、1种上行时间分割/FM/Chirp波形分割混合多路接入通信系统和1种下行时间分割/FM/Chirp波形分割混合多路接入通信系统，并通过实施例进一步说明其用途及优越性。

(一)FM/Chirp波形分割多路通信方法

一种FM/Chirp波形分割多路通信方法，其内容是：按FM/Chirp复合频率调制方式，将N(N≥2)路待传输基带信号分别送入相应的N个调制器进行载波调制，产生相应路数的已调载波；每路已调载波的频域位置与其它路已调载波的频域位置完全重叠或部份重叠，每路已调载波的时域位置与其它路已调载波的时域位置完全重叠或部份重叠。在各路待传输基带信号按FM/Chirp复合频率调制方式进行载波调制过程中，分别使用具有不同扫频规律且互相关特性满足规定要求的Chirp脉冲载波，以保证各路已调载波波形之间的互相关程度低于规定值；将各路已调载波进行功率放大、衰减、延时和线性叠加处理，所获得的合成通信信号作为相应的多个解调器的输入，每个解调器对应1路已调载波；每路已调载波的解调器，从输入至其中的合成通信信号中解调恢复出其所对应已调载波承载的待传输基带信号的还原样本，并利用其所对应已调载波的波形与其它路已调载波的波形的互相关程度低于规定值的特性来抑制其它路已调载波所带来的干扰，从而实现各路已调载波之间的分割。

在上述FM/Chirp波形分割多路通信方法中，扫频规律有扫频频率变化规律、扫频带宽、扫频周期长度和扫频周期起始位置4种描述参数，不同扫频规律是指在这4种描述参数中有1种或1种以上参数不同的扫频规律。

按FM/Chirp复合频率调制方式进行载波调制所获得的已调载波仍是恒包络的频率调制载波，不但可以使用线性功率放大器来进行功率放大，也可以使用谐振功率放大器来实现功率放大。在实际应用中，根据应用要求的不同，将各路已调载波进行功率放大和线性叠加处理有不同的先后实施顺序和实施次数，如：先将各路已调载波进行线性叠加再进行线性功率放大然后再进行衰减、先将各路已调载波分别进行线性或谐振功率放大再进行线性叠加然后再进行衰减以及先将各路已调载波分别进行线性或谐振功率放大再进行衰减然后再进行线性叠加等；同时，对各路已调载波的衰减、延时和线性叠加处理也有多种实现方式；如：将已调载波通过信道传输，则信道对已调载波同时产生衰减和延时；如果已调载波通过射频分路器，射频分路器主要对已调载波产生衰减；如果多路已调载波由1付根天线接收，则该接收天线就相当于是信道合路器，实现将各路已调载波进行线性叠加；如果将1路已调载波通过1付天线发射给多个接收机，则该发射天线就相当于是信道分路器或分配器；如果多路已调载波经过射频合路器合并成为1路合成通信信号，则该射频合路器实现的是将各路已调载波进行线性叠加；等等。

图1示出了该FM/Chirp波形分割多路通信方法的工作原理。与码型分割多路通信相同的是，FM/Chirp波形分割多路通信信号在频域和时域中均是相互重叠的，也可以实现多路同频同时传输，以同频重用方式来提高频谱利用率；与码型分割多路通信不同的是，FM/Chirp波形分割多路通信利用的是Chirp脉冲载波之间的准正交(弱互相关)特性，FM/Chirp波形分割多路通信所需的具有准正交(弱互相关)特性的多路载波是将不同的扫频规律波形对正弦载波进行频率调制来获得的。以将各路已调载波先进行线性叠加再进行线性功率放大然后再进行传输衰减的实施顺序为例，进一步阐述FM/Chirp波形分割多路通信的工作原理。

第i路待传输基带信号用b_i(t)表示，在其按FM/Chirp复合频率调制方式进行载波调制过程中，使用的是幅度为A_i、中心频率为f_i、扫频规律为μ_i(t)的Chirp脉冲载波，用Ω_i(t)表示调制过程中附加给Chirp脉冲载波的频率变化规律，则第i路已调载波可表示为

s_i(t)＝A_icos2π[f_i+μ_i(t)+Ω_i(t)]t                (1)

将N路已调载波进行射频合路，所获得的合成通信信号为

$s\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{s}_i\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i\cos 2\mathrm{\π}\[f_i+{\mathrm{\μ}}_i\left(t\right)+{\mathrm{\Ω}}_i\left(t\right)\]t---\left(2\right)$

对该合成通信信号以幅度增益G进行线性功率放大，则该合成通信信号的放大结果为

$s^{\′}\left(t\right)=G\·\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{s}_i\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}G\·A_i\cos 2\mathrm{\π}\[f_i+{\mathrm{\μ}}_i\left(t\right)+{\mathrm{\Ω}}_i\left(t\right)\]t---\left(3\right)$

用L表示传输衰减所带来的幅度损耗，则各路已调载波的解调器的输入信号为

$s^{\′\′}\left(t\right)=L\·G\·\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{s}_i\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}L\·G\·A_i\cos 2\mathrm{\π}\[f_i+{\mathrm{\μ}}_i\left(t\right)+{\mathrm{\Ω}}_i\left(t\right)\]t---\left(4\right)$

在第K(1≤K≤N)路已调载波的解调器中，使用的是幅度为A_LK、中心频率为f_K、扫频规律为μ_K(t)的本地Chirp脉冲载波，且该本地Chirp脉冲载波的扫频周期与该解调器的输入信号s″(t)中该解调器所对应的第K路已调载波中所包含的中心频率为f_K、扫频规律为μ_K(t)的Chirp脉冲载波的扫频周期完全同步；则第K路已调载波解调过程中使用的本地Chirp脉冲载波可表示为

s_LK(t)＝A_LKcos2π[f_LK+μ_K(t)]t               (5)

将上述本地Chirp脉冲载波s_LK(t)与该解调器的输入信号s″(t)进行外差式混频，外差式混频的输出信号为

$s_M\left(t\right)=s_{\mathrm{LK}}\left(t\right)\·s^{\′\′}\left(t\right)=A_{\mathrm{LK}}\cos 2\mathrm{\π}\[f_{\mathrm{LK}}+{\mathrm{\μ}}_K\left(t\right)\]t\·\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}L\·G\·A_i\cos 2\mathrm{\π}\[f_i+{\mathrm{\μ}}_i\left(t\right)+{\mathrm{\Ω}}_i\left(t\right)\]t$

$=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}L\·G\·A_i\cos 2\mathrm{\π}\[f_i+{\mathrm{\μ}}_i\left(t\right)+{\mathrm{\Ω}}_i\left(t\right)\]t\·A_{\mathrm{LK}}\cos 2\mathrm{\π}\[f_{\mathrm{LK}}+{\mathrm{\μ}}_K\left(t\right)\]t---\left(6\right)$

$=\frac{1}{2}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}L\·G\·A_i\·A_{\mathrm{LK}}\cos 2\mathrm{\π}\[f_i+f_{\mathrm{LK}}{+\mathrm{\μ}}_i\left(t\right)+{\mathrm{\μ}}_K{\left(t\right)+\mathrm{\Ω}}_i\left(t\right)\]t$

$+\frac{1}{2}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}L\·G\·A_i\·A_{\mathrm{LK}}\cos 2\mathrm{\π}\[f_i-f_{\mathrm{LK}}{+\mathrm{\μ}}_i\left(t\right)-{\mathrm{\μ}}_K{\left(t\right)+\mathrm{\Ω}}_i\left(t\right)\]t$

其中，外差式混频的输出信号中的差频分量可表示为

$s_{\mathrm{Md}}\left(t\right)=\frac{1}{2}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}L\·G\·A_i\·A_{\mathrm{Li}}\cos 2\mathrm{\π}\[f_i-f_{\mathrm{Li}}+{\mathrm{\μ}}_i\left(t\right)-{\mathrm{\μ}}_K\left(t\right){+\mathrm{\Ω}}_i\left(t\right)\]t$

$=\frac{1}{2}L\·G\·A_K\·A_{\mathrm{LK}}\cos 2\mathrm{\π}\[f_K-f_{\mathrm{LK}}{+\mathrm{\μ}}_K\left(t\right)-{\mathrm{\μ}}_K{\left(t\right)+\mathrm{\Ω}}_K\left(t\right)\]t---\left(7\right)$

$+\frac{1}{2}\underset{i\≠K}{\mathrm{\Σ}}L\·G\·A_i\·A_{\mathrm{Li}}\cos 2\mathrm{\π}\[f_i-f_{\mathrm{LK}}{+\mathrm{\μ}}_i\left(t\right)-{\mathrm{\μ}}_K{\left(t\right)+\mathrm{\Ω}}_i\left(t\right)\]t$

当各路已调载波的中心频率均为f₀时，在上述差频分量中，有用信号分量为

$s_{\mathrm{ava}}\left(t\right)=\frac{1}{2}L\·G\·A_K\·A_{\mathrm{LK}}\cos 2\mathrm{\π}\[f_0-f_{\mathrm{LK}}+{\mathrm{\μ}}_K{\left(t\right)-{\mathrm{\μ}}_K\left(t\right)+\mathrm{\Ω}}_K\left(t\right)\]t$

$=\frac{1}{2}L\·G\·A_K\·A_{\mathrm{LK}}\cos 2\mathrm{\π}\[f_O-f_{\mathrm{LK}}+{\mathrm{\Ω}}_K\left(t\right)\]t---\left(8\right)$

$=\frac{1}{2}L\·G\·A_K\·A_{\mathrm{LK}}\cos 2\mathrm{\π}\[f_{\mathrm{IF}}+{\mathrm{\Ω}}_K\left(t\right)\]t$

干扰信号分量为

$s_{\mathrm{JAM}}\left(t\right)=\frac{1}{2}\underset{i\≠K}{\mathrm{\Σ}}L\·G\·A_i\·A_{\mathrm{Li}}\cos 2\mathrm{\π}\[f_{\mathrm{IF}}+{\mathrm{\μ}}_i\left(t\right)-{\mathrm{\μ}}_K\left(t\right)+{\mathrm{\Ω}}_i\left(t\right)\]t---\left(9\right)$

其中，f_IF为f₀与f_LK之差，也是第K路已调载波的解调器中窄带中频滤波器的中心频率。由于第K路已调载波所使用的扫频规律与其他各路已调载波所使用的扫频规律均不相同，因此干扰信号分量是多路宽带信号的线性叠加结果，它反映的是其他各路已调载波与本地Chirp脉冲载波s_LK(t)之间的互相关程度之和。

由于有用信号分量s_ava(t)是窄带信号，可以完整地通过解调器中的窄带中频滤波器，而干扰信号分量s_JAM(t)是宽带信号，其通过解调器中的窄带中频滤波器时会发生明显的幅度损耗，因此将上述差分频分量通过窄带中频滤波器之后，有用信号分量s_ava(t)与干扰信号分量s_JAM(t)的强度(功率)之比会得到明显改善，其总体改善程度可以近似用扩频增益来表示。

在实际应用中，如果各路已调载波同时存在，则其时域位置完全重叠；此时，如果各路已调载波的中心频率均为f₀且扫频带宽也相同，则各路已调载波信号的频域位置也完全重叠；在上述应用条件下，通过选取N种合适的扫频规律，使各路已调载波波形之间的互相关程度在规定值之下，使如式(8)所示有用信号分量s_ava(t)与如式(9)所示干扰信号分量s_JAM(t)在同时通过窄带中频滤波器之后的强度之比能满足第K路已调载波的解调质量要求，那么就实现了第K路已调载波的成功分割。

如果各路已调载波的中心频率有一定偏差但仍在各路已调载波的带宽之内，或是各路已调载波的中心频率均为f₀但扫频带宽不完全相同，则各路已调载波信号的频域位置存在部份重叠；此时，如果仍使用在各路已调载波的时域和频域位置完全重叠时能满足应用要求的N种扫频规律来进行FM/Chirp波形分割多路通信，由于干扰信号的互相关程度进一步降低了，因此解调质量会有所改善。如果各路已调载波只是在部份时间里同时存在，则其时域位置只是存在部分重叠；此时，如果仍使用在各路已调载波的时域和频域位置完全重叠时能满足应用要求的N种扫频规律来进行FM/Chirp波形分割多路通信，由于干扰信号的数量减少了，因此解调质量也会有所改善。

(二)FM/Chirp波形分割多路复用通信系统

一种采用上述FM/Chirp波形分割多路通信方法实现的FM/Chirp波形分割多路复用(FM/Chirp Waveform Division Multiplex)通信系统，亦可简称作FCWDM系统，由复用器、信道和解复用器组成；其中，复用器有两种组成结构，一种是由基带分路器、2个或2个以上的调制器、与各个调制器相对应的功率放大器和射频合路器组成，另一种是由基带分路器、2个或2个以上的调制器、射频合路器和线性功率放大器组成；解复用器由射频分路器、数量与复用器中调制器数量相同的解调器和基带合路器组成。

在复用器中，将1路待传输基带总信号经过基带分路器分解成2个或2个以上支路的待传输基带子信号；按FM/Chirp复合频率调制方式，将每个支路的待传输基带子信号送入1个与其对应的调制器进行载波调制，产生相应支路的已调载波；每个支路的已调载波的频域位置与其他支路的已调载波的频域位置完全重叠或部份重叠，每个支路的已调载波的时域位置与其他支路的已调载波的时域位置完全重叠或部份重叠。在各支路的调制器按FM/Chirp复合频率调制方式进行载波调制过程中，分别使用具有不同扫频规律且波形互相关特性满足规定要求的Chirp脉冲载波，使各支路的已调载波波形之间的互相关程度低于规定值；将所有支路的已调载波，按先通过合路器进行线性叠加再通过线性功率放大器进行功率放大的顺序，或按各支路的已调载波先分别通过线性或谐振功率放大器进行功率放大再通过合路器进行线性叠加的顺序，产生1路合成通信信号并将其作为复用器的输出。

复用器输出的合成通信信号经过信道传输之后作为解复用器的输入；在解复用器中，将接收到的合成通信信号通过射频分路器分配给相应的多个支路解调器，每个支路解调器与复用器中的1个支路的调制器相对应；每个支路解调器，从输入至其中的合成通信信号中解调恢复出其所对应支路的待传输基带子信号的还原样本，并利用该支路已调载波的波形与其它支路已调载波的波形的互相关程度低于规定值的特性来抑制其它支路已调载波所带来的干扰；将各个支路解调器解调恢复出的待传输基带子信号的还原样本送入基带合路器，基带合路器将所有待传输基带子信号的还原样本进行合并，获得待传输基带总信号的还原样本。

图2所示为一种实现结构的FM/Chirp波形分割多路复用通信系统；其中，图2(a)所示为系统的总体结构，由复用器(201)、信道(202)和解复用器(203)构成；图2(b)所示为复用器(201)的组成结构，由基带分路器(204)、调制器(205、206、207)、功率放大器(208、209、210)和射频合路器(211)构成，功率放大器(208、209、210)采用线性功率放大器或谐振功率放大器均可；图2(c)所示为解复用器(203)的组成结构，由射频分路器(212)、解调器(213、214、215)和基带合路器(216)构成。

在复用器(201)中，待传输基带总信号a(t)通过基带分路器(204)分解成N个支路的待传输基带子信号b_i(t)(1≤i≤N)；各个支路的待传输基带子信号b_i(t)通过相应的N个支路的调制器(205、206、207)分别进行FM/Chirp复合频率调制，产生相应支路的已调载波c_i(t)(1≤i≤N)；在不同支路的调制器中，分别使用具有不同扫频规律且波形互相关特性满足规定要求的Chirp脉冲载波；将各支路的已调载波通过相应支路的功率放大器(208、209、210)进行功率放大，将N个支路的功率放大器(208、209、210)的输出d_i(t)(1≤i≤N)通过射频合路器(211)进行线性叠加，形成1路合成通信信号e(t)并将其作为复用器(201)的输出，复用器(201)输出的合成通信信号e(t)经过信道(201)传输之后作为解复用器(203)的输入e(t)。

在解复用器(203)中，通过射频分路器(212)将其输入信号e’(t)分解成N个支路的合成通信信号e_i”(t)(1≤i≤N)，将N个支路的合成通信信号e_i”(t)分别输入至相应支路的解调器(213、214、215)，解调恢复出各个支路的待传输基带子信号b_i(t)的还原样本b_i’(t)(1≤i≤N)；在各个解调器中，分别利用其所对应调制器输出的已调载波的波形与其它调制器输出的已调载波的波形的互相关程度低于规定值的特性来抑制其它调制器输出的已调载波所带来的干扰；将各个支路的待传输基带子信号b_i(t)的还原样本b_i’(t)输入至基带合路器(216)；基带合路器(216)将输入至其中的各路还原样本b_i’(t)进行合并，形成待传输基带总信号a(t)的还原样本a’(t)。

图3所示为上述FM/Chirp波形分割多路复用通信系统中另一种实现结构的复用器，由基带分路器(301)、调制器(302、303、304)、射频合路器(305)和线性功率放大器(306)组成；在该复用器中，待传输基带总信号a(t)通过基带分路器(204)分解成N个支路的待传输基带子信号b_i(t)(1≤i≤N)，各个支路的待传输基带子信号b_i(t)通过相应的N个支路的调制器(302、303、304)分别进行FM/Chirp复合频率调制，产生相应支路的已调载波c_i(t)(1≤i≤N)；在不同的调制器中，分别使用具有不同扫频规律且波形互相关特性满足规定要求的Chirp脉冲载波；射频合路器(305)将各个支路的已调载波c_i(t)进行线性叠加，形成1路合成通信信号d(t)并将其输出至线性功率放大器(306)；合成通信信号d(t)经过线性功率放大器(306)进行功率放大之后作为该复用器的输出信号e(t)。

(三)FM/Chirp波形分割多路接入通信系统

一种采用前述FM/Chirp波形分割多路通信方法实现的FM/Chirp波形分割多路接入(FM/Chirp Waveform Division Multi-Access)通信系统，或简称作FCWDMA系统，由2个或2个以上发射机、数量等于或多于发射机数量的接收机和联接所有发射机与所有接收机的具有功率放大作用的有源多输入多输出信道组成；其中，每个发射机由1个调制器组成；每个接收机由1个解调器组成，每个接收机对应1个发射机；具有功率放大作用的有源多输入多输出信道，其每路输出是该信道的各路输入信号经过功率放大、衰减、延时和线性叠加处理而形成的合成结果，其中的功率放大、衰减、延时和线性叠加处理根据应用要求的不同而有不同的先后实施顺序和实施次数。

在每个发射机中，有1路待传输基带信号需要传输；调制器将该路待输基带信号按FM/Chirp复合频率调制方式进行载波调制，并将所获得的已调载波作为该发射机的输出；每个发射机输出的已调载波的频域位置，与其它发射机输出的已调载波的频域位置完全重叠或部份重叠；每个发射机输出的已调载波的时域位置，与其它发射机输出的已调载波的时域位置完全重叠或部份重叠。在各个发射机中的调制器按FM/Chirp复合频率调制方式进行载波调制过程中，分别使用具有不同扫频规律且互相关特性满足规定要求的Chirp脉冲载波，使各个发射机输出的已调载波波形之间的互相关程度低于规定值。

每个发射机输出的已调载波，从与该发射机相对应的1个输入端输入至具有功率放大作用的有源多输入多输出信道中；具有功率放大作用的有源多输入多输出信道的每路输出是输入至该信道中的各路已调载波经过功率放大、衰减、延时和线性叠加处理而形成的合成通信信号，与该路输出相对应的接收机将其作为输入。根据具有功率放大作用的有源多输入多输出信道对各个发射机输出的已调载波所产生的衰减程度及其他情况，调整具有功率放大作用的有源多输入多输出信道中对各个发射机输出的已调载波的功率增益，既使每个发射机输出的已调载波在到达该发射机所对应接收机的输入端时的幅度能满足解调要求，又使每个发射机输出的已调载波在到达其他发射机所对应的接收机的输入端时的幅度在规定的幅度范围之内；

具有功率放大作用的有源多输入多输出信道对输入至该信道中的各路已调载波进行的功率放大处理，如果采用对各路已调载波分别进行功率放大的方案来实现，采用线性功率放大器或谐振功率放大器均可。

在每个接收机中，解调器从输入至该接收机的合成通信信号中解调恢复出该接收机所对应的发射机所传输的待传输基带信号的还原样本；在解调过程中，利用该接收机所对应的发射机输出的已调载波的波形与其他发射机输出的已调载波的波形之间的互相关程度低于规定值的特性，抑制其他发射机输出的已调载波所带来的干扰。

图4所示为一种实现结构的FM/Chirp波形分割多路接入通信系统；其中，

图4(a)所示为系统的总体结构，由发射机A(401)、发射机B(402)、与发射机A(401)相对应的接收机A1(404)和接收机A2(405)、与发射机B(402)相对应的接收机B1(406)和接收机B2(407)，以及联接所有发射机的接收机的具有功率放大作用的有源多输入多输出信道(403)组成；

图4(b)所示为发射机A(401)和发射机B(402)的组成结构，它们均由1个FM/Chirp调制器(408)构成；该图中的输入、输出信号的下标，X的取值为A或B；

图4(c)所示为接收机A1(404)、接收机A2(405)、接收机B1(406)和接收机B2(407)的组成结构，它们均由1个FM/Chirp解调器(409)构成；该图中的输入、输出信号的下标，X的取值为A或B，i的取值为1或2。

在发射机A(401)中，将待传输基带信号b_A(t)通过FM/Chirp调制器(408)按FM/Chirp复合频率调制方式进行载波调制，所获得的已调载波d_A(t)作为该发射机的输出，并从与该发射机相对应的一个输入端输入至具有功率放大作用的有源多输入多输出信道(403)中。

在发射机B(402)中，将待传输基带信号b_B(t)通过FM/Chirp调制器(408)按FM/Chirp复合频率调制方式进行载波调制，所获得的已调载波d_B(t)作为该发射机的输出，并从与该发射机相对应的一个输入端输入至具有功率放大作用的有源多输入多输出信道(403)中。

在发射机A(401)和发射机B(402)的FM/Chirp调制器(408)中，分别使用具有不同扫频规律且互相关特性满足规定要求的Chirp脉冲载波。

在接收机A1(404)中，将具有功率放大作用的有源多输入多输出信道(403)输出至该接收机的合成通信信号e_A1(t)输入至FM/Chirp解调器(409)中，按FM/Chirp复合频率调制方式解调恢复出输入至该接收机对应的发射机A(401)中的待传输基带信号b_A(t)的还原样本b_A’(t)；在该接收机的FM/Chirp解调器(409)中，利用其所对应的发射机A输出的已调载波的波形与发射机B输出的已调载波的波形的互相关程度低于规定值的特性来抑制发射机B输出的已调载波所带来的干扰。

在接收机A2(405)中，将具有功率放大作用的有源多输入多输出信道(403)输出至该接收机的合成通信信号e_A2(t)输入至FM/Chirp解调器(409)中，按FM/Chirp复合频率调制方式解调恢复出输入至该接收机对应的发射机A(401)中的待传输基带信号b_A(t)的还原样本b_A’(t)；在该接收机的FM/Chirp解调器(409)中，利用其所对应的发射机A所输出的已调载波的波形与发射机B输出的已调载波的波形的互相关程度低于规定值的特性来抑制发射机B输出的已调载波所带来的干扰。

同样地，在发射机B(402)所对应接收机组的接收机B1(406)和接收机B2(407)中，也执行类似的解调过程，在此不再重复。

图5(a)所示为具有功率放大作用的有源多输入多输出信道的1种实现结构，由功率放大器A(501)、功率放大器B(502)、信道分路器A(503)、信道分路器B(504)、信道合路器A1(513)、信道合路器A2(514)、信道合路器B1(515)、信道合路器B2(516)以及联接信道分路器与信道合路器的信道XYi(505-512)组成；其中，信道XYi的标识规律为：X代表信道分路器，X的取值为A或B；Yi代表信道合路器，Y的取值为A或B，i的取值为1或2。其中的功率放大器A(501)和功率放大器B(502)使用线性功率放大器或谐振功率放大器均可。

在图5(a)中，发射机A(401)输出的已调载波d_A(t)经过功率放大器A(501)进行功率放大之后作为信道分路器A(503)的输入信号d_A’(t)；信道分路器A(503)将该输入信号d_A’(t)分配成4路相同的输出信号d_A”(t)；将各路输出信号d_A”(t)分别输入至信道AA1(505)、信道AA2(506)、信道AB1(507)和信道AB2(508)中；信道AA1(505)的输出信号d_AA1(t)作为信道合路器A1(513)的1路输入信号，信道AA2(506)的输出信号d_AA2(t)作为信道合路器A2(514)的1路输入信号，信道AB1(507)的输出信号d_AB1(t)作为信道合路器B1(515)的1路输入信号，信道AB2(508)的输出信号d_AB2(t)作为信道合路器B2(516)的1路输入信号。

类似地，发射机B(402)输出的已调载波d_B(t)经过功率放大器B(502)进行功率放大之后作为信道分路器B(504)的输入信号d_B’(t)；信道分路器B(504)将该输入信号d_B’(t)分配成4路相同输出信号d_B”(t)；将各路输出信号d_B”(t)分别输入至信道BB1(509)、信道BB2(510)、信道BA1(511)和信道BA2(512)中；信道BB1(509)的输出信号d_BB1(t)作为信道合路器B1(515)的1路输入信号，信道BB2(510)的输出信号d_BB2(t)作为信道合路器B2(516)的1路输入信号，信道BA1(511)的输出信号d_BA1(t)作为信道合路器A1(513)的1路输入信号，信道BA2(512)的输出信号d_BA2(t)作为信道合路器A2(514)的1路输入信号。

信道合路器A1(513)的输出e_A1(t)作为接收机A1(404)的输入，信道合路器A2(514)的输出e_A2(t)作为接收机A2(405)的输入，信道合路器B1(515)的输出e_B1(t)作为接收机B1(406)的输入，信道合路器B2(516)的输出e_B2(t)作为接收机B2(407)的输入。

该实现结构的具有功率放大作用的有源多输入多输出信道可用于描述在同1个基站中使用2个功率放大器和2付发射天线或在2个基站中分别使用1个功率放大器和1付发射天线时的信道形成情况；其中，信道分路器(503、504)相当于是基站中的发射天线，信道合路器(513-516)则相当于是各移动台的接收天线。

图5(b)所示为具有功率放大作用的有源多输入多输出信道的另1种实现结构，由功率放大器A(517)、功率放大器B(518)、射频合路器(519)、信道分路器(520)以及联接信道分路器(520)与接收机A1的信道(521)、联接信道分路器(520)与接收机A2的信道(522)、联接信道分路器(520)与接收机B1的信道(523)、联接信道分路器(520)与接收机B2的信道(524)组成。

在图5(b)中，发射机A(401)输出的已调载波d_A(t)经过功率放大器A(517)进行功率放大之后作为射频合路器(519)的一路输入信号d_A’(t)，发射机B(402)输出的已调载波d_B(t)经过功率放大器B(518)进行功率放大之后作为射频合路器(519)的另一路输入信号d_B’(t)；射频合路器(519)将两路输入信号进行线性叠加，获得1路合成通信信号e(t)并将其输出至信道分路器(520)，信道分路器(520)将输入至其中的合成通信信号e(t)分配成4路输出的合成通信信号e’(t)，并分别将其输入至相应的信道A1(521)、信道A2(522)、信道B 1(523)和信道B2(524)中；信道A1(521)的输出e_A1(t)作为接收机A1(404)的输入，信道A2(522)的输出e_A2(t)作为接收机A2(405)的输入，信道B1(523)的输出e_B1(t)作为接收机B1(406)的输入，信道B2(524)的输出e_B2(t)作为接收机B2(407)的输入。

该实现结构的具有功率放大作用的有源多输入多输出信道，可用于描述在同1个基站中使用2个功率放大器并通过射频合路共用同1付发射天线时的信道形成情况，其中的信道分路器(520)相当于是基站中的1付发射天线。

(四)上行时间分割/FM/Chirp波形分割混合多路接入通信系统

一种采用前述FM/Chirp波形分割多路通信方法实现的上行时间分割/FM/Chirp波形分割(FM/Chirp Waveform Division)混合多路接入通信系统，或简称作上行TDMA/FCWDMA系统，由2个或2个以上的发射机组、数量等于或多于发射机组数量的接收机和联接所有发射机与所有接收机的无源多输入多输出信道组成；其中，每个发射机组中有2个或2个以上的发射机；每个发射机包括1个时域压缩器、1个调制器和1个功率放大器；每个接收机对应1个发射机组；每个接收机包括1个解调器、1个时分解复用器和多个时域扩展器，时域扩展器的数量与该接收机所对应的发射机组中的发射机数量相同；无源多输入多输出信道的每路输出是输入至该信道的各路输入信号经过衰减、延时和线性叠加处理而形成的合成结果，其中的衰减、延时和线性叠加处理根据应用要求的不同而有不同的先后实施顺序和实施次数。

在每个发射机中，先使用时域压缩器将1路待传输基带信号进行时域压缩，获得该路待传输基带信号的时域压缩样本；调制器按FM/Chirp复合频率调制方式将该时域压缩样本进行载波调制，所获得的已调载波经线性功率放大器或谐振功率放大器进行功率放大之后作为该发射机的输出；在同一个发射机组中，每个发射机输出的已调载波的频域位置与同组中其它发射机输出的已调载波的频域位置完全重叠或部份重叠，每个发射机输出的已调载波的时域位置与同组中其它发射机输出的已调载波的时域位置相互错开；分属于不同发射机组中的发射机所输出的已调载波，其频域位置完全重叠或部份重叠，其时域位置完全重叠、部份重叠或相互错开。

分属于不同发射机组中的发射机的调制器按FM/Chirp复合频率调制方式进行载波调制过程中，分别使用具有不同扫频规律且互相关特性满足规定要求的Chirp脉冲载波，从而使分属于不同发射机组中的发射机输出的已调载波波形之间的互相关程度低于规定值；每个发射机输出的已调载波，从与该发射机相对应的1个输入端输入至无源多输入多输出信道中；无源多输入多输出信道的每路输出，是输入至该信道中的各路已调载波经过衰减、延时和线性叠加处理而形成的合成通信信号，与该路输出相对应的接收机将其作为输入。

根据无源多输入多输出信道对各个发射机输出的已调载波所产生的传输时延大小及其他情况，调整同一发射机组中各个发射机输出的已调载波的时域位置，使同组发射机所输出的已调载波到达与该发射机组相对应的接收机的输入端时，它们的时域位置相互错开；根据无源多输入多输出信道对各个发射机输出的已调载波所产生的衰减程度及其他情况，调整各个发射机中的功率放大器的输出功率，既使每个发射机组中的各个发射机所输出的已调载波到达该发射机组相应的接收机的输入端时的幅度满足解调要求，又使每个发射机组中的各个发射机所输出的已调载波到达其他发射机组所对应的接收机的输入端时的幅度在规定的幅度范围之内。

在每个接收机中，将输入至该接收机的合成通信信号作为解调器的输入，解调器输出的解调结果是：该接收机所对应的发射机组中各个发射机所传输的待传输基带信号的时域压缩样本经过时域拼接后形成的合成结果的还原样本；在解调过程中，利用该发射机组中各个发射机输出的已调载波的波形与其他发射机组中的各个发射机输出的已调载波的波形之间的互相关程度低于规定值的特性，抑制其他发射机组中的各个发射机输出的已调载波所带来的干扰。

将解调器输出的该接收机所对应的发射机组中各个发射机所传输的待传输基带信号的时域压缩样本经过时域拼接后形成的合成结果的还原样本送入时分解复用器；利用同一发射机组中的各个发射机所输出的已调载波到达与该发射机组相对应的接收机的输入端时各路已调载波的时域位置相互错开的特性，时分解复用器从其输入信号中分离出相应的各路待传输基带信号的时域压缩样本的还原样本，并将各路待传输基带信号的时域压缩样本的还原样本分别送入一个相应的时域扩展器；时域扩展器将输入至其中的待传输基带信号的时域压缩样本的还原样本进行时域扩展，并将所获得的待传输基带信号的还原样本对外输出。

图6所示为一种实现结构的上行TDMA/FCWDMA系统；其中，

图6(a)所示为系统的总体结构，由发射机A1(601)、发射机A2(602)、发射机B1(603)、发射机B2(604)、接收机A(606)、接收机B(607)和联接所有发射机和接收机的无源多输入多输出信道(403)组成；其中，发射机A1(601)与发射机A2(602)属于发射机组A，由接收机A(606)与其对应；发射机B1(603)与发射机B2(604)属于发射机组B，由接收机B(607)与其对应；

图6(b)所示为发射机A1(601)、发射机A1(602)、发射机B1(603)、发射机B2(604)的组成结构，它们均由时域压缩器(608)、FM/Chirp调制器(609)和功率放大器(610)构成；功率放大器(610)采用线性或谐振功率放大器均可；该图中输入、输出信号的下标，X的取值为A或B，i的取值为1或2；

图6(c)所示为接收机A(606)和接收机B(607)的组成结构，它们均由FM/Chirp解调器(611)、时分解复用器(612)、时域扩展器1(613)和时域扩展器2(614)构成；该图中的输入、输出信号的下标，X的取值为A或B。

在发射机A1(601)中，将待传输基带信号b_A1(t)通过时域压缩器(608)进行时域压缩，获得待传输基带信号b_A1(t)的时域压缩样本c_bA1(t)，将时域压缩样本c_bA1(t)送入FM/Chirp调制器(608)按FM/Chirp复合频率调制方式进行载波调制；FM/Chirp调制器(608)输出的已调载波c_A1(t)再经过功率放大器(610)进行功率放大之后作为该发射机的输出d_A1(t)，并将其输入至无源多输入多输出信道(605)中。

在发射机A2(602)中，将待传输基带信号b_A2(t)通过时域压缩器(608)进行时域压缩，获得待传输基带信号b_A2(t)的时域压缩样本c_bA2(t)，将时域压缩样本c_bA2(t)送入FM/Chirp调制器(608)，按FM/Chirp复合频率调制方式进行载波调制；FM/Chirp调制器(608)输出的已调载波c_A2(t)再经过功率放大器(610)进行功率放大之后作为该发射机的输出d_A2(t)，并将其输入至无源多输入多输出信道(605)中。

类似的，在发射机组B中的发射机B1(603)和发射机B2(604)中，也执行类似的调制过程，在此不再重复。

在分属于不同发射机组的发射机的FM/Chirp调制器(608)中，分别使用具有不同扫频规律且互相关特性满足规定要求的Chirp脉冲载波。

在接收机A(606)中，将无源多输入多输出信道(605)输出至该接收机的合成通信信号e_A(t)输入至FM/Chirp解调器(611)中，按FM/Chirp复合频率调制方式解调恢复出该接收机所对应的发射机组A中发射机A1(601)中的待传输基带信号b_A1(t)的时域压缩样本c_bA1(t)与发射机A2(602)中的待传输基带信号b_A2(t)的时域压缩样本c_bA2(t)经过时域拼接后形成的合成结果的还原样本c_bA’(t)；在接收机A的FM/Chirp解调器(609)中，利用其所对应发射机组A中所有发射机输出的已调载波的波形与发射机组B中所有发射机输出的已调载波的波形的互相关程度低于规定值的特性来抑制发射机组B中所有发射机输出的已调载波所带来的干扰；将FM/Chirp解调器(609)输出的还原样本c_bA’(t)送入时分解复用器(612)中进行时分解复用，恢复出发射机A1(601)所传输的待传输基带信号b_A1(t)的时域压缩样本c_bA1(t)的还原样本c_bA1’(t)和发射机A2(602)所传输的待传输基带信号b_A2(t)的时域压缩样本c_bA2(t)的还原样本c_bA2(t)；将还原样本c_bA1’(t)和还原样本c_bA2’(t)分别送入与其相对应的时域扩展器1(613)和时域扩展器2(614)中进行时域扩展，分别获得发射机A1(601)所传输的待传输基带信号b_A1(t)的还原样本b_A1’(t)和发射机A2(602)所传输的待传输基带信号b_A2(t)的还原样本b_A2’(t)。

在接收机B(607)中，也执行类似的解调过程，在此不再重复。

图7所示为1种实现结构的无源多输入多输出信道，由信道分路器A1(701)、信道分路器A2(702)、信道分路器B1(703)和信道分路器B2(704)、信道合路器A(713)、信道合路器B(714)以及联接各信道分路器至各信道合路器的信道XYi(705-712)组成。其中，信道XYi的标识规律为：X代表信道合路器，X的取值为A或B；Yi代表信道分路器，Y的取值为A或B，i的取值为1或2。

在图7中，信道分路器A1(701)将发射机A1(601)输出的已调载波d_A1(t)分配成两路相同的输出d_A1’(t)并分别输入至信道AA1(705)和信道BA1(711)中，信道AA1(705)的输出d_A1”(t)作为信道合路器A(713)的1路输入，信道BA1(711)的输出d_A1”’(t)作为信道合路器B(714)的1路输入；信道分路器A2(702)将发射机A2(602)输出的已调载波d_A2(t)分配成两路相同的输出d_A2’(t)并分别输入至信道AA2(706)和信道BA2(712)中，信道AA2(706)的输出d_A2”(t)作为信道合路器A(713)的1路输入，信道BA2(712)的输出d_A2”’(t)作为信道合路器B(714)的1路输入；信道分路器B1(703)将发射机B1(603)输出的已调载波d_B1(t)分配成两路相同的输出d_B1’(t)并分别输入至信道BB1(709)和信道AB1(707)中，信道BB1(709)的输出d_B1”(t)作为信道合路器B(714)的1路输入，信道AB1(707)的输出d_B1”’(t)作为信道合路器A(713)的1路输入；信道分路器B2(704)将发射机B2(604)输出的已调载波d_B2(t)分配成两路相同的输出d_B2’(t)并分别输入至信道BB2(710)和信道AB2(708)中，信道BB2(710)的输出d_B2”(t)作为信道合路器B(714)的1路输入，信道AB2(708)的输出d_B2”’(t)作为信道合路器A(713)的1路输入；信道合路器A(713)将至输入其中的各路已调载波进行线性叠加形成1路合成通信信号，并将其输出至接收机A(606)；信道合路器B(714)将输入至其中的各路已调载波进行线性叠加形成1路合成通信信号，并将其输出至接收机B(607)；

该实现结构的无源多输入多输出信道可用于描述在同1个基站中使用2付接收天线或在2个基站中分别使用1付接收天线时的信道形成情况，其中的信道分路器(701-704)相当于是各移动台的发射天线，其中的信道合路器(713、714)相当于是基站的接收天线。

(五)下行时间分割/FM/Chirp波形分割混合多路接入通信系统

一种采用前述FM/Chirp波形分割多路通信方法实现的下行时间分割/FM/Chirp波形分割(FM/Chirp Waveform Division)混合多路接入通信系统，或简称作下行TDMA/FCWDMA系统，由2个或2个以上的发射机、数量等于或多于发射机数量的接收机组和联接所有发射机与所有接收机的具有功率放大作用的有源多输入多输出信道组成；其中，每个发射机由2个或2个以上的时域压缩器、一个时分复用器和一个调制器组成；每个接收机组对应一个发射机，每个接收机组中的接收机数量与该接收机组所对应的发射机中时域压缩器的数量相同；每个接收机中包括一个解调器、一个时分解复用器和一个时域扩展器；具有功率放大作用的有源多输入多输出信道，其每路输出是该信道的各路输入信号经过功率放大、衰减、延时和线性叠加处理而形成的合成结果，其中的功率放大、衰减、延时和线性叠加处理根据应用要求的不同而有不同的先后实施顺序和实施次数。

在每个发射机中，有2路或2路以上的待传输基带信号需要传输，将每路待传输基带信号送入1个时域压缩器进行时域压缩，形成相应路数的待传输基带信号的时域压缩样本；将各路待传输基带信号的时域压缩样本送入时分复用器进行时分复用，形成1路待传输基带总信号；在待传输基带总信号中，各路待传输基带信号的时域压缩样本的时域位置相互错开；将该待传输基带总信号输入至调制器；在调制器中，采用FM/Chirp复合频率调制方式将输入至其中的待传输基带总信号进行载波调制，并将所获得的已调载波作为该发射机的输出。

每个发射机输出的已调载波，其频域位置与其它发射机输出的已调载波的频域位置完全重叠或部份重叠，其时域位置与其它发射机输出的已调载波的时域位置完全重叠、部份重叠或相互错开。在不同发射机中的调制器在进行FM/Chirp复合频率调制方式的载波调制过程中，分别使用具有不同扫频规律且互相关特性满足规定要求的Chirp脉冲载波，使各个发射机输出的已调载波波形之间的互相关程度低于规定值。

每个发射机输出的已调载波，从与该发射机相对应的1个输入端输入至具有功率放大作用的有源多输入多输出信道中；具有功率放大作用的有源多输入多输出信道的每路输出是输入至该信道中的各路已调载波经过功率放大、衰减、延时和线性叠加处理而形成的合成通信信号，与该路输出相对应的接收机将其作为输入。具有功率放大作用的有源多输入多输出信道在对输入至该信道中的各路已调载波进行的功率放大处理，如果采用对各路已调载波分别进行功率放大的方案来实现，使用线性功率放大器或谐振功率放大器来均可。

在每个接收机中，将输入至该接收机的合成通信信号作为解调器的输入，解调器输出的解调结果是该接收机所在的接收机组所对应的发射机所传输的待传输基带总信号的还原样本；在解调过程中，利用该接收机所在的接收机组所对应的发射机输出的已调载波的波形与其他发射机输出的已调载波的波形之间的互相关程度低于规定值的特性，抑制其他发射机输出的已调载波所带来的干扰。将解调器输出的待传输基带总信号的还原样本送入时分解复用器；利用各路待传输基带信号的时域压缩样本在待传输基带总信号中的时域位置相互错开的特性，时分解复用器分离出该接收机所对应路待传输基带信号的时域压缩样本的还原样本，并将该路待传输基带信号的时域压缩样本的还原样本送入一个相应的时域扩展器；时域扩展器将输入至其中的待传输基带信号的时域压缩样本的还原样本进行时域扩展，获得待传输基带信号的还原样本。

图8所示为1种实现结构的下行TDMA/FCWDMA系统；其中，

图8(a)所示为系统的总体结构，由发射机A(801)、发射机B(802)、与发射机A(801)相对应的接收机A1(804)和接收机A2(805)、与发射机B(802)相对应的接收机B1(806)和接收机B2(807)以及联接所有发射机和接收机的具有功率放大作用的有源多输入多输出信道(803)组成；其中，具有功率放大作用的有源多输入多输出信道(803)可以采用如图5中所示的组成结构；

图8(b)所示为发射机A(801)和发射机B(802)的组成结构，它们均由时域压缩器1(808)、时域压缩器2(809)、时分复用器(810)、FM/Chirp调制器(811)组成；该图中的输入、输出信号的下标，X的取值为A或B；

图8(c)所示为接收机A1(804)、接收机A1(805)、接收机A1(806)和接收机A1(807)的组成结构，它们均由FM/Chirp解调器(812)、时分解复用器(813)和时域扩展器(814)组成；该图中的输入、输出信号的下标，X的取值为A或B，i的取值为1或2。

在发射机A(801)中，将待传输基带信号b_A1(t)送入时域压缩器1(808)进行时域压缩，获得待传输基带信号b_A1(t)的时域压缩样本c_bA1(t)；将待传输基带信号b_A1(t)送入时域压缩器2(809)进行时域压缩，获得待传输基带信号b_A2(t)的时域压缩样本c_bA2(t)；将时域压缩样本c_bA1(t)和时域压缩样本c_bA2(t)送入时分复用器(810)进行时分复用，获得1路待传输基带总信号c_bA(t)，将待传输基带总信号c_bA(t)送入FM/Chirp调制器(811)按FM/Chirp复合频率调制方式进行载波调制，所获得的已调载波d_A(t)作为该发射机的输出，并将其输入至具有功率放大作用的有源多输入多输出信道(803)中。在发射机B(802)中，也执行类似的调制过程，在此不再重复。在发射机A(801)和发射机B(802)中的FM/Chirp调制器(811)中，分别使用具有不同扫频规律且互相关特性满足规定要求的Chirp脉冲载波。

在接收机A1(804)中，将具有功率放大作用的有源多输入多输出信道(803)输出至该接收机的合成通信信号e_A1(t)输入至FM/Chirp解调器(812)中，按FM/Chirp复合频率调制方式解调恢复出其所对应的发射机A传输的待传输基带总信号c_bA(t)的还原样本c_bA’(t)；在接收机A1的FM/Chirp解调器(609)中，利用其所对应发射机A(801)所输出的已调载波的波形与发射机B(802)所输出的已调载波的波形的互相关程度低于规定值的特性来抑制发射机B所输出的已调载波所带来的干扰；将还原样本c_bA’(t)送入时分解复用器(813)进行时分解复用，获得该接收机所对应的待传输基带信号b_A1(t)的时域压缩样本c_bA1(t)的还原样本c_bA1’(t)；将还原样本c_bA1’(t)送入时域扩展器(814)进行时域扩展，获得该接收机所对应的待传输基带信号b_A1(t)的还原样本b_A1(t)。

在接收机A2(805)中，将具有功率放大作用的有源多输入多输出信道(803)输出至该接收机的合成通信信号e_A2(t)输入至FM/Chirp解调器(812)中，按FM/Chirp复合频率调制方式解调恢复出其所对应的发射机A传输的待传输基带总信号c_bA(t)的还原样本c_bA’(t)；在接收机A2的FM/Chirp解调器(609)中，利用其所对应发射机A(801)所输出的已调载波的波形与发射机B(802)所输出的已调载波的波形的互相关程度低于规定值的特性来抑制发射机B所输出的已调载波所带来的干扰；将还原样本c_bA’(t)送入时分解复用器(813)进行时分解复用，获得该接收机所对应的待传输基带信号b_A2(t)的时域压缩样本c_bA2(t)的还原样本c_bA2’(t)；将还原样本c_bA2’(t)送入时域扩展器(814)进行时域扩展，获得该接收机对应的待传输基带信号b_A2(t)的还原样本b_A2(t)。

在接收机组B中的接收机B1(806)和接收机B2(807)中，也执行类似的解调过程，在此不再重复。

(六)有益效果

本发明所提供FM/Chirp波形分割多路通信方法，仍是以正弦载波作为基础载波，但利用的是多路具有相同中心频率但扫频规律不同的Chirp脉冲载波波形之间的正交或弱互相关特性，通过对Chirp脉冲载波的频率调制(即FM/Chirp复合频率调制)来产生波形分割多路通信所需的具有正交或弱互相关特性多路已调载波信号。与码型分割多路通信相比，FM/Chirp波形分割多路通信同样允许各路已调载波的频域位置完全或部份重叠，也允许各路已调载波的时域位置完全或部份重叠，也是通过多次同频重用的方式实现提高频谱利用率。但是，FM/Chirp复合频率调制载波是频率调制载波，不但可以使用线性功率放大器来进行功率放大，还可以使用谐振功率放大器来进行功率放大；与线性功率放大器相比，谐振功率放大器的电源效率更高、更容易实现大功率发射；因此，与码型分割多路通信相比，FM/Chirp波形分割多路通信更便于实现大功率发射和远距离传输。

本发明还同时提供了采用该FM/Chirp波形分割多路通信方法实现的1种FM/Chirp波形分割多路复用通信系统、1种FM/Chirp波形分割多路接入通信系统、1种上行时间分割/FM/Chirp波形分割混合多路接入通信系统和1种下行时间分割/FM/Chirp波形分割混合多路接入通信系统，它们进一步展示了FM/Chirp波形分割多路通信方法在以同频重用方式来提高频谱利用率、更便于实现大功率发射和远距离传输方面的优势。

本发明所提供FM/Chirp波形分割多路通信方法及其应用系统，除了可用于构建新的采用FM/Chirp复合频率调制方式的通信系统之外，还可用于实现在兼容已有的频率调制的通信系统基础上的宽带改造。

在专用移动通信领域，铁路列调中的GSM-R和警用PDT均采用频率调制和时分多址方式，如果分别使用GMSK/Chirp和4FSK/Chirp对二者进行宽带改造，则既便于实现与GMSK和4FSK调制方式在调制器、解调器和射频功率放大器3个方面的兼容，又能保证新制式的系统具有与旧制式的系统相同甚至更好的覆盖性能，也可采用本发明所提供的FM/Chirp波形分割多路通信方法以同频重用的方式来提高频谱利用率，还能通过使用现有GSM-R或警用PDT系统中“被迫”不能使用的保护频带、以与现有系统实现频谱共存的方式来提高频谱利用率。

附图说明

图1是FM/Chirp波形分割多路通信方法的原理示意图。

图2是一种实现结构的FM/Chirp波形分割多路复用通信系统。图2(a)所示为系统的总体结构，201是复用器，202是信道，203是解复用器；图2(b)所示为复用器(201)的组成结构，204是基带分路器，205是第1支路的调制器，206是第2支路的调制器，207是第N支路的调制器，208是第1支路的功率放大器，209是第2支路的功率放大器，210是第N支路的功率放大器，211是射频合路器；图2(c)所示为解复用器(203)的组成结构，212是射频分路器，213是第1支路的解调器，214是第2支路的解调器，215是是第N支路的解调器，216是基带合路器。

图3所示为另一种实现结构的复用器，301是基带分路器、302是第1支路的调制器，303是第2支路的调制器，304是第N支路的调制器，305是射频合路器，306是线性功率放大器。

图4是FM/Chirp波形分割多路接入通信系统的组成结构。图4(a)所示为系统总体结构，401是发射机A，402是发射机B，403是具有功率放大作用的有源多输入多输出信道，404是接收机A1，405是接收机A2，406是接收机B1，407是接收机B2；图4(b)所示为发射机A(401)和发射机B(402)的组成结构，408是FM/Chirp调制器；图4(c)所示为接收机A1(401)、接收机A2(402)、接收机B1(405)和接收机B2(406)的组成结构，409是FM/Chirp解调器。

图5是具有功率放大作用的有源多输入多输出信道的两种典型组成结构。图5(a)所示为一种组成结构的具有功率放大作用的有源多输入多输出信道，501是功率放大器A，502是功率放大器B，503是信道分配器A，504是信道分配器B，505是信道AA1，506是信道AA2，507是信道AB1，508是信道AB2，509是信道BB1，510是信道BB2，511是信道BA1，512是信道BA2，513是信道合路器A1，514是信道合路器A2，515是信道合路器B1，516是信道合路器B2。图5(b)所示为另一种组成结构的具有功率放大作用的有源多输入多输出信道，517是功率放大器A，518是功率放大器B，519是射频合路器，520是信道分路器，521是信道A1，522是信道A2，523是信道B 1，524是信道B2。

图6是一种实现结构的上行TDMA/FCWDMA系统；其中，图6(a)所示为系统总体结构，601是发射机A1，602是发射机A2，603是发射机B1，604是发射机B2，605是无源多输入多输出信道，606是接收机A，607是接收机B；图6(b)所示为发射机A1(601)、发射机A2(602)、发射机B1(603)和发射机B2(604)的组成结构，608是时域压缩器，609是FM/Chirp调制器，610是功率放大器；图6(c)所示为接收机A(606)和接收机B(607)的组成结构，611是FM/Chirp解调器，612是时分解复用器，613是时域扩展器1，614是时域扩展器2。

图7是一种组成结构的无源多输入多输出信道；其中，701是信道分路器A1，702是信道分路器A2，703是信道分路器B1，704是信道分路器B2，705是信道AA1，706是信道AA2，707是信道AB1，708是信道AB2，709是信道BB1，710是信道BB2，711是信道BA1，712是信道BA2，713是信道合路器A，714是信道合路器B。

图8所示为一种实现结构的下行TDMA/FCWDMA系统；其中，图8(a)所示为系统总体结构，801是发射机A，802是发射机B，803是具有功率放大作用的有源多输入多输出信道，804是接收机A1，805是接收机A2，806是接收机B1，807是接收机B2；图8(b)所示为发射机A(801)和发射机B(802)的组成结构，808是时域压缩器1，809是时域压缩器2，810是时分复用器，811是FM/Chirp调制器；图8(c)所示为接收机A1(804)、接收机A2(805)、接收机B1(806)和接收机B2(807)的组成结构，812是FM/Chirp解调器，813是时分解复用器，814是时域扩展器。

图9所示为实施例1使用的一种在基站与移动台之间的下行信道中使用的FM/Chirp波形分割多路复用通信系统；其中，图9(a)所示为系统总体结构，901是基站下行发射部份，902是移动台下行接收部份，903和904是基站下行发射部份(901)的发射天线，905是移动台下行接收部份(902)的接收天线，906和907分别是发射天线(903)、发射天线(904)至接收天线(905)之间的无线信道；图9(b)所示为基站下行发射部份(901)的组成结构，908是基带分路器，909是第1支路的调制器，910是第2支路的调制器，911是第1支路的谐振功率放大器1，912是第2支路的谐振功率放大器2；图9(c)所示为移动台下行接收部份(902)的组成结构，913是射频分路器，914是第1支路的解调器，915是第2支路的解调器，916是基带合路器。

图10所示为实施例2使用的一种在基站与移动台之间使用的FM/Chirp波形分割多路接入通信系统。图10(a)所示为系统总体结构，1001是移动台A发射部份，1002是移动台B发射部份，1003是移动台A发射部份(1001)使用的发射天线，1004是移动台B发射部份(1002)使用的发射天线，1005是基站A接收部份，1006是基站B接收部份，1007是基站A接收部份(1005)使用的接收天线，1008是基站B接收部份(1006)使用的接收天线，1009是发射天线(1003)至接收天线(1007)之间的无线信道，1010是发射天线(1004)至接收天线(1008)之间的无线信道，1011是发射天线(1004)至接收天线(1007)之间的无线信道，1012是发射天线(1003)至接收天线(1008)之间的无线信道；图10(b)所示为移动台A发射部份(1001)和移动台B发射部份(1002)的组成结构，1013是FM/Chirp调制器，1014是谐振功率放大器；图10(c)所示为基站A接收部份(1005)和基站B接收部份(1006)的组成结构，1015是FM/Chirp解调器。

图11所示为实施例3使用的一种在基站与移动台之间使用的上行TDMA/FCWDMA系统；其中，1101是移动台A1发射部份，1102是移动台A1发射部份(1101)使用的发射天线；1103是移动台B1发射部份，1104是移动台B1发射部份(1103)使用的发射天线；1105是基站A接收部份；1006是基站A接收部份(1105)使用的接收天线；1107是移动台A2发射部份，1108是移动台A2发射部份(1107)使用的发射天线，1109是移动台B2发射部份，1110是移动台B2发射部份(1109)使用的发射天线，1111是基站B接收部份，1112是基站B接收部份(1111)使用的接收天线，1113是发射天线(1102)至接收天线(1106)之间的无线信道，1114是发射天线(1104)至接收天线(1112)之间的无线信道，1115是发射天线(1108)至接收天线(1106)之间的无线信道，1116是发射天线(1110)至接收天线(1112)之间的无线信道，1117是发射天线(1102)至接收天线(1112)之间的无线信道，1118是发射天线(1104)至接收天线(1106)之间的无线信道，1119是发射天线(1110)至接收天线(1106)之间的无线信道，1120是发射天线(1108)至接收天线(1112)之间的无线信道。

具体实施方式

实施例1

本实施例用于说明一种在基站与移动台之间的下行信道中使用的FM/Chirp波形分割多路复用通信系统的工作流程，其系统组成结构如图9所示。

在基站下行发射部份(901)中，1路待传输基带总信号a(t)经过基带分路器(908)分解成2个支路的待传输基带子信号b_i(t)(1≤i≤2)；在第1个支路中，按FM/Chirp复合频率调制方式将待传输基带子信号b₁(t)送入第1支路的调制器(909)进行载波调制，产生第1支路的已调载波c₁(t)，将已调载波c₁(t)输出至谐振功率放大器(911)；谐振功率放大器(911)的输出d₁(t)作为基站下行发射部份(901)的1路输出，该路输出通过发射天线(903)经无线信道(906)传输至接收天线(905)；在第2个支路中，按FM/Chirp复合频率调制方式将待传输基带子信号b₂(t)送入第2支路的调制器(910)进行载波调制，产生第2支路的已调载波c₂(t)，将已调载波c₂(t)输出至谐振功率放大器(912)；谐振功率放大器(912)的输出d₂(t)作为基站下行发射部份(901)的另1路输出，该路输出通过发射天线(904)经无线信道(907)传输至接收天线(905)。

接收天线(905)相当于一个信道合路器，将从无线信道(906)和无线信道(907)传输来的两路已调载波进行线性叠加，获得1路合成通信信号e’(t)并将其作为移动台下行接收部份(902)的输入信号。

在移动台下行接收部份(902)中，将接收到的合成通信信号e’(t)经过射频分路器(913)分解成2个支路的合成通信信号e_i”(t)(1≤i≤2)；第1个支路的解调器(914)从输入至其中的合成通信信号e₁”(t)中解调恢复出第1个支路的待传输基带子信号b₁(t)的还原样本b₁’(t)，并将还原样本b₁’(t)输出至基带合路器(916)的一个对应的输入端；第2个支路的解调器(915)从输入至其中的合成通信信号e₂”(t)中解调恢复出第2个支路的待传输基带子信号b₂(t)的还原样本b₂’(t)，并将还原样本b₂’(t)输出至基带合路器(916)的一个对应的输入端；基带合路器(916)将输入其中的还原样本b₁’(t)和还原样本b₂’(t)进行合并，获得待传输基带总信号a(t)的还原样本a’(t)。

通过上述过程，就实现了基站与车载台之间以FM/Chirp波形分割方式在同一频带内的多路复用通信。在本实施例中，FM/Chirp波形分割多路复用的路数为2路，接收端解调时的互相关干扰较小，接收端的接收灵敏度最高；将基站下行发射部份(901)中谐振功率放大器(911、912)的输出直接通过天线对外发射，省去了对射频通信信号有衰减作用的射频合路器；因此本实施例充分发挥了FM/Chirp复合频率调制载波在大功率发射和远距离传输方面的优势。

事实上，将1路待传输基带总信号对1路正弦载波进行频率调制、传输和频率解调，只需使用1个调制器、1个谐振功率放大器和1个解调器；相比之下，按FM/Chirp波形分割多路通信方法将1路待传输基带总信号分成N个支路来进行传输，需要使用N个调制器、N个谐振功率放大器和N个解调器，还需使用射频合路器和射频分路器，其付出的代价是很高的。为了便于理解FM/Chirp波形分割多路复用通信的特点，将FM/Chirp波形分割多路复用通信系统的工作参数具体化：FM/Chirp复合频率调制方式的具体类型为4FSK/Chirp，N＝2，各支路已调载波采用200KHz带宽，扫频速率为50KHz，每1个扫频周期传输1个数字信道码元，则每支路的数据传输速率为100Kbps，2个支路的总数据传输速率为200Kbps。

以GSM系统作为传输性能比较的参考。在GSM系统中使用GMSK调制在200KHz带宽内的数据传输速率就可达到270.833Kbps，而采用FM/Chirp波形分割多路复用通信在200KHz带宽内传输数据的速率只能达到200Kbps，似乎并没有提高频谱利用率。但是，在GSM系统中，为了防止邻道干扰，如果某个基站中的某个200KHz带宽的载波信道被使用，则该载波信道两侧至少各有1-2个载波信道就不能使用了(事实上要更多一些)；仅以该载波信道两侧各留出1个载波信道作为保护频带来计算，这相当于是使用了600KHz带宽来传输270.833Kbps的数据；相比之下，由于在FM/Chirp复合频率调制的解调过程中可以通过频率压缩效应来大幅度地抑制相邻载波信道中的通信信号所造成的干扰，因此在4FSK/Chirp波形分割多路复用通信中，多个相邻的载波信道可以同时使用，不需要留出保护频带；这样，在600KHz带宽内可以同时传输3路200Kbps的数据，其总数据传输速率达到了600Kbps，是GSM系统的2.2倍。在GSM系统中，如果某个基站使用了某个载波信道，那么与该基站相邻的多个基站也不能使用该载波信道；相比之下，在FM/Chirp波形分割多路复用通信系统中，同站可以同频重用，邻站自然地也可以同频重用，因此FM/Chirp波形分割多路复用通信方式可以获得更多的实际可用的频率资源，提高了频谱的总体利用率。

同时，将1路数字形式的待传输基带总信号按传统的GMSK或FFSK方式进行载波调制和传输时，其每个信道码元的持续时间为T；如果将其分路成两路，采用GMSK/Chirp或FFSK/Chirp复合频率调制方式来进行波形分割多路复用传输，则每个支路的数据传输速率减半，其信道码元的持续时间加倍，因此可以获得更强的抗多径干扰能力。显然，分出的支路越多，每个支路上的数据传输速率越低，其信道码元的持续时间越长，可以获得的抗多径干扰能力也越强。

此外，在同一频带内，FM/Chirp波形分割多路复用的路数越多，频谱利用率也越高，但接收端解调时的互相关干扰也越多，接收灵敏度随复用路数的增加而下降；因此，FM/Chirp波形分割多路复用通信可以通过选择复用的路数来方便地实现频谱利用率与通信距离(接收灵敏度)之间的折衷。

实施例2

本实施例用于说明在2个基站中实现同频覆盖的上行FM/Chirp波形分割多路接入通信系统的工作过程。以有2个基站，每个基站有一个对应的移动台的情形为例，该系统组成结构如图10所示。

在移动台A发射部份(1001)中，将待传输基带信号b_A(t)通过FM/Chirp调制器(1013)进行载波调制，其输出的已调载波c_A(t)作为谐振功率放大器(1014)的输入；谐振功率放大器(1014)的输出d_A(t)通过发射天线(1003)输入至无线信道(1009)和无线信道(1012)。类似地，在移动台B发射部份(1002)中，将待传输基带信号b_B(t)通过FM/Chirp调制器(1013)进行载波调制，其输出的已调载波c_B(t)作为谐振功率放大器(1014)的输入；谐振功率放大器(1014)的输出d_B(t)通过发射天线(1004)输入至无线信道(1010)和无线信道(1011)。

接收天线(1007)相当于一个信道合路器，将从无线信道(1009)和无线信道(1011)传输来的两路已调载波进行线性叠加，获得1路合成通信信号e_A(t)并将其作为基站A接收部份(1005)的输入信号。类似的，接收天线(1008)也相当于一个信道合路器，将接收到的从无线信道(1010)和无线信道(1012)传输来的两路已调载波进行线性叠加，获得1路合成通信信号e_B(t)并将其作为基站B接收部份(1006)的输入信号。

在基站A接收部份中，FM/Chirp解调器(1015)中从输入至其中的合成通信信号e_A(t)中解调恢复出输入至移动台A发射部份(1001)中的待传输基带子信号b_A(t)的还原样本b_A’(t)。类似地，在基站B接收部份中，FM/Chirp解调器(1015)中从输入至其中的合成通信信号e_B(t)中解调恢复出输入至移动台B发射部份(1002)中的待传输基带子信号b_B(t)的还原样本b_B(t)。

为了便于理解该上行FM/Chirp波形分割多路接入通信系统的特点，将该系统的工作参数具体化：FM/Chirp复合频率调制方式的具体类型为FFSK/Chirp，各个调制器所输出的已调载波均采用150KHz带宽，扫频速率为50KHz，每4个扫频周期传输1个数字信道码元，则每个移动台的数据传输速率为12.5Kbps，正好用于传输1路较高质量的数字话音；显然，在150KHz带宽内只传输1路数字话音，其频谱利用率是非常之低的，似乎并没有提高频谱利用率。然而，在专用移动通信领域，采用MPT-1327信令的模拟集群和Tetra是目前我国主流的集群制式；其中，采用MPT-1327信令的模拟集群在25KHz的窄带载波信道中可以传输1路模拟话音，而Tetra则可以在25KHz的窄带载波信道中传输4路数字话音。为了避免互调干扰(主要是3阶互调干扰)，在这两种制式的基站中，两个同站同时使用的载波信道之间的距离为10个左右25KHz载波信道带宽。如果将载波信道带宽为150KHz的上行FM/Chirp波形分割上行多路接入通信系统安排在目前窄带集群系统留出的保护带宽之内，则可以充分地利用现有窄带集群系统的上行信道频率资源中“被迫”不能使用的保护频带，也相当于是提高了上行信道的频谱利用率。

当然了，这样的安排需要解决上行FM/Chirp波形分割多路接入通信信号与现有窄带集群系统的上行通信信号之间的相互干扰问题。由于上行FM/Chirp波形分割多路接入通信信号的带宽数倍于现有窄带集群系统的载波信道带宽，为了便于本实施例后面的描述，将上行FM/Chirp波形分割多路接入通信信号简称作宽带信号，相应地将窄带集群系统的上行通信信号简称作窄带信号。

在同站的宽带信号和窄带信号之间，由于宽带信号的发射有发射功率控制，且其频域位置与同站中窄带信号的频域位置没有重叠，因此宽带信号对窄带信号的干扰可忽略；至于窄带信号对宽带信号的干扰，如果将带宽为150KHz的宽带信号安排在窄带集群系统两个同时使用的载波信道之间250KHz的保护带宽中间位置，则在宽带信号的带外两侧均留有50KHz的保护频带；此时，可以使用根据宽带信号的中心频率和带宽专门订做的窄带腔体滤波器，将窄带信号先进行一定程度的抑制，避免上行FCWDMA的接收机被邻近频率的大幅度窄带信号所阻塞；再利用FM/Chirp复合频率调制解调过程中的频率压缩效应，进一步抑制邻近频率的窄带信号所带来的干扰。

在本站宽带信号与邻站的窄带信号之间，由于本站宽带信号使用的扫频速率为50KHz，即使本站的宽带信号落入到邻站窄带信号的带宽之内，由于其变化速率已明显超过现有窄带集群接收设备中所采用的25KHz带宽，邻站窄带集群上行接收设备中的中频滤波器会对宽带信号产生明显的抑制；如果宽带信号很强，超过了邻站窄带集群上行接收设备中的中频滤波器的抑制度并反映在窄带信号的解调结果中，由于宽带信号所造成干扰的变化速率为50KHz，远高于模拟话音的最高频率，因此反映在窄带信号解调结果中的干扰信号分量还会被窄带集群上行接收设备的解调电路中的低通滤波器进一步地抑制；即使宽带信号过强，超过了邻站窄带集群上行接收设备中的中频滤波器和解调电路的抑制能力，由于其频率高于音频，因此也不会使现有窄带集群接收设备输出为能被人听到的干扰音。由此可知，本站宽带信号对邻站的窄带信号接收所造成的干扰，可以被控制很低的水平之下。至于邻站的窄带信号对本站宽带信号接收所造的干扰，由于归属邻站的窄带移动台距离本站一般较远，到达本站时的信号强度较小；利用FM/Chirp复合频率调制解调过程中的频率压缩效应，就可以有效地抑制这种邻站的上行窄带信号所带来的干扰；此外，由于宽带信号的发射有功率控制，当邻站的窄带干扰过于强烈时，还可以临时加大宽带信号的发射功率。

根据上述干扰分析结果可知，带宽为150KHz的FM/Chirp波形分割多路接入通信系统可以实现与现有窄带集群系统的频谱共存。

以4MHz带宽、250KHz载波信道保护间隔为例作进一步的比较。在整个4MHz带宽内，现有窄带集群系统能同时安排15个载波信道，也留出了15个225KHz带宽的保护带；同时，在每个225KHz保护带内安排本实施例中所提供的上行FM/Chirp波形分割多路接入系统的1个载波信道，共可以安排15个150KHz的载波信道；因此，即使在150KHz带宽内只传输1路数字话音，上行FM/Chirp波形分割多路接入系统的信道容量也与现有的模拟集群相当。此时，在150KHz的带宽传输1路12.5Kbps的数字话音，具有较高的扩频增益，可以充分发挥FM/Chirp复合频率调制在抗干扰能力和接收灵敏度方面的优势，获得比现有窄带集群系统更好的大区制覆盖效果。再之，在上行FM/Chirp波形分割多路接入系统中，上行发射采用功率控制之后，可以使用多种不同的扫频规律来实现同频重用，又可以成多倍地提高频谱利用率。如果在同一个载波信道中可以同时使用的不同的扫频规律有4种，则上述15个“插空”使用的150KHz的载波信道中可提供的信道容量为60个，与TETRA系统的信道容量相当。由此可见，本实施例可应用于专用移动通信领域，实现与现有窄带集群系统频谱共存，既能充分利用现有窄带集群系统中“被迫”不能使用的保护带来实现更好的大区制覆盖效果，又能提供比现有窄带模拟集群更高、与TETRA相当的信道容量。

综上所述，本实施例所提供的上行FM/Chirp波形分割多路接入通信系统，通过占用150KHz的带宽来传输1路数字话音，看似频谱利用率很低；但是，由于FM/Chirp波形分割多路接入通信可以同频重用和邻频使用，因此其总体的频谱利用率并不低；而且，这种提高频谱利用率的效果是在与现有窄带集群系统频谱共存的条件下获得的。随着时间的推移，现有窄带集群系统将逐渐停用，如果将让出的频率资源用于增加FM/Chirp波形分割多路接入通信的载波信道数，其总体频率谱利用率还可以再提高。

实施例3

本实施例用于说明在2个基站中实现同频覆盖的上行TDMA/FCWDMA系统的工作过程。以有2个基站，每个基站有2个对应的移动台的情形为例，该系统组成结构如图11所示。图11中所示的移动台A1发射部份(1101)、移动台A2发射部份(1107)、移动台B1发射部份(1103)和移动台B2发射部份(1109)，它们的组成结构均如图6(b)所示；基站A接收部分(1105)和基站B接收部份(1111)的组成结构均如图6(c)所示。

图11中的所有的发射天线、所有的接收天线以及联系所有天线之间的无线信道形成一个如图7所示的无源多输入多输出信道；其中，接收天线(1106)相当于信道合路器A(713)，接收天线(1112)相当于信道合路器B(714)，发射天线(1102)相当于信道分路器A1(701)，发射天线(1108)相当于信道分路器A2(702)，发射天线(1104)相当于信道分路器B1(703)，发射天线(1110)相当于信道分路器B2(704)；该系统的工作过程，可参见前述对上行TDMA/FCWDMA系统及对图7所示的无源多输入多输出信道的有关描述，在此不再重复。

与实施例2中类似，为了便于理解该上行FM/Chirp波形分割多路接入通信系统的特点，将该系统的工作参数具体化：FM/Chirp复合频率调制方式的具体类型为4FSK/Chirp，各个调制器所输出的已调载波均采用150KHz带宽，扫频速率为50KHz，每4个扫频周期传输1个数字信道码元，则每个移动台的数据传输速率为25Kbps，正好用于以时分多址方式传输2路较高质量的数字话音。

与实施例2相比，本实施例通过改用4FSK/Chirp复合频率调制方式和引入TDMA，使每路已调载波的数据传输速率加倍，能容纳的用户数量也加倍。如果进一步改用每2个扫频周期传输1个数字信道码元，则每个移动台的数据传输速率为50Kbps，允许以时分多址方式同时接入4路较高质量的数字话音，从而使系统的信道容量再次加倍。

进一步可推知，在下行TDMA/FCWDMA系统中，只是通信信号的传输方向与上行TDMA/FCWDMA系统中通信信号的传输方向刚好相反，当采用与上行TDMA/FCWDMA系统相同的载波信道带宽和相同的调制参数时，其信道容量与上行TDMA/FCWDMA系统的信道容量相同。

Claims (6)

1.一种FM/Chirp波形分割多路通信方法，其内容是：为了实现2路或2路以上待传输基带信号的同时传输，按某种调制方式将每路待传输基带信号通过1个与该路待传输基带信号其对应的调制器进行载波调制，产生相应路数的已调载波；每路已调载波的频域位置与其它路已调载波的频域位置完全重叠或部份重叠，每路已调载波的时域位置与其它路已调载波的时域位置完全重叠或部份重叠，各路已调载波波形之间的互相关程度低于规定值；根据应用要求的不同，以不同的先后实施顺序和实施次数，将各路已调载波进行功率放大、衰减、延时和线性叠加处理，所获得的合成通信信号作为相应的多个解调器的输入，每个解调器对应1路已调载波；每路已调载波的解调器，从输入至其中的合成通信信号中解调恢复出其所对应已调载波承载的待传输基带信号的还原样本，并利用其所对应已调载波的波形与其它路已调载波的波形的互相关程度低于规定值的特性来抑制其它路已调载波所带来的干扰；其特征在于：

所述某种调制方式为FM/Chirp复合频率调制方式；

所述各路已调载波波形之间的互相关程度低于规定值，是通过在各路待传输基带信号按FM/Chirp复合频率调制方式进行载波调制过程中分别使用具有不同扫频规律且波形互相关特性满足规定要求的Chirp脉冲载波来实现的；

所述将各路已调载波进行功率放大、衰减、延时和线性叠加处理，其中的功率放大处理，当采用对各路已调载波分别进行功率放大的方案来实现时，可以采用谐振功率放大。

2.根据权利要求1所述的FM/Chirp波形分割多路通信方法，其特征在于：所述不同扫频规律，是指在扫频频率变化规律、扫频带宽、扫频周期长度和扫频周期起始位置这4种参数中有1种或1种以上参数不同的扫频规律。

3.一种采用权利要求1所述的FM/Chirp波形分割多路通信方法实现的FM/Chirp波形分割多路复用通信系统，由复用器、信道和解复用器组成；其中，复用器由基带分路器、2个或2个以上的调制器、功率放大器和射频合路器组成，解复用器由射频分路器、数量与复用器中调制器数量相同的解调器和基带合路器组成；

在复用器中，将1路待传输基带总信号经过基带分路器分解成2个或2个以上支路的待传输基带子信号；按某种调制方式，将每个支路的待传输基带子信号送入1个与其对应的调制器进行载波调制，产生相应支路的已调载波；每个支路的已调载波的频域位置与其他支路的已调载波的频域位置完全重叠或部份重叠，每个支路的已调载波的时域位置与其他支路的已调载波的时域位置完全重叠或部份重叠，各支路的已调载波波形之间的互相关程度低于规定值；将所有支路的已调载波，按先通过射频合路器进行线性叠加再通过线性功率放大器进行功率放大的顺序，或按各支路的已调载波先分别通过功率放大器进行功率放大再通过射频合路器进行线性叠加的顺序，产生1路合成通信信号并将其作为复用器的输出；

复用器输出的合成通信信号，经过信道传输之后作为解复用器的输入；在解复用器中，将接收到的合成通信信号通过射频分路器分配给相应的多个支路解调器，每个支路解调器与复用器中的1个支路的调制器相对应；每个支路解调器，从输入至其中的合成通信信号中解调恢复出其所对应支路的待传输基带子信号的还原样本，并利用该支路已调载波的波形与其它支路已调载波的波形的互相关程度低于规定值的特性来抑制其它支路已调载波所带来的干扰；将各个支路解调器解调恢复出的待传输基带子信号的还原样本送入基带合路器，基带合路器将所有待传输基带子信号的还原样本进行合并，获得待传输基带总信号的还原样本；其特征在于：

所述某种调制方式为FM/Chirp复合频率调制方式；

所述各支路的已调载波波形之间的互相关程度低于规定值，是通过在各支路的调制器按FM/Chirp复合频率调制方式进行载波调制过程中分别使用具有不同扫频规律且波形互相关特性满足规定要求的Chirp脉冲载波来实现的；

所述各支路的已调载波先分别通过功率放大器进行功率放大再通过射频合路器进行线性叠加，其中的功率放大器可以是谐振功率放大器。

4.一种采用权利要求1所述的FM/Chirp波形分割多路通信方法实现的FM/Chirp波形分割多路接入通信系统，由2个或2个以上发射机、数量等于或多于发射机数量的接收机和联接所有发射机与所有接收机的具有功率放大作用的有源多输入多输出信道组成；其中，每个发射机由一个调制器组成；每个接收机由一个解调器组成，每个接收机对应一个发射机；具有功率放大作用的有源多输入多输出信道，其每路输出是该信道的各路输入信号经过功率放大、衰减、延时和线性叠加处理而形成的合成结果，其中的功率放大、衰减、延时和线性叠加处理根据应用要求的不同而有不同的先后实施顺序和实施次数；

在每个发射机中，有1路待传输基带信号需要传输；调制器将该路待输基带信号按某种调制方式进行载波调制，并将所获得的已调载波作为该发射机的输出；每个发射机输出的已调载波的频域位置，与其它发射机输出的已调载波的频域位置完全重叠或部份重叠；每个发射机输出的已调载波的时域位置，与其它发射机输出的已调载波的时域位置完全重叠或部份重叠；各个发射机输出的已调载波波形之间的互相关程度低于规定值；每个发射机输出的已调载波，从与该发射机相对应的1个输入端输入至具有功率放大作用的有源多输入多输出信道中；具有功率放大作用的有源多输入多输出信道的每路输出是输入至该信道中的各路已调载波经过功率放大、衰减、延时和线性叠加处理而形成的合成通信信号，与该路输出相对应的接收机将其作为输入；根据具有功率放大作用的有源多输入多输出信道对各个发射机输出的已调载波所产生的衰减程度及其他情况，调整具有功率放大作用的有源多输入多输出信道中对各个发射机输出的已调载波的功率增益，既使每个发射机输出的已调载波在到达该发射机所对应接收机的输入端时的幅度能满足解调要求，又使每个发射机输出的已调载波在到达其他发射机所对应的接收机的输入端时的幅度在规定的幅度范围之内；

在每个接收机中，解调器从输入至该接收机的合成通信信号中解调恢复出该接收机所对应的发射机所传输的待传输基带信号的还原样本；在解调过程中，利用该接收机所对应的发射机输出的已调载波的波形与其他发射机输出的已调载波的波形之间的互相关程度低于规定值的特性，抑制其他发射机输出的已调载波所带来的干扰；其特征在于：

所述某种调制方式为FM/Chirp复合频率调制方式；

所述各个发射机输出的已调载波波形之间的互相关程度低于规定值，是通过在不同发射机中的调制器在进行FM/Chirp复合频率调制方式的载波调制过程中分别使用具有不同扫频规律且波形互相关特性满足规定要求的Chirp脉冲载波来实现的；

所述具有功率放大作用的有源多输入多输出信道的每路输出是输入至该信道中的各路已调载波经过功率放大、衰减、延时和线性叠加处理而形成的合成通信信号，其中的功率放大处理，当采用对各路已调载波分别进行功率放大的方案来实现时，可以使用谐振功率放大器。

5.一种采用权利要求1所述的FM/Chirp波形分割多路通信方法实现的上行时间分割/FM/Chirp波形分割混合多路接入通信系统，由2个或2个以上的发射机组、数量等于或多于发射机组数量的接收机和联接所有发射机与所有接收机的无源多输入多输出信道组成；其中，每个发射机组中有2个或2个以上的发射机；每个发射机中包括一个时域压缩器、一个调制器和一个功率放大器；每个接收机对应一个发射机组；每个接收机包括一个解调器、一个时分解复用器和多个时域扩展器，时域扩展器的数量与该接收机所对应的发射机组中的发射机数量相同；无源多输入多输出信道的每路输出是输入至该信道的各路输入信号经过衰减、延时和线性叠加处理而形成的合成结果，其中的衰减、延时和线性叠加处理根据应用要求的不同而有不同的先后实施顺序和实施次数；

在每个发射机中，先使用时域压缩器将1路待传输基带信号进行时域压缩，获得该路待传输基带信号的时域压缩样本；调制器按某种调制方式将该时域压缩样本进行载波调制，所获得的已调载波经功率放大器进行功率放大之后作为该发射机的输出；在同一个发射机组中，每个发射机输出的已调载波的频域位置与同组中其它发射机输出的已调载波的频域位置完全重叠或部份重叠，每个发射机输出的已调载波的时域位置与同组中其它发射机输出的已调载波的时域位置相互错开；分属于不同发射机组中的发射机所输出的已调载波，其频域位置完全重叠或部份重叠，其时域位置完全重叠、部份重叠或相互错开；分属于不同发射机组中的发射机所输出的已调载波波形之间的互相关程度低于规定值；每个发射机输出的已调载波，从与该发射机相对应的1个输入端输入至无源多输入多输出信道中；无源多输入多输出信道的每路输出，是输入至该信道中的各路已调载波经过衰减、延时和线性叠加处理而形成的合成通信信号，与该路输出相对应的接收机将其作为输入；

根据无源多输入多输出信道对各个发射机输出的已调载波所产生的传输时延大小及其他情况，调整各个发射机输出的已调载波的时域位置，使同一发射机组中的各个发射机所输出的已调载波到达与该发射机组相对应的接收机的输入端时，它们的时域位置相互错开；根据无源多输入多输出信道对各个发射机输出的已调载波所产生的衰减程度及其他情况，调整各个发射机中的功率放大器的输出功率，既使每个发射机组中的各个发射机所输出的已调载波到达该发射机组所对应的接收机的输入端时的幅度满足解调要求，又使每个发射机组中的各个发射机所输出的已调载波到达其他发射机组所对应的接收机的输入端时的幅度在规定的幅度范围之内；

在每个接收机中，将输入至该接收机的合成通信信号作为解调器的输入，解调器输出的解调结果是：该接收机所对应的发射机组中各个发射机所传输的待传输基带信号的时域压缩样本经过时域拼接后形成的合成结果的还原样本；在解调过程中，利用该发射机组中各个发射机输出的已调载波的波形与其他发射机组中的各个发射机输出的已调载波的波形之间的互相关程度低于规定值的特性，抑制其他发射机组中的各个发射机输出的已调载波所带来的干扰；将解调器输出的该接收机所对应的发射机组中各个发射机所传输的待传输基带信号的时域压缩样本经过时域拼接后形成的合成结果的还原样本送入时分解复用器；利用同一发射机组中的各个发射机所输出的已调载波到达与该发射机组相对应的接收机的输入端时各路已调载波的时域位置相互错开的特性，时分解复用器从其输入信号中分离出相应的各路待传输基带信号的时域压缩样本的还原样本，并将各路待传输基带信号的时域压缩样本的还原样本分别送入一个相应的时域扩展器；时域扩展器将输入至其中的待传输基带信号的时域压缩样本的还原样本进行时域扩展，并将所获得的待传输基带信号的还原样本对外输出；其特征在于：

所述某种调制方式为FM/Chirp复合频率调制方式；

所述分属于不同发射机组中的发射机所输出的已调载波波形之间的互相关程度低于规定值，是通过在分属于不同发射机组的发射机中的调制器在进行FM/Chirp复合频率调制方式的载波调制过程中分别使用具有不同扫频规律且波形互相关特性满足规定要求的Chirp脉冲载波来实现的；

所述功率放大器，可以采用谐振功率放大器。

6.一种采用权利要求1所述的FM/Chirp波形分割多路通信方法实现的下行时间分割/FM/Chirp波形分割混合多路接入通信系统，由2个或2个以上的发射机、数量等于或多于发射机数量的接收机组和联接所有发射机与所有接收机的具有功率放大作用的有源多输入多输出信道组成；其中，每个发射机由2个或2个以上的时域压缩器、一个时分复用器和一个调制器组成；每个接收机组对应一个发射机，每个接收机组中的接收机数量与该接收机组所对应的发射机中时域压缩器的数量相同；每个接收机中包括一个解调器、一个时分解复用器和一个时域扩展器；具有功率放大功能的有源多输入多输出信道，其每路输出是该信道的各路输入信号经过功率放大、衰减、延时和线性叠加处理而形成的合成结果，其中的功率放大、衰减、延时和线性叠加处理根据应用要求的不同而有不同的先后实施顺序和实施次数；

在每个发射机中，将每路待传输基带信号送入1个时域压缩器进行时域压缩，形成相应路数的待传输基带信号的时域压缩样本；将各路待传输基带信号的时域压缩样本送入时分复用器进行时分复用，形成1路待传输基带总信号；在待传输基带总信号中，各路待传输基带信号的时域压缩样本的时域位置相互错开；将该待传输基带总信号输入至调制器；在调制器中，采用某种调制方式，将输入至其中的待传输基带总信号进行载波调制，并将所获得的已调载波作为该发射机的输出；每个发射机输出的已调载波的频域位置，与其它发射机输出的已调载波的频域位置完全重叠或部份重叠；每个发射机输出的已调载波的时域位置，与其它发射机输出的已调载波的时域位置完全重叠、部份重叠或相互错开；各个发射机输出的已调载波波形之间的互相关程度低于规定值；每个发射机输出的已调载波，从与该发射机相对应的1个输入端输入至具有功率放大作用的有源多输入多输出信道中；具有功率放大作用的有源多输入多输出信道的每路输出是输入至该信道中的各路已调载波经过功率放大、衰减、延时和线性叠加处理而形成的合成通信信号，与该路输出相对应的接收机将其作为输入；

在每个接收机中，将输入至该接收机的合成通信信号作为解调器的输入，解调器输出的解调结果是该接收机所在的接收机组所对应的发射机所传输的待传输基带总信号的还原样本；在解调过程中，利用该接收机所在的接收机组所对应的发射机输出的已调载波的波形与其他发射机输出的已调载波的波形之间的互相关程度低于规定值的特性，抑制其他发射机输出的已调载波所带来的干扰；将解调器输出的待传输基带总信号的还原样本送入时分解复用器；利用各路待传输基带信号的时域压缩样本在待传输基带总信号中的时域位置相互错开的特性，时分解复用器分离出各路待传输基带信号的时域压缩样本的还原样本，并将各路待传输基带信号的时域压缩样本的还原样本分别送入一个相应的时域扩展器；时域扩展器将输入至其中的待传输基带信号的时域压缩样本的还原样本进行时域扩展，并将所获得待传输基带信号的还原样本对外输出；其特征在于：

所述某种调制方式为FM/Chirp复合频率调制方式；

所述各个发射机输出的已调载波波形之间的互相关程度低于规定值，是通过在不同发射机中的调制器在进行FM/Chirp复合频率调制方式的载波调制过程中分别使用具有不同扫频规律且波形互相关特性满足规定要求的Chirp脉冲载波来实现的；

所述具有功率放大作用的有源多输入多输出信道的每路输出是输入至该信道中的各路已调载波经过功率放大、衰减、延时和线性叠加处理而形成的合成通信信号，其中的功率放大处理，当采用对各路已调载波分别进行功率放大的方案来实现时，可以使用谐振功率放大器。

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