CN102265496B - 二次取样电力转换 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种将第一门控(202，302)用于启动充当传输延迟的波传播介质(205，306)中的电波的电力转换的解决方案，其中电波传播，并且因传播介质中的反射，所得波构建并且被传递到输出以供输送给功率放大器、DC/DC转换器或类似功能，并且输出使用第二门控(204，304)来控制。

Description

二次取样电力转换
技术领域
本发明涉及使用输电线、平面或体积的电力转换的解决方案。
背景技术
存在若干不同解决方案，以便向电路提供适当电压来作为电源电压以及作为对电路的电压输入。DC/DC转换器常常用于将固定水平转换成另一个水平(升压或降压)。类似地，AC/CD转换器用于将AC电压转换成某个水平的DC电压。
已知的是将输电线用于生成高电压的电脉冲或者用于以开关方式使用传输线中传播的短脉冲并且使开关同步以执行DC/DC电压转换的DC/DC电压转换。这例如通过WO2008/051119来了解。
常规DC/DC电压转换器的使用有时因响应时间和成本考虑因素而会有问题。在高频应用中，这类组件需要高度优化以正确工作。还存在对高频设备的供应商对于各级的成本降低、例如对于电信行业成本降低的不断增加需求，并且效率优化是极大的市场推动力。
此外，对于高频应用中的放大器，情况也是这样。
取决于电路配置和应用，上述解决方案有时可能不是最佳的，并且备选解决方案可能更加适合。此外，存在高频应用中的许多应用，不同类型的功率转换类型的解决方案在其中可获得应用。
不同类型的电/通信配置可能在相同电路中要求多个不同类型的解决方案，并且在相互配合的不同模块中，存在的不同类型的解决方案不一定始终相互兼容，并且要求不同类型的知识基础。
射频应用引起复合情况，以便提供用于向/从这类应用中的功能传递电信号/电力的有效解决方案。
发明内容
一个目的是矫正上述问题的至少一部分，这通过本发明的多个方面来提供，下面将进行描述。
本发明描述将某些波形因数(电压、电流、阻抗)的电能转换为另一种波形因数的备选方式。这通过充分利用传输线(或者诸如面积或体积之类的多维谐振器)元件中的波传播特性来进行。
通过在谐振器的“输入”连接点插入低欧姆电压源作为单位阶跃(超高
Figure BPA00001391866100021
)，发起EM波传播。阶跃上升时间应当显著小于td/2，其中td是谐振器的基础(全长)的波传播时间。谐振器的特征在于，电感、电容和损耗元件的网络(在1、2或3维)分布，这些电感、电容和损耗元件形成为单独组件或者形成为形成具有特性阻抗的谐振器(例如同轴电缆或带状线)的有限或无限数量的相连物理量(physicalmatter)。在谐振器的相对“输出”连接中，波将被部分反射，如由输出阻抗与传输线阻抗之间的失配度来设置(理想地为Γ＝-1)。这个反射波将在谐振器中按照与原始波相同的相位返回。只要输入源阻抗保持低(低于谐振器的特性阻抗)，则又另一个反射波将因谐振器“输入”和源阻抗的失配而发生，因而总计2个波的幅度。这样，谐振器中存储的能量将增加，只要输入(或单位阶跃)脉冲保持即可。显然，由于谐振器损耗，部分能量将会丢失。
当谐振器中的电波形因数达到所请求等级时，谐振器能量可在续流模式中部分耗尽(与buck DC/DC转换器续流模式相似)或者通过改变或匹配“输出”负载阻抗以便使可控反射发生或者反射不再发生而完全耗尽。
然后，可重新开始该过程。
本发明基于2个思路。
1.用于共振能量存储的电力转换器面积中的传输线特性(谐振器中的波传播)的使用。
2.通过对系统进行“二次取样”，即，输入脉冲长于2td传播时间T，可转换电波形因数，而无需广泛输入源开关。
基于上述思路，若干后续思路如下：
1.谐振器可能具有任何其它文献中所述的任何物理形式。
2.二次取样方法通过在许多T循环中保持闭合来降低输入源的开关损耗。
3.系统将具有2个明确定义的脉动频率源。
a.谐振器基础
b.二次取样的输入源的开关频率及相关谐波
4.不同谐振器特性可用于使转换器系统适应任何适当负载阻抗。
5.现有布局可能描述为谐振器，并且用于能量存储。
6.DC/DC转换(例如buck-boost转换器)、匹配的放大器以及具有类似微波混合器的功能的无线电载波发生器可通过使用一个公共传输线来合并。
通过组合地使用若干谐振器，可形成阻抗变化(变换器(transformer))和新谐振器元件。
如本文档和权利要求书所述的按照本发明的电力转换的解决方案的优点在于，与常规基于电感器/电容器的解决方案相比，能够使用低成本组件，并且提供快速响应系统。
本发明的第一方面，提供一种电力转换装置，包括
至少一个电源输入；
至少两个电门控(electrcal gate)；
至少一个电波传播介质；以及
可连接到接收输出负载的至少一个电输出；
其中，来自电源的电压通过第一门控施加到电波传播介质长达一持续时间，该持续时间超过通过电波传播介质到电波传播介质的一端并且回到电源的波传播时间、即2td，从而累积在电波传播介质中传播的电波，并且所产生的累积电波在电输出处采用第二门控来控制，其中第一和第二门控在时间上基本相互分离地处于导通(on)位置。
第一和第二门控均可位于电波传播介质的电源侧。
该装置可以是功率放大器、DC/DC转换器、AC/DC转换器或DC/AC转换器或者具有载波生成和混合器的无线电发射器。
该装置可以是包括多个电输入的调制放大器，每个电输入由连接到电波传播介质的对应门控来控制。
第二门控处于导通(导电)状态短于2td。
电波传播介质可包括传输线、微带状线、印刷电路板迹线或者基本圆形导电盘中的至少一个。
该装置的接收输出负载和电输出具有大致匹配的阻抗。该装置的接收输出负载和电输出具有失配的阻抗。
门控可以是电开关或二极管其中之一。
该装置还可包括第三门控，它设置成提供在装置中传播的电波的极性变化。
本发明的第二方面，提供一种使用电波传播介质来转换电力的方法，包括下列步骤：
使用第一门控向电波传播介质提供电源；
在超过所得电波在电波传播介质中传播到一端并且回到电源的波传播时间的时间中提供电源；
在电输出处使用第二门控来控制所得电波；其中，第一和第二门控在时间上基本相互分离地处于导通位置。
通过参照以下所述实施例进行的说明，本发明的这些方面及其它方面将会非常明显。
附图说明
下面通过非限制性示例并且参照附图更详细地说明本发明，附图包括：
图1示意示出按照本发明的电波传播的电路和时序图；
图2示意示出按照本发明的一个实施例的电波传播的电路和时序图；
图3示意示出按照本发明的一个实施例的电波传播的电路和时序图；
图4示意示出按照本发明的一个实施例的恒定输出功率放大器的电路；
图5示意示出按照本发明的一个实施例的电波传播的电路和时序图；
图6示意示出无线电发射器实施例中的电波的电路和时序图；
图7更详细地示意示出图6的时序图；
图8以框图示意示出3位4相放大器和RF PA的本发明的一个实施例；
图9示意示出作为变换器的圆偏置谐振器的本发明的一个实施例；
图10示意示出作为变换器的表面圆偏置谐振器的本发明的一个实施例；
图11示意示出作为变换器的表面圆偏置谐振器的本发明的一个实施例；
图12示意示出作为变换器的表面圆偏置谐振器的本发明的一个实施例；
图13示意示出OVS应用的本发明的一个实施例；
图14A和B示意示出脉冲QAM无线电发射器的本发明的两个实施例。
具体实施方式
本发明涉及使用诸如传输(延迟)线之类的波传播介质或者诸如集总传输线、带状线、微带、PCB迹线(track)之类的相似电传输延迟路径等等以及与传输线/路径相关的阻抗失配的性质的电路中的电能的不同电力转换。当电波在传输线/路径中传送并且遇到阻抗失配时，电波的至少部分被反射回到传输线/路径中。这种情况如图1A所示，其中示出降压DC/DC电路。图中，将输入电压VDC IN降低到电压VDC OUT。稍后将说明图1A中的电路的工作原理。
在这个实施例中，T1和T2是晶体管开关，并且传输线100用作能量存储介质。电容器CIN用作传输线100的低阻抗源，并且电容器COUT在没有能量从传输线提供时保持输出电压。RLOAD是表示输出电压的消费者的负载阻抗的电阻部分。另外，分别具有参考标号130和140的点在图1A中表示电路的输入和输出电压端子。输入电压端子130的输入电压VDC IN可由如图1A所示的DC电压源来提供，或者只是存在于输入电压端子130。
现在使用图1B的时间图，来描述图1A中的降压电路的工作原理。
实心框表示电压和电流波的幅度，并且箭头表示电压和电流波的传播方向，而其上示出电流波的线条表示零电压和电流水平。框的加阴影部分表示电压波，而框的其它部分的双向影线表示电流波。应当指出，加阴影框的高度是具有双向阴影的框的高度的两倍，因此，当电流例如可以为1A时，电压例如为2V。
晶体管T1(在时间图下方)和T2(在时间图上方)的时间轴描述各晶体管的开关状态。在T2的时间轴上方，示出电压与时间关系图表，说明作为时间的函数的输出电压VOUT。但是，当图1A的电路已经达到稳态时示出电压VOUT。电压-时间图表中的虚线表示输出电压的恒定平均值VDC OUT。使用晶体管T1和T2的两个时间轴，可易于观测输出电压VOUT的变化。
下面使用图1B的时间图来详细说明按照本发明、开关两个晶体管的方法。在这里，将说明电路中的电压和电流的启动和稳态相。
在时间t＝0，第一晶体管T1短暂地导通和关断以产生时长ton的电压波和关联电流波，它们通过传输线100传播到负载RLOAD。第二晶体管T2仍然关断。
在时刻t＝td/2，其中td是一个传输线路径长度的信号传播时间延迟，电压和电流波已经到达至传输线的中途，同时T2仍然关断。在这里，传输线充当通过T1发送到其中的电力的能量存储装置。
随后，在时刻t＝td，电压和电流波已经到达晶体管T2。在那个时刻，晶体管T2导通长达持续时间ton，从而令电力输送到输出电容器COUT，电容器COUT又将所存储能量的一部分逐渐放电到负载RLOAD中。这引起电容器COUT两端的作为输出电压VOUT的电压的增加。可以指出，电容COUT是DC-DC转换器的一部分，并且仅以具有电阻负载RLOAD的一个示例示出本发明的一个实施例。负载可同样是电抗和电阻的。在这里还可指出，若干方法可用于使晶体管T2导通。T2可在时间t＝td之后由驱动器电路外部导通，或者它可通过电流波本身导通。在这种情况下，电流的平均值应当设计成是充分的，以使晶体管导通。另外，T2的导通可跟随T1的同步关断。晶体管T2还可用二极管来代替，从而使对晶体管T2的栅极的导通信号的需要变为不必要。
这里，由于传输线100的特性阻抗与输出电容器COUT和负载电阻RLOAD的阻抗之间的阻抗失配，所以电压和电流波的主要部分将反射回到传输线100中。此后，在时刻t＝td+ton，当反射的电压和电流波刚通过晶体管T2时，T2关断。在图1B的时间图中，表示电压波的加阴影框反转，而电流波的符号未改变。这可通过如下事实来说明：在诸如微波频率之类的高频，电容器或多或少地充当短路，并且因而传输线将在其输出端处短接。技术人员已知，电压波在从短路传输线“反射”时具有相反符号，而电流波具有未改变符号。在这里还可补充，反射电压和电流波的幅度因如下事实而比发送到传输线中的原始电压和电流波要小：电力的一部分被输送到输出电容器COUT和负载电阻RLOAD。另外，当T2关断时，输出电压VOUT因电容器对负载电阻RLOAD的放电而将开始降低。在时刻t＝1.5td，电压和电流波已经传播到回到传输线到晶体管T1的中途。在这个时刻，晶体管T1和T2均关断，并且传输线100再次呈现其能量存储功能。
随后，在时刻t＝2td，当电压和电流波已经到达晶体管T1时，T1再次导通，从而产生传播到传输线100中的第二电压波和第二电流波。T1还保持导通长达如图1B的T1的时间图表所示的持续时间ton。反射的第一电压和电流波则将通过晶体管T1，并且因传输线的特性阻抗与电容器CIN的阻抗之间的阻抗失配而反射回到传输线100中。由于输入电容器CIN在高频按照与输出电容器COUT相同的方式充当短路，所以电压波将从电容器CIN反射并且改变其符号，并且电流波也将被反射，但没有任何符号变化。这种情况在图1B的时刻T＝2td+ton示为由加阴影框所表示的反相电压波。第一电压波和第一电流波按照与通过导通关断晶体管T1产生的第二电压波和第二电流波相同的方向传播到传输线100的输出端的结果引起两个电压和电流波的重叠，并且因此引起在传输线中传播的电压和电流波(未示出)的幅度的增加。
在时刻t＝2.5td，新重叠的电压和电流波示为已经到达通过传输线100的中途。这个重叠电压和电流波在时刻t＝3td已经到达第二晶体管T2，在该时刻，第二晶体管T2导通长达持续时间ton(未示出)。
重叠电流波的一部分再次将耗散到充电输出电容器COUT，这将引起输出电压VOUT相对负载电容的前一个充电循环中的电压水平的增加，而电流波的较大部分将反射回到传输线100中。在反射电压和电流波在传输线中传播的时间中输出电容器COUT对负载RLOAD的放电将引起输出电压VOUT的重新降低。
在上述开关晶体管T1和T2的过程的每个后续重复期间，输出电压VOUT将被调高，直至达到稳态为止。在T1和T2的多个开关循环之后，在对电容器COUT充电的电流等于为负载电阻器RLOAD供电的放电电流时，情况将会是这样。在这种稳态中，输出电压VDC OUT将在位于零电压与输入电压VDC IN之间的平均DC电压附近略微改变，即，0＜VDC OUT＜VDC IN。当RLOAD通过使用常规反馈回路(普通脉宽调制PWM)进行改变时，通过调整ton时间使输出DC电压保持恒定。
还可指出，第二晶体管可由整流二极管来替代，这将稍微改变输出电压的情况。
在t＝0，当第一开关T1导通时，电容器COUT两端的输出电压将为零。然后，对于各开关循环，输出电压VOUT将增加，因为电容器COUT将通过来自传输线的电流脉冲来充电，直至对于输出电压VDC OUT达到稳态为止，这将具有与T2是晶体管开关的情况下大致相同的值。
由T1和T2所开关的短脉冲的使用可被认为是描述为过取样(OVS)过程的一个过程。
在本发明中，第一开关T1具有比通过传输线/路径的传输时间td明显要长的导通时间，例如Ton≥2td，这个过程可描述为二次取样(SUS)过程。
SUS效果、可选地连同OVS技术以及连同适当电组件一起可用于执行例如在下列情况下得到应用的不同类型的电力转换：
1.Buck转换器SUS
2.脉冲功率放大器SUS/OVS
3.波形发生器SUS或位控DC/DC转换器/放大器
4.连续功率放大器SUS/OVS
5.Boost转换器SUS
6.具有开关模式生成载波SUS/OVS的无线电发射器
上述应用的一部分包括基于SUS和OVS的过程的组合。
一种按照本发明用于提供buck转换器200的电路如图2所示。该电路包括：电压源201；输入电容Cin 203；第一电门控、如开关S1 202，S1连接到第二电门控、如开关S2 204，S2 204与传输线TL 205并联操作，传输线TL 205又连接到输出电容Cout 206以及到负载Rload 208的输出连接。输入电容Cin 230、第二开关S2 204、输出电容Cout 206和负载Rload 208全部连接到地207。
这个实施例的操作如下：
启动时的操作循环如图2所示，并且采用下文来描述：
t＝0
开关S1 202导通。正电流(加双向影线)和电压波(加阴影)传播到传输线205中。
t＝1.5td
由于反射系数Γ在传输线205远端接近但不等于-1，所以这些波将部分被反射。电流波将以未改变符号被反射，而电压波将改变极性。波将传播到传输线输入端。在这种状态期间，输出电压VOUT将增加。
t＝2.5td
由于反射系数Γ在传输线205输入端大约为-1(CIN 203大，并且在f＝1/T具有很低的阻抗)，所以电压波在CIN 203中反射，并且再次改变极性。流经开关S1 202的输入电流在t＝2td、4td、6td等以离散幅度阶跃来增加。开关S1 202保持导通，直至得到希望的占空比脉冲宽度为止。在这种状态期间，使用前面所述的SUS技术。
t＝4td
开关S1 202关断，而开关S2 204导通。传输线205中的累积能量这时将在开关S2 204中续流(free wheel)，如常规buck转换器中那样。
t＝4.5td
波仍然在传输线205输入端反射。但是，没有通过开关S1 202提供新能量，并且传输线205中的电流将以离散阶跃降低。
在这种状态期间，输出电压VOUT将降低。
t＝8td
开关S1 202再次导通，而开关S2 204关断。新操作循环开始。
在稳态操作，当PIN+PLOSS＝POUT时，输出电压VOUT将在DC输出电压水平VOUT_DC 209附近波动。
一种按照本发明用于提供buck-boost导出脉冲功率放大器300的电路如图3所示。该电路包括具有可选Cin 303的电压源301。第一开关S1 302控制到传输线TL 306的电压源，传输线TL 306又在传输线306的另一端连接到地307。在传输线306的电压源侧，第二开关S2 304并行连接以用于控制到负载(Rload 305)的电压输出；可选地，开关S2 304可与也将作为电门控进行操作的适当二极管互换。这个实施例的操作如下。
在这个电路中，当S2 304开关处于导通状态时，传输线306阻抗与负载匹配。匹配的输出使得有可能在2td的时间间隔期间完全清空传输线306中存储的能量。
下面描述图3所示的第一循环：
在t＝0
开关S1 302导通。负电压波(加阴影)传播到传输线306中。
t＝1.5td
由于反射系数Γ在传输线306远端为-1，所以电压波将完全被反射，但具有相反极性，并且传播到传输线306输入端。
t＝2.5td
由于反射系数Γ在传输线306输入端为-1(CIN 303在f＝1/T具有很低的阻抗)，所以电压波在CIN 303中完全反射，并且再次改变极性。
电压波的峰值电压在t＝2td、4td、6td等以VIN 301幅度阶跃增加。开关S1 302保持导通，直至累积希望的输出电压为止。在这种状态期间，使用前面所述的SUS技术。这种状态与buck-boost转换器的导通状态相似。
t＝4td
开关S1 302关断，而开关S2 304导通。输出电压VOUT在电阻RLOAD 305上增加到+20V(VOUT＝-VINtON/2td＝(-10)4td/2td＝+20V)。在这种状态期间，使用本文档中前面所述的OVS技术。
t＝6td
传输线306中存储的所有能量这时在2td的时间间隔期间在RLOAD 305中完全消耗。
t＝8td
新累积阶段以ton＝2td开始。(将它与上述循环进行比较。)
如果只使用一条传输线，则放大器的输出功率将会脉动，因为在累积阶段期间没有输出电力可输送到负载。
作为一个示例，这个电路可用于雷达应用，其中发射器天线的输出功率在不同功率级脉动。在这种应用中，负载RLOAD 305表示PA漏极端子的阻抗。在包络消除与恢复(EER)应用中通过输出电压VOUT以较低频率对高微波频率(GHz)载波进行幅度调制。
脉冲功率放大器的变化是连续功率放大器，它可使用多个脉冲功率放大器电路来设计。它的一个示例如图4所示，其中若干传输线407、408、409并联操作。当一条传输线正在向负载413馈送电力时，其余传输线正累积电能。通过对开关S1至S6 401、402、403、404、405、406进行适当开关，可提供连续功率放大。电容Cin 411连接在输入电压Vin_dc 410与地414之间。
但是，脉冲功率和连续功率放大器电路并不局限于一个DC输入电压。传输线可接连地累积若干DC电压501、503，并且因而为(位)调制功率放大器500提供更精细输出电压分辨率，如图5所示。
电容器C0 510和C1 511表示两个常规降压DC/DC转换器的输出滤波电容器。开关Srect 505是整流器，并且可用二极管替代。为了使损耗为最小，应当使用单个同步整流晶体管。开关元件S0 502和S1 504必须采用串联的两个晶体管来设计，因为漏极-源极电压均可以为正和负。这个实施例的定时可描述为在下列时刻：
t＝0
开关S0 502导通。负电压波传播到传输线(TL)506中。传输线(TL)连接到地509。
t＝0.5T
波到达LTL 506的短路端。电压波将改变极性，因为反射系数Γ＝-1。
t＝T
开关S0 502关断，而S1 504导通。第二电压波在第一个上累积。第一电压波在大电容器C1 511中改变极性，因为其阻抗很低Γ≈-1。
t＝2T
S1 504关断，而Srect 505导通。累积电压波在Rload 507中消耗。
上述技术可用于比单个DC输入电压更快地达到所希望的输出电压。还可提供输出电压水平的更精细分辨率。
级联若干DC输入电压501、503例如可通过下降标度(例如8V、4V、2V、1V)来分布，这将提供16个输出电压水平(0-15V)、即4位放大器。这还使得易于将放大器与串行二进制序列输入信号进行接口。连接到数字系统的放大器将形成高输出功率DA转换器。
还可组合前面所述的采用一个累积输入DC电压和多个输入DC电压的技术。例如，能够排除每一个第二DC输入电压，例如，8V、4V、2V、1V能够减少为4V和1V。8V和2V的输出电压则能够通过分别两次累积4V和1V来生成。
如果研究输出功率概率函数，则组件的另一个减少也可以是可能的。如果放大器例如用于跟随WCDMA幅度信号，则不可能不断地要求最大输出功率。这意味着，不需要采用最大能量来填充电路中的所有传输线，并且可减少传输线的数量，而没有信号退化。
除了上述包络消除与恢复(EER)应用之外，在放大器用于对微波频率载波进行幅度调制的情况下，它还可用于生成馈送给音频设备或其它匹配负载的任意波形。
通过将预期输出电压设置成固定值(例如+5.0VDC)，这种类型的buck-boost导出放大器在特殊情况下还可用作DC/DC转换器。通过使传输线阻抗Z0与负载阻抗部分失配或匹配，对输出传递函数的控制中的极点可在频率中向上移动或者完全被消除。这可呈现更宽DC/DC转换器控制带宽以及对负载变化的更快阶跃响应。
无线电发射器600的应用可见于图6，并且采用图7所示的电压输出来说明具有开关模式生成载波的脉冲功率无线电发射器。该电路包括经由电容器602连接到地的源输入603。第一开关S1 604控制施加到传输线605的源电压，并且载波生成/相位调制开关S2 601还连接到传输线。提供第三开关S3 607以用于控制对天线608的输出。可选地，低通滤波器606可在天线之前提供。将输出电压(Vout)馈入天线608。前四个脉冲对应于4QAM数据序列(AM＝1 PM＝0°，AM＝1PM＝180°，AM＝2PM＝0°，AM＝2 PM＝180°)。
通过下文来描述图6所示的操作循环：
在启动时，开关S2 601关断，而开关S3 607导通。
幅度调制(buck-boost导通状态)701
t＝0
开关S1 604导通。正1V电压波(加蓝色阴影)传播到传输线605中。
t＝1.5td
由于反射系数Γ在传输线远端为-1，所以1V电压波将在闭合开关S3 607中完全被反射，但具有相反极性，并且传播到传输线605输入端。
t＝2.5td
开关S1 604保持为导通。由于反射系数Γ在传输线输入端为-1(CIN 602在f＝1/T具有很低的阻抗)，所以1V电压波在CIN 602中完全反射，并且因而被加入前一个电压波。
t＝3.5td
电压波在开关S3 607中第二次反射，以便得到2V波。
载波生成/相位调制(没有buck-boost等效体)702
t＝4.5td
开关S1 604这时已经闭合，而开关S2 601以高频(通常为GHz)导通和关断，以便生成无线电载波。如果开关S2 601导通，则原始极性将保持([+2VDC]·[+1])。如果开关S2 601关断，则原始极性将改变([+2VDC]·[-1])。
相位调制也在这种状态期间生成。可以简单地使S2 601门控信号反相，将载波相位移位180°。但是，更精细相移可通过相对更高系统时钟频率使门控信号延迟来实现。
传送(buck-boost续流状态)703
t＝5.5td
天线静音开关S3 607关断，并且将无线电信号馈入天线，同时开关S2 601仍然在工作。无线电信号在匹配的低通滤波器606中经过滤波，以便切除载波方波谐波。
t＝6td
这时已经传送(704)2td长度的幅度/相位调制的信号。
一般来说，电路图与稍后在本文档中对于DC/AC转换(涉及图13)所述相似。在DC/AC转换期间，极性改变开关S2 601工作频率比其余开关的大小要低。相反，在这个部分所述的无线电应用中，极性改变开关S2 601工作频率在比其余开关高。
这个buck-boost导出电路可用于形成具有DC/DC转换和微波混合器功能的集成无线电系统。DC输入电压VIN_DC 603例如可以是小电池单元。如果DC电压下降，则当电池单元随时间逐渐放电时，可通过使开关S1 604保持导通长达更长时间直到获得所希望幅度为止，来对它进行补偿。
此外，可通过使开关S1 604(幅度调制器)和开关S2 601(载波发生器/相位调制器)位于传输线605输入端处，来将天线缆线集成在功率转换/混合器电路中，如图6所示。
这种低组件数无线电系统例如可用于尺寸是关键的RFID应用。它还可用于其它无线电发射器应用中，并且提供高的总系统效率，因为以最少数量的开关级将输入DC功率转换成RF功率。备选地，图14A示出实现连续输出功率QAM无线电发射器的解决方案的实施例。图14A所示的设置实现若干传输线的并联以得到连续输出功率。电路开关S1 1402控制到传输线TL 1407的电压源1401连接。传输线1407在另一侧连接到第二开关S2 1408。第二开关S2 1408连接到地。第三开关1405连接在传输线1407与天线1403之间。图14B所示的设置实现天线缆线用作能量存储装置。如同图14A中那样，第一开关S1 1402控制电压源1401，并且连接到传输线1407。第三开关S3 1409连接在传输线1407远端与地之间。第二开关S2在电压源侧连接在传输线1407与地之间。天线1404连接在传输线1407与第三开关1409之间。
如前面所述，连续输出功率可通过并联连接若干传输线来实现。
若干DC输入电压还可用于比采用单个DC输入电压更快地达到所希望的输出电压。这还将呈现输出幅度水平的更精细分辨率。如果DC输入电压以下降标度(例如8V、4V、2V、1V)来分布，则幅度调制器可与串行二进制数据序列直接接口。
在这个无线电载波生成示例的一个备选实施例中，载波还可通过传输线阻抗和天线阻抗的可控失配来生成。这将使有可能去除前一个示例中的载波发生器开关。但是，这将可能产生取决于组件设置的选择的输出脉冲的衰减幅度但具有所保持的幅度信息。对于一些应用，这足以提供通信装置之间的适当无线电通信链路。
例如对于从睡眠模式的匹配启动，按照本发明的一个解决方案可用于提供比常规DC/DC转换器解决方案更快的响应。前面所述的传输线buck/boost转换器具有将其与其常规buck/boost对等体进行区分的性质。一个是如下事实：能量存储传输线已经定义常规功率电感器中不存在的特性阻抗。特性阻抗可用于非常迅速地将能量传递到传输线中或者从其中传递。例如，具有串联的整数N个分立LC元件的集总传输线将具有N√(LC)的传播时间td(s)。
电压和电流波的快速传播时间可用于比使用常规功率电感器时更快地启动DC/DC转换器。这将允许DC/DC转换器更经常地转到睡眠模式并且在睡眠模式停留更长时间，以便降低整体系统能量消耗(无线电系统/处理器系统或者要求DC电压的其它类型的电系统)。
在睡眠模式，第二传输线用于存储所需启动能量。在这种状态下没有电压或电流波正在移动。能量作为DC电压存储在传输线的电容元件中。
在启动时，第三开关将两个传输线连接在一起。电压和电流波将开始传播到转换器传输线中。由于匹配特性阻抗，因此，所有能量在td时间间隔之后传递到转换器传输线。注意，这个功能要求阻塞正和负电压的高端开关；例如具有处于相反方向的体二极管(body diode)的两个串行耦合的晶体管。
输出滤波电感器/电容器值之间的比率将具有传输线电容元件中的所需DC电压充电水平的影响。如果COUT大，则DC电压水平必须是高。如果COUT小(XC(f)//RLOAD≈Z0f＝1/td)，则DC电压水平接近所希望的输出DC电压。
匹配启动模式的一个变化是对应的匹配睡眠模式。如前面所述，转换器传输线中存储的能量可以很快地传递到具有匹配特性阻抗的另一个电组件。这还可用于切断DC/DC转换器的输出电压。如果可浪费输出滤波器能量，并且仅要求快速输出电压切断时间，则Lx开关节点可与电阻R＝Z0直接端接。转换器传输线的能量将在td时间间隔、即开关频率周期时间的一小部分期间完全耗尽。输出滤波器能量还可反馈到输入电压源，同时保持快速输出电压切断时间。
在稳态操作中，转换器传输线用作常规功率电感器，以便对脉宽调制输入DC电压进行滤波。具有匹配特性阻抗的第二传输线在稳态操作期间采用第三开关(或二极管)与第一个分离。
睡眠模式，转换器传输线能量的快速传递
在切断时，第三开关将两个传输线连接在一起。电压和电流波将开始传播到第二传输线中。由于匹配特性阻抗，因此，所有能量在td时间间隔之后传递到第二传输线。注意，这个功能要求阻塞正和负电压的低端开关。例如，具有处于相反方向的体二极管的两个串行耦合晶体管。
睡眠模式，对输入电压源的缓慢能量反馈
在这种状态期间，将第二传输线能量反馈到输入电压源。电流在短路传输线远端中续流。它因固定输入DC电压而线性降低。注意，不需要等待这个电流达到零。转换器可在睡眠模式已经发起之后立即重启。第二传输线中的续流电流则将为输入电压源和转换器传输线馈送能量。但是，不允许第二切断，直到续流电流已经达到零为止。如果这被运行，则不希望的波将溜进转换器传输线。
前面所述的快速启动序列可与快速睡眠模式序列相结合。它们可共同用于在稳态开关频率周期时间的一部分中启动和切断功率转换器(例如DC/DC、DC/AC、AC/DC、AC/AC)。这在使用常规功率电感器时不可进行。
用于切断的反馈转换器例如可用于生成所需DC电压水平，以便对电容元件预充电能量(可用于启动序列)。
图8示出具有按照本发明的buck-boost导出放大器804的一种应用设置。放大器用于向负载提供经调制的电压。常规DC/DC转换器801、802、803用于向按照本发明的放大器804提供电压的多个适当(基本)DC水平，放大器804可组合来自常规转换器的(基本)DC电压，以便向负载提供适当电力，负载在本例中为用于在通信装置中提供幅度和相位调制载波806、807的RF模块。
使用该解决方案作为按照本发明的buck-boost导出放大存在一些优点。
-通过使用特性阻抗等于PA 805电源阻抗的传输线(或者类似的波传播介质)，每个调制循环可消耗电感和电容组件中的全部能量。
-输出电压的上升和下降时间因此限制到开关元件导通/关断时间而不是常规DC/DC转换器的输出滤波器特性。
提供循环谐振器变换器(circular resonator transformer)的本发明的实施例如图9-12所示。传输线903、1001、1101、1201可被看作是谐振器，并且通过以循环(图10-12)或三角形(图9)回路连接若干谐振器并且将负载906沿这个回路分布在至少两个开关点902、904、905，电路中的旋转驻波可被形成并且保持。通过输入功率连接器的序列脉冲以及在网络周围的POL，可启动此。输入开关902可能在启动之后可保持闭合，并且仍然保持驻波。这将引起具有降低的开关损耗的间断开关模式操作。
通过一般化以上论述，三角形网络可被看作是圆盘，并且如图10所示采用在盘的中心部分具有孔1002的圆盘1001来形成。图11所示的是这种方案的又一个变化，其中中心孔可省略，并且因而提供谐振区。可选地，这个谐振器可从中心馈送。在图12所示的这个解决方案的又一个变化中，通过引入λ/3延迟线1202，可省略第三偏置开关。
可选地，任何内部损耗(和旋转偏置)可通过外部磁场来提供，因而保持圆形波而无需输入/输出开关。
使用仅与过取样模式配合操作的解决方案，可示出若干不同应用。
1.DC/AC转换器OVS
2.波形发生器OVS
3.AC/DC转换器OVS
4.功率因数校正OVS
5.放大器OVS
6.连续功率放大器OVS
功率转换器还可通过组合二次取样(SUS)和过取样(OVS)过程来操作，从而提供：
1.DC/AC转换器SUS/OVS
2.波形发生器SUS/OVS
3.AC/DC转换SUS/OVS
4.功率因数校正SUS/OVS
5.放大器SUS/OVS
6.连续功率放大器SUS/OVS
图13示出可用作使用OVS技术的DC/AC转换器、波形转换器、AC/DC转换和功率因数转换的电路。该电路包括连接到第一开关(或门控)S1 1302的电输入1301。此外，传输线TL 1305并联到第二开关S2 1303，S2 1303又连接到电容1304。传输线和电容均连接到地。可选第三开关位于传输线与地之间。输出1307还连接到第二开关，输出1307可连接到负载。这个电路将DC电压转换成具有正和负值(没有DC分量)的AC电压。采用适当模式对开关S1 1302和S2 1303进行脉宽调制，以便保持正弦波输出电压。使开关S2 1303相对于开关S1 1302延迟2td。开关S1 1302和S2 1303工作在高频(例如fsw＝1/4td)。开关S3 1306设置输出电压极性，并且操作频率具有比开关S1 1302和S2 1303的频率更低的大小。
图13所示的电路还可用作波形发生器，但在这种情况下，采用不同模式对它进行脉宽调制，以便生成任意输出电压波形。
相同电路还可用于对输入AC电压进行整流，并且可选地通过改变S1 1302和S2 1303开关占空比来调整输出电压幅度。使开关S21303相对于开关S1 1302延迟2td。开关S1 1302和S2 1303工作在高频(例如fsw＝1/4td)。开关S3 1306设置输出电压极性，并且操作频率比开关S1 1302和S2 1303的频率更低的大小。
该电路还可用作AC/DC转换器，它同时对输入电压1301进行整流并且将其转换成DC输出电压。采用适当模式对开关S1 1302和S21303进行脉宽调制，以便保持恒定DC输出电压。使开关S2 1303相对开关S1 1302延迟2td。开关S1 1302和S2 1303工作在高频(例如fsw＝1/4td)。开关S3 1306对输入电压1301进行整流，并且操作频率具有比开关S1 1302和S2 1303的频率更低的大小。用于AC/DC转换的标准技术是使用与buck转换器串联的二极管整流器。如果使用半波二极管整流器，则这要求总共4个半导体。如果将使用全输入电压，则它要求全波二极管整流器，从而总共为6个半导体。
在这种电路的使用的又一个示例中，PWM控制器连续改变S11302和S2 1303开关占空比，以便保持输入正弦电流，而不管RLOAD中的负载电流。这通过感测进入控制反馈回路中的输入电压和电流来实现。第一转换器(S1 1302、S2 1303、S3 1306、TL 1305、COUT 1304)具有未调整中间输出电压VOUT_INT，它被馈入位于具有固定输出电压VOUT_DC的电路输出处的DC/DC转换器。使开关S2 1303相对于开关S1 1302延迟2td。开关S1 1302和S2 1303工作在高频(例如fsw＝1/4td)。开关S3 1306对输入电压1301进行整流，并且操作频率具有比开关S1 1302和S2 1303的频率更低的大小。
应当注意，词语“包括”并不排除除了所列示之外的其它元件或步骤的存在，并且元件前面的词语“一”并不排除多个这类元件的存在。还应当注意，任何参考标号并不是限制权利要求书的范围，本发明可至少部分通过硬件和软件来实现，并且若干“部件”或“单元”可由同一个硬件来表示。
上述提及以及描述的实施例仅作为示例给出，而不应当是对本发明的限制。以下所述专利权利要求书中要求权益的本发明的范围之内的其它解决方案、使用、目的和功能应当是本领域的技术人员清楚知道的。
缩写词和定义
Figure BPA00001391866100211
Figure BPA00001391866100221

Claims (15)

1. 一种电力转换装置，包括：
- 至少一个电源输入(201，301)；
- 至少两个电门控(202，204，302，304)；
- 至少一个电波传播介质(205，306)；以及
- 能够连接到接收输出负载的至少一个电输出(209，305)；
其中，来自所述电源的电压通过第一门控(202，302)施加到所述电波传播介质长达一持续时间，该持续时间超过通过所述电波传播介质(305，306)到所述电波传播介质的一端并且回到所述电源的波传播时间、即2td，从而累积在所述电波传播介质中传播的电波，并且所得累积电波在所述电输出处采用第二门控(204，304)来控制，并且其中所述第一和第二门控在时间上相互分离地处于导电位置。
2. 如权利要求1所述的装置，其中，所述第一和第二门控均位于所述电波传播介质的电源侧。
3. 如权利要求1所述的装置，其中，所述装置是功率放大器。
4. 如权利要求1所述的装置，其中，所述装置是DC-DC转换器、AC/DC转换器或DC/AC转换器其中之一。
5. 如权利要求1所述的装置，其中，所述装置是具有载波生成和混合器的无线电发射器(600)。
6. 如权利要求1所述的装置，其中，所述装置是包括多个电输入的调制放大器，每个电输入由连接到所述电波传播介质的对应门控来控制。
7. 如权利要求1所述的装置，其中，所述第二门控处于导电状态长达比2td短的持续时间。
8. 如权利要求1所述的装置，其中，所述电波传播介质包括传输线、微带状线、印刷电路板迹线或者圆形导电盘中的至少一个。
9. 如权利要求1所述的装置，其中，所述装置的接收输出负载和电输出具有匹配的阻抗。
10. 如权利要求1所述的装置，其中，所述装置的接收输出负载和电输出具有失配的阻抗。
11. 如权利要求1所述的装置，其中，每个所述门控是电开关或二极管其中之一。
12. 如权利要求1所述的装置，还包括第三门控，所述第三门控设置成提供在所述装置中传播的电波的极性变化。
13. 如权利要求12所述的装置，其中，所述第三门控设置成处于导电位置长达比2td短的持续时间。
14. 一种使用电波传播介质来转换电力的方法，包括下列步骤：
- 使用第一门控向所述电波传播介质提供电源；
- 在超过所得电波在所述电波传播介质中传播到一端并且回到所述电源的波传播时间的时间中提供所述电源；
- 在电输出处使用第二门控来控制所得电波；
其中所述第一和第二门控在时间上相互分离地处于导通位置。
15. 一种用于连续功率放大的装置，包括多个如权利要求1所述的装置。
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