CN102243263A - 一种交流电流值检测及电流过零点检测电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种检测电路，属于电路检测技术领域，公开了一种交流电流值检测及电流过零点检测电路，包括可将交流输入端输入的交流电流转化为交流电压的采样电路，与所述采样电路连接的触发电路，与所述触发电路连接的、由所述触发电路控制的整形电路，与所述整形电路输出端连接的、可对所述整形电路输出的数字信号进行处理的一控制单元。本发明的检测电路可同时检测交流电路中的交流电流值及电流过零点，通过测量输出方波信号的占空比可对应得到输入交流电流值，同时，通过方波信号可推算出下一个电流过零点时刻，电路结构简单，成本低，电流值检测精度高、应用范围广，检测电流过零时刻准确。

Description

一种交流电流值检测及电流过零点检测电路

技术领域

本发明涉及一种检测电路，尤其涉及一种交流电流值检测及电流过零点检测电路，属于电路检测技术领域。

背景技术

目前，为了保证交流电源驱动设备的正常运转，其上均设置有交流电流检测电路以检测其驱动交流电流的大小，即通过交流电流检测电路来确保驱动电流的合格与稳定，从而确保电力设备的正常运转。现有技术中的检测电路通常都需要将采样到的交流电流的模拟信号经过模数转换(A/D转换)，转换成数字信号，才能与CPU、MCU等控制处理单元连接，因此检测电路中必须包含A/D转换电路或者在控制处理单元中集成有A/D模块，增加了检测电路的生产成本。

中国专利授权公告号为CN201194016Y，授权公告日为2009年2月11日的实用新型专利公开了一种交流电流的检测电路，采用非常通用的电阻电容电子器件，通过电容的耦合作用，把220V交流信号转换成低压的电压信号。虽然该实用新型克服了现有的电流检测电路结构复杂、成本较高的缺陷，但其结构过于简单，检测精度较差，此外，其需要通过A/D接口才能与MCU连接，且只能外接MCU，而不能直接外接CPU、PLC以及单片机等I/O设备，应用范围较窄。

电路中经常用到的另一种检测电路是交流过零点检测电路，利用过零点时刻控制电路中的如开关、继电器、可控硅等动作，可减少功耗、发热、开关电弧等现象，使电路具有良好的稳定性、安全性，增加设备的使用寿命。目前交流过零点检测大多采用电压过零点检测。对于带有纯阻性负载的交流电路而言，电压过零点与电流过零点是同步的，但是实际电路中，纯阻性负载很少，绝大多数都是容性负载或感性负载，电压过零点与电流过零点总存在相位差。因此检测电流过零点比检测电压过零点更具有实际意义。

发明内容

本发明的目的是提供一种检测电路，克服现有技术中存在的缺陷，可同时检测交流电路中的交流电流值及电流过零点，电流值检测精度高、应用范围广，检测电流过零时刻准确，且电路结构简单，成本低。

为实现以上目的，本发明提出的技术方案是一种交流电流值检测及电流过零点检测电路，其特征是，包括：

可将交流输入端输入的交流电流转化为交流电压的采样电路，

与所述采样电路连接的触发电路，

与所述触发电路连接的、由所述触发电路控制的整形电路，

与所述整形电路输出端连接的、可对所述整形电路输出的数字信号进行处理的一控制单元。

所述控制单元或为CPU、或为MCU、或为其他具备运算控制功能的控制器。

所述触发电路包含一触发三极管，所述触发三极管的发射极与所述交流输入端相连接，基极与交流输出端相连接，集电极与所述整形电路连接。

所述触发三极管的基极与交流输出端之间串联一触发电阻，提高触发电路的稳定性。

所述触发三极管的发射极与基极的串联电阻之间并联所述采样电路。

所述采样电路为纯电阻电路，所述纯电阻电路中包含电阻，可以通过调整纯电阻电路的电阻阻值来改变待测交流电流值的测试范围。

所述整形电路中包括整形三极管，所述整形三极管的基极通过两个分压电阻分别与触发电路中的触发三极管的集电极、地连接。

所述整形三极管的发射极、集电极至少包括两种接法，一种较佳的方案为：所述整形三极管的发射极接地，所述整形三极管的集电极通过一偏置电阻与参考工作电压连接，所述集电极同时与控制单元连接。整形三极管整形后的电压数字信号通过集电极输出后进入控制单元进行运算。

另一种较佳的方案为：所述整形三极管的发射极通过一偏置电阻与地连接，所述发射极同时与控制单元连接，所述整形三极管的集电极接参考电压。整形三极管整形后的电压数字信号通过发射极输出后进入控制单元进行运算。

交流输入端与交流输出端之间设置有与所述采样电路相并联的保护电路，以限制加在采样电路两端的交流电压，保护与所述采样电路并联的触发三极管。

所述保护电路包括两个反相并联的二极管，所述二极管导通电压V_D＞0.7V。较佳的方案是二极管导通电压V_D＝0.9V。

在整形三极管的基极与地之间、集电极与地之间分别连接电容进行滤波，以使整形三极管集电极输出信号波形干扰较少。

与现有技术相比，本发明的有益效果为：

本发明的检测电路可同时检测交流电路中的交流电流值及电流过零点，通过测量输出方波信号的占空比可对应得到输入交流电流值，同时，通过方波信号可推算出下一个电流过零点时刻，电路结构简单，成本低，电流值检测精度高、应用范围广，检测电流过零时刻准确。

附图说明

图1是本发明一实施例的电路原理图；

图2为图1交流输入端输入的正常交流电流i(t)波形图；

图3是与图2交流电流i(t)对应的采样电阻R1两端的电压u(t)波形图；

图4为与图2对应的整形电路输出电压Vo波形图；

图5为图1输入较小的交流电流i1(t)时整形电路输出电压Vo1波形图；

图6为图1输入较大的交流电流i2(t)时整形电路输出电压Vo2波形图；

图7为本发明的另一采样电路实施例；

图8为本发明的另一整形电路实施例。

图中：触发电路1，触发三极管Q1，触发电阻R2，采样电路2，采样电阻R1，电阻R11，电阻R12，电阻R13，电阻R14，交流输入端21，交流输出端22，整形电路3，整形三极管Q2，电容C1，电容C2，偏置电阻R5，分压电阻R3，分压电阻R4，控制单元4，保护电路5，正向二极管D1，反相二极管D2。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。

实施例1

如图1所示，为本发明的一实施例，一种交流电流值检测及电流过零点检测电路原理图，包括触发电路1、采样电路2、整形电路3、控制单元4和保护电路5。

触发电路1中包含一个触发三极管Q1，触发三极管Q1选用PNP型三极管，触发三极管Q1的发射极与一参考工作电压Vcc连接，发射极同时与交流输入端21相连接，基极串联一触发电阻R2与交流输出端22相连接。三极管Q1的发射极与基极的串联电阻R2之间并联一采样电路2，采样电路2为纯电阻电路，包含一个采样电阻R1，交流电流同时从交流输入端21经采样电路2采样后经交流输出端22输出。触发三极管Q1的集电极与整形电路3相连接。

整形电路3中包括整形三极管Q2，整形三极管Q2选用NPN型三极管，整形三极管Q2的基极与触发电路1中的触发三极管Q1的集电极连接，由触发电路1中的触发三极管Q1控制整形三极管Q2的工作状态，从而控制整形三极管Q2集电极的输出信号为电压方波Vo。整形三极管Q2的集电极与CPU连接，整形三极管Q2集电极输出的电压方波Vo进入CPU，经CPU存储运算，即可通过整形三极管Q2集电极输出方波信号的占空比检测出交流输入端21输入的交流电流值，并通过方波信号的上升沿和下降沿以及高、低电平时间推算出电流过零点时刻。整形三极管Q2集电极通过一偏置电阻R5与参考工作电压Vcc连接。

整形三极管Q2的基极分别通过分压电阻R3、分压电阻R4与触发电路1中的触发三极管Q1的集电极、地连接。整形三极管Q2的基极与地之间、集电极与地之间分别连接电容C1和电容C2进行滤波。

触发三极管Q1的基极与交流输出端22之间串联触发电阻R2。

交流输入端21与交流输出端22之间设置有与采样电路2相并联的保护电路5。保护电路5中包括相互并联的一个正向二极管D1和一个反向二极管D2，本实施例中选择导通电压V_D＝0.9V的二极管。

下面结合附图说明本发明的工作原理：

如图1、图2、图3和图4所示，交流输入端21输入的交流电流i(t)(其波形如图2所示)经采样电路2采样，由于采样电路2为纯电阻电路，根据u(t)＝i(t)R，可将输入的交流电流信号i(t)转换成同相位的交流电压信号u(t)(其波形如图3所示)加在触发三极管Q1的发射极和基极两端，其中，i(t)为待测交流电流，R为采样电路2的采样电阻R1的电阻值，u(t)为经采样电阻R1转换后加在触发三极管Q1的发射极和基极两端的交流电压。

触发电路1触发后经过整形电路3整形成规整的电压方波信号Vo(其波形如图4所示)，根据此方波信号的占空比便可得到待测交流电流值的大小。

其详细过程为：

本实施例中选择触发三极管Q1为PNP型硅三极管，整形三极管Q2为NPN型硅三极管，参考工作电压Vcc为5V。

以初相位为零、交流电频率f＝50HZ为例，待测交流电流i(t)＝Imsinωt，其中，ω为角频率，t为时间，Im为电流最大值。本实施例仅以一个周期

为例进行说明，其余周期重复本周期的工作状态。本领域普通技术人员可以意识到，本发明的检测电路不限于初相位为零、交流电频率f＝50HZ，也可以用于交流电频率f＝60HZ的交流电流值检测及电流过零点检测。

当输入的待测交流电流i(t)处于正半周期，时间t为0-t1的时间段时，对应交流电压u(t)的相位角处于0-ωt1段，加在触发三极管Q1发射结的电压值小于PN结的导通电压0.7V，触发三极管Q1发射结反向偏置、集电结反向偏置，触发三极管Q1处于截止状态，其集电极加在整形三极管Q2基极的电压为零，整形三极管Q2发射结反向偏置，集电结反向偏置，整形三极管Q2处于截止状态，整形三极管Q2集电极输出的电压Vo为高电平。

当输入的待测交流电流i(t)处于正半周期，时间t为t1-t2的时间段时，对应交流电压u(t)的相位角处于ωt1-ωt2段，加在触发三极管Q1发射结的电压值大于PN结的导通电压0.7V，触发三极管Q1发射结正向偏置、集电结正向偏置，触发三极管Q1处于饱和导通状态，触发三极管Q1集电极输出电压经分压电阻R3、分压电阻R4分压后加在整形三极管Q2基极上，整形三极管Q2发射结正向偏置，集电结正向偏置，整形三极管Q2处于饱和导通状态，整形三极管Q2集电极输出的电压Vo为低电平。因此，在t1时刻，整形电路输出的电压Vo由高电平变为低电平，即输出电压Vo的下降沿为t1时刻。

在时间t为t2的时刻，电压u(t)恰好等于保护电路5中正向二极管D1的导通电压0.9V，此后，在时间为t2t3的时间段内，由于正向二极管D1的导通压降始终为0.9V，因此，加在触发三极管Q1发射极与基极间的电压u(t)不再随时间发生变化，由正向二极管D1始终限制在0.9V。加在触发三极管Q1发射结的电压值大于PN结的导通电压0.7V，与时间t为t1-t2的时间段时工作状态相同，即触发三极管Q1和整形三极管Q2均处于饱和导通状态，整形电路输出的电压Vo持续为低电平。

时间t为t3-t4的时间段时，对应交流电压u(t)的相位角处于ωt3-ωt4段，加在触发三极管Q1发射结的电压值大于PN结的导通电压0.7V，与时间t为t1-t2的时间段时工作状态相同，即触发三极管Q1和整形三极管Q2均处于饱和导通状态，整形电路输出的电压Vo持续为低电平。

时间t为t4-t01的时间段时，对应交流电压u(t)的相位角处于ωt4-ωt01段，加在触发三极管Q1发射结的电压值小于PN结的导通电压0.7V，与时间t为0-t1的时间段时工作状态相同，即触发三极管Q1和整形三极管Q2均处于截止状态，整形电路输出的电压Vo同理为高电平，在t4时刻，整形电路输出电压Vo由低电平变为高电平，即输出电压Vo的上升沿为t4时刻。

当输入的待测交流电流i(t)处于负半周期，时间t为t01-t02的时间段时，对应交流电压u(t)的相位角处于ωt01-ωt02段，加在触发三极管Q1发射结的电压值小于PN结的导通电压0.7V，触发三极管Q1和整形三极管Q2均处于截止状态，整形电路输出电压Vo同理持续为高电平。

输入的待测交流电流i(t)的一个周期结束，从时间t为t02-t1’的时间段起开始进入又一个周期，重复0-t1的时间段的工作状态。

时间t从t1时刻到t1’时刻正好为一个周期T，即方波信号的两个下降沿期间的时间间隔为一个周期T，同理，方波信号的两个上升沿期间的时间间隔也为一个周期T。

如图4所示，图中实线Vo为整形电路经过整形输出的电压Vo数字方波信号，图中实线u(t)为采样电阻R1两端的交流电压信号，图中虚线i(t)为通过采样电阻R1的交流电流信号。根据输出方波Vo与电流i(t)、电压u(t)波形的对应关系，通过测量输出电压方波信号Vo的占空比就可以对输入交流电流值进行检测。

方波信号Vo的占空比为k，

T为待测交流电流i(t)的周期，也为方波Vo的周期，T_G为一个周期T内高电平持续的时间。

其中，T_D为一个周期T内低电平持续的时间。

整形电路经过整形输出的数字方波信号Vo输入至控制单元4，控制单元4通过测量整形电路输出的电压方波信号Vo的下降沿的t1时刻和上升沿的t4时刻，进行运算即可得到方波信号Vo的占空比k；或者从整形电路输出的电压方波信号Vo的上升沿t4时刻开始记录测量，并记录下降沿的t1’时刻，可得一个周期T内高电平持续的时间T_G＝t1’-t4，进行运算即可得到方波信号Vo的占空比

本实施例中以从下降沿的t1时刻开始记录测量。由图4所示，时间为t01、t02的时刻为电流的过零点，控制单元通过方波信号可推算出下一电流过零点时刻，即：

∵ $T_G=\frac{T}{2}+2\mathrm{\Δt}$

其中，Δt为上升沿距下一个过零点的时间或为过零点距下一个下降沿的时间。即：

t01＝t4+Δt＝T_D+Δt，下降沿t1时刻开始计时；

t02＝t4+Δt+T/2＝T_D+Δt+T/2，下降沿t1时刻开始计时。

从上式可以看出，从上升沿t4到下一个过零点t01时刻的时间为Δt或者从下降沿t1到下一个过零点t01时刻的时间为T_D+Δt，两个过零点时刻相差半个周期(T/2)。

控制单元4处理的信号为整形电路经过整形输出的数字方波信号Vo，因此不需要A/D转换器进行数模转换，可采用CPU或其他具备运算控制功能的处理器。

实施例2

当图1的检测电路交流输入端21输入的交流电流i1(t)比图2中的正常交流电流i(t)小时，对应的采样电阻R1两端的电压波形u1(t)和整形电路输出的电压波形Vo1如图5中实线所示，其电路原理及分析过程同实施例1。为便于与正常交流电流i(t)时，通过采样电阻R1的交流电流波形图i(t)和整形电路输出的电压波形图Vo进行比较，在图5中同时用虚线表示出了输入正常交流电流时的交流输入电流图i(t)和整形电路输出的电压波形图Vo。

从图5中可以看出，整形电路输出电压方波信号Vo1的占空比

其中，T_1G为一个周期T内高电平持续时间，t14为电压方波信号Vo1的上升沿时刻，t11’为下降沿时刻。

t01＝t14+Δt1＝T_1D+Δt1，下降沿时刻t11开始计时；

t02＝t14+Δt1+T/2＝T_1D+Δt1+T/2，下降沿时刻t11开始计时。

其中，Δt1为上升沿距下一个过零点的时间或为过零点距下一个下降沿的时间。

从上式可以看出，从上升沿t14到下一个过零点t01时刻的时间为Δt1或者从下降沿t11到下一个过零点t01时刻的时间为T_1D+Δt1，两个过零点时刻相差半个周期T/2。

当交流输入端21输入的交流电流i1(t)比图2中的正常交流电流i(t)小时，占空比的值k1较大。

同理，当图1的检测电路交流输入端21输入的交流电流i2(t)比图2中的正常交流电流i(t)大时，对应的采样电阻R1两端的电压波形u2(t)和整形电路输出的电压波形u2(t)如图6中实线所示，其电路原理及分析过程同实施例1。为便于与正常交流电流i(t)时，通过采样电阻R1的交流电流波形图i(t)和整形电路输出的电压波形图Vo进行比较，在图6中同时用虚线表示出了输入正常交流电流时的交流输入电流图i(t)和整形电路输出的电压波形图Vo。

从图6中可以看出，整形电路输出电压方波信号Vo2的占空比

，其中，T_2G为一个周期T内高电平持续时间，t24为电压方波信号Vo2的上升沿时刻，t21’为下降沿时刻。

t01＝t24+Δt2＝T_2D+Δt2，下降沿时刻t21开始计时；

t02＝t24+Δt2+T/2＝T_2D+Δt2+T/2，下降沿时刻t21开始计时。

其中，Δt2为上升沿距下一个过零点的时间或为过零点距下一个下降沿的时间。

从上式可以看出，从上升沿t24到下一个过零点t01时刻的时间为Δt2或者从下降沿t21到下一个过零点t01时刻的时间为T_2D+Δt2，两个过零点时刻相差半个周期T/2。

当交流输入端21输入的交流电流i2(t)比图2中的正常交流电流i(t)大时，占空比的值k2较小。

因此，本发明的检测电路通过测量输出方波信号的占空比可以检测出交流电流值，通过方波信号的上升沿和下降沿时刻以及高、低电平时间，推算出下一个电流过零点时刻。

实施例3

如图7所示，在本发明的另一实施例中，采样电路2包含4个电阻，电阻R11与电阻R12并联，电阻R13与电阻R14并联，并联后再构成串联电路，可等效为一个采样电阻值，电阻R11、电阻R12、电阻R13、电阻R14可以选择功率较小、阻值相同的贴片电阻，电路其他部分与实施例1相同。可以根据检测需要，通过调整采样电阻阻值来改变待测交流电流的测试范围。

本领域普通技术人员可以意识到，在其他实施方式中，采样电路2还可以设计为其他形式的串、并联电路，均可等效为一个采样电阻，起到同本发明电路中相同的作用。

实施例4

如图8所示，在本发明的另一实施例中，整形电路3中包括一整形三极管Q2，整形三极管Q2的基极与触发三极管Q1的集电极连接，整形三极管Q2的发射极通过一偏置电阻R5与地连接，发射极同时与CPU连接，整形三极管Q2的集电极接参考工作电压Vcc。电路中其他部分与实施例1相同。

整形后从整形三极管的发射极输出的数字信号为电压方波Vo’，并送入控制单元4进行运算处理，控制单元4通过计算整形后的电压方波信号Vo’的占空比可以测量出交流输入端输入的交流电流值，并通过方波信号的上升沿和下降沿以及高、低电平时间推算出电流过零点时刻。其电路原理和分析过程同实施例1相同，不同之处在于整形后的电压方波Vo’从整形三极管Q2的发射极输出，其波形与实施例1中的图4整形电路输出的电压方波信号波形Vo正好相反。以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。

Claims (10)

1. 一种交流电流值检测及电流过零点检测电路，其特征是，包括

可将交流输入端输入的交流电流转化为交流电压的采样电路，

与所述采样电路连接的触发电路，

与所述触发电路连接的、由所述触发电路控制的整形电路，

与所述整形电路输出端连接的、可对所述整形电路输出的数字信号进行处理的一控制单元。

2.根据权利要求1所述的一种交流电流值检测及电流过零点检测电路，其特征是，所述触发电路包含一触发三极管，所述触发三极管的发射极与所述交流输入端相连接，基极与交流输出端相连接，集电极与所述整形电路连接。

3.根据权利要求2所述的一种交流电流值检测及电流过零点检测电路，其特征是，所述触发三极管的发射极与基极之间并联所述采样电路。

4.根据权利要求2所述的一种交流电流值检测及电流过零点检测电路，其特征是，所述触发三极管的基极与交流输出端之间串联一触发电阻。

5.根据权利要求1所述的一种交流电流值检测及电流过零点检测电路，其特征是，所述采样电路为纯电阻电路。

6.根据权利要求2所述的一种交流电流值检测及电流过零点检测电路，其特征是，所述整形电路中包括整形三极管，所述整形三极管的基极通过两个分压电阻分别与触发电路中的触发三极管的集电极、地连接。

7.根据权利要求6所述的一种交流电流值检测及电流过零点检测电路，其特征是，所述整形三极管的发射极接地，所述整形三极管的集电极通过一偏置电阻与参考工作电压连接，所述集电极同时与控制单元连接。

8.根据权利要求6所述的一种交流电流值检测及电流过零点检测电路，其特征是，所述整形三极管的发射极通过一偏置电阻与地连接，所述发射极同时与控制单元连接，所述整形三极管的集电极接参考工作电压。

9.根据权利要求2所述的一种交流电流值检测及电流过零点检测电路，其特征是，交流输入端与交流输出端之间设置有与所述采样电路相并联的保护电路。

10.根据权利要求9所述的一种交流电流值检测及电流过零点检测电路，其特征是，所述保护电路包括两个反相并联的二极管，所述二极管导通电压V_D＞0.7V。

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