CN102208928B - 多天线信道极化功率损失的建模方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多天线信道极化功率损失PPL的建模方法及装置。该方法包括确定场端口入射和散射特性表征参量，确定路端口传输和反射特性表征参量，确定场和路端口传输和耦合特性表征模型，确定多天线信道极化功率损失的表征模型。本发明为移动终端多天线的性能研究、测试和认证提供了保证。

Description

多天线信道极化功率损失的建模方法及装置

技术领域

本发明涉及通信领域，具体而言，涉及一种多天线信道极化功率损失(Polarize Power Lose，简称为PPL)的建模方法及装置。

背景技术

目前，第三代合作伙伴组织(Third Generation Partnership Project3GPP)以及WINNER(Wireless World Initiative New Radio)项目组采用的信道模型SCM(Special Channel Model)、SCME(SpecialChannel Model Enhanced)，均是准物理模型，原因是该模型中散射体的物理空间位置是不确定的，信道建模方法仅基于信道收发两端附近散射体的出射波方向和入射波方向(Direction of Arrival(简称为DOA)信息。从概念上讲，3GPP的SCM可支持任意拓扑结构的天线阵列，然而SCM和SCME和WIM在其更详细的建模方案和WINNER的具体实现方案中，仅仅考虑了均匀直线天线阵(UniformLinear Array，简称为ULA)这种最直接、最简单的天线模型。

超三代(Beyond third Generation，简称为B3G)和4G系统所追求的高性能，要求新一代天线具有能充分利用无线信道特征，提供极化和空间增益的能力，这就客观要求天线模型能充分、精细反映实际天线信道特征，以便为系统设计提供更准确的信道信息。

随着移动电话等技术的快速发展，移动终端侧的多天线技术已成为B3G和4G系统的物理层关键技术之一。

移动终端多天线所具有的小型化和高密度特点，决定了终端多极化功率损失的有效表征，但是，发明人发现：目前尚未提供多天线信道极化功率损失的建模方案。

发明内容

本发明的主要目的在于提供一种多天线信道极化功率损失的建模方法及装置，以至少解决上述问题。

为了实现上述目的，根据本发明的一个方面，提供了一种多天线信道极化功率损失PPL的建模方法。

根据本发明的多天线信道极化功率损失PPL的建模方法，将多天线电磁系统作为一个包括两个路端口和一个场端口的三端口微波网络，该方法包括：根据场端口到两个路端口的S参数、场端口的散射参数、源等效电压和场端口对应外部激励源的反射系数参数，确定场端口入射和散射特性表征参量；根据场端口入射和散射特性表征参量、两个路端口间的S参数和路端口的有源负载反射系数，确定路端口传输和反射特性表征参量；根据场端口入射和散射特性表征参量、路端口传输和反射特性表征参量、两个路端口间的S参数、场端口到两个路端口的S参数和路端口的有源负载反射系数，确定场和路端口传输和耦合特性表征模型；根据场和路端口传输和耦合特性表征模型、多天线信道天线支路电压增益方向图、多天线的空间坐标矢量、多天线的相位方向图和空间极化信道单径单位传输系数确定移动终端多天线信道极化功率损失的表征模型。

为了实现上述目的，根据本发明的另一方面，提供了一种多天线信道极化功率损失PPL的建模装置。

根据本发明的多天线信道极化功率损失PPL的建模装置，将多天线电磁系统作为一个包括两个路端口和一个场端口的三端口微波网络，该装置包括：第一确定模块，用于根据场端口到两个路端口的S参数、场端口的散射参数、源等效电压和场端口对应外部激励源的反射系数参数，确定场端口入射和散射特性表征参量；第二确定模块，用于根据场端口入射和散射特性表征参量、两个路端口间的S参数和路端口的有源负载反射系数，确定路端口传输和反射特性表征参量；第三确定模块，用于根据场端口入射和散射特性表征参量、路端口传输和反射特性表征参量、两个路端口间的S参数、场端口到两个路端口的S参数和路端口的有源负载反射系数，确定场和路端口传输和耦合特性表征模型；第四确定模块，用于根据场和路端口传输和耦合特性表征模型、多天线信道天线支路电压增益方向图、多天线的空间坐标矢量、多天线的相位方向图和空间极化信道单径单位传输系数确定移动终端多天线信道极化功率损失的表征模型。

通过本发明，采用确定场端口入射和散射特性表征参量、路端口传输和反射特性表征参量和场和路端口传输和耦合特性表征模型来确定移动终端多天线信道极化功率损失的建模方案，解决了目前尚未提供移动终端多天线信道极化功率损失的建模方案的问题，进而达到了为移动终端多天线的性能研究、测试和认证提供了保证。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1是根据本发明实施例的多天线信道极化功率损失的建模方法的流程图；

图2是根据本发明实施例的多天线信道极化功率损失的建模装置的结构框图；

图3是根据本发明实施例的移动终端天线坐标定义的示意图；

图4是根据本发明实施例的双天线场端口网路示意图；

图5是根据本发明实施例的双天线路端口网路示意图；

图6是根据本发明实施例的天线的侧视图；

图7是根据本发明实施例的移动终端双天线测试结果的示意图；

图8是根据本发明实施例的多天线信道极化功率损失仿真图一；

图9是根据本发明实施例的多天线信道极化功率损失仿真图二；

图10是根据本发明实施例的多天线信道极化功率损失仿真图三。

具体实施方式

需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。

根据本发明的实施例，提供了一种多天线信道极化功率损失的建模方法，将终端多天线信道考虑成为一个三端口微波网络，如图3所示，2个路端口和1个场端口，采用三端口网络S参数表征方法和天线辐射电场的极化特性表征方法，建立场路转换矩阵模型，提取场路一体化极化扩展信息，得到天线信道交叉极化扩展特性的通用表示模型。

图1是根据本发明实施例的多天线信道极化功率损失的建模方法的流程图，如图1所示，该方法包括以下步骤S102至步骤S108：

步骤S102，根据所述场端口到所述两个路端口的S参数、所述场端口的散射参数、源等效电压和所述场端口对应外部激励源的反射系数参数，确定场端口入射和散射特性表征参量；

步骤S104，根据所述场端口入射和散射特性表征参量、所述两个路端口间的S参数和所述路端口的有源负载反射系数，确定路端口传输和反射特性表征参量；

步骤S106，根据所述场端口入射和散射特性表征参量、所述路端口传输和反射特性表征参量、所述两个路端口间的S参数、所述场端口到所述两个路端口的S参数和所述路端口的有源负载反射系数，确定场和路端口传输和耦合特性表征模型；

步骤S108，根据所述场和路端口传输和耦合特性表征模型、多天线信道天线支路电压增益方向图、多天线的空间坐标矢量、多天线的相位方向图和空间极化信道单径单位传输系数确定所述移动终端多天线信道极化功率损失的表征模型。

通过该实施例，采用确定场端口入射和散射特性表征参量、路端口传输和反射特性表征参量和场和路端口传输和耦合特性表征模型来确定多天线信道极化功率损失的表征模型的方法，解决了目前尚未提供多天线信道天线极化功率损失的建模方案的问题，进而为移动终端多天线的性能研究、测试和认证提供了保证。

下面对本发明的具体实现过程进行说明。

1.建立场端口入射和散射特性表征参量(即上述的步骤S102)基于天线场端口(p3端口)(如图4所示)到2个路端口(p1端口)(如图5所示)和p2端口(的S参数(S13和S23)、两个路端口间的S参数(S11、S12、S21和S22)以及场端口对应外部激励源V_g(入射电场)反射系数参数(Γ_g)参量，可得到由天线路端口看到的天线与信道的耦合系数(A₀，A₁，A₂)，它们表征了天线对入射源的互作用特征。

即，通过以下公式确定场端口与空间信道的耦合系数A₀、A₁和A₂：

A₀＝(1-s₃₃Γ_g)^-1v_g；

A₁＝(1-s₃₃Γ_g)^-1Γ_gs₃₁；

A₂＝(1-s₃₃Γ_g)^-1Γ_gs₃₂；

其中，s₃₃为场端口的散射参数，Γ_g为场端口对应外部激励源的反射系数参数，v_g为源等效电压，s₁₃和s₂₃为场端口到两个路端口的S参数。

在实际测试时，天线散射阻抗与入射波空间阻抗不匹配已考虑在测试参量中，因此有Γ_g＝0。

A₀＝v_g，A₁＝0，A₂＝0。

2.建立路端口传输和反射特性表征参量(即，上述的步骤S104)

采用2个路端口有源负载反射系数(Γ_l1，Γ_l2)和天线路端口参数表征天线与负载的相互作用过程如图5所示。

联合所述两个路端口负载反射系数参数(Γ_l1和Γ_l2)，建立双天线路端口与外部电路耦合关系，表征天线对负载的牵引效应。通过以下公式确定天线对负载的牵引效应Δ：

Δ＝[1-(s₁₁+A₁s₁₃)Γ_l1][1-(s_22，X+A₂s₂₃)Γ_l2]-(s₂₁+A₁s₂₃)(s_12，X+A₂s₁₃)Γ_l1Γ_l2

其中，s₁₁、s₁₂、s₂₁和s₂₂均为所述两个路端口间的S参数，A1和A2均为所述场端口与空间信道的耦合系数，Γ_l1和Γ_l2均为所述路端口的有源负载反射系数。

3.建立场和路端口传输和耦合特性表征模型(即，上述的步骤S106)

根据移动终端双天线场端口与信道的耦合系数(A₀，A₁，A₂)、源反射系数参数(Γ_g)、路端口(p1端口和p2端口)间的S参数(S11、S12、S21、S22)以及路端口负载反射系数参数(Γ_l1和Γ_l2)，确定β矩阵。

$\mathrm{\β}=\frac{1}{\mathrm{\Δ}}\left[\begin{array}{cc}1-(s_{22}+A_2{s}_{23}){\mathrm{\Γ}}_{l2}& (s_{12}+A_2{s}_{13}){\mathrm{\Γ}}_{l2}\\ (s_{21}+A_1{s}_{23}){\mathrm{\Γ}}_{l1}& 1-(s_{11}+A_1{s}_{13}){\mathrm{\Γ}}_{l1}\end{array}\right]$

在源阻抗匹配时

Δ＝[1-s₁₁Γ_l1][1-s₂₂Γ_l2]-s₂₁s₁₂Γ_l1Γ_l2

在源阻抗匹配时，有

$\mathrm{\β}=\frac{1}{[1-s_{11}{\mathrm{\Γ}}_{l1}][1-s_{22}{\mathrm{\Γ}}_{l2}]}\left[\begin{array}{cc}1-s_{22}{\mathrm{\Γ}}_{l2}& s_{12}{\mathrm{\Γ}}_{l2}\\ s_{21}{\mathrm{\Γ}}_{l1}& 1-s_{11}{\mathrm{\Γ}}_{l1}\end{array}\right]$

其中，Δ为所述天线对负载的牵引效应，s₁₁、s₁₂、s₂₁和s₂₂均为所述两个路端口间的S参数，Γ_l1和Γ_l2均为所述路端口的有源负载反射系数。

进一步地，负载共额匹配时上述方法还可具有以下特点：

和端口1和端口2β矩阵为：

$\mathrm{\β}=\frac{1}{[1-{\left|s_{11}\right|}^2][1-{\left|s_{22}\right|}^2]}\left[\begin{array}{cc}1-{\left|s_{22}\right|}^2& s_{12}{s}_{22}^{*}\\ s_{21}{s}_{11}^{*}& 1-{\left|s_{11}\right|}^2\end{array}\right]$

其中，Δ为所述天线对负载的牵引效应，s₁₁、s₁₂、s₂₁和s₂₂均为所述两个路端口间的S参数，Γ_l1和Γ_l2均为所述路端口的有源负载反射系数，X为天线阵列平面法线相对参考面的夹角，其中，负载共轭匹配是指路端口的输入阻抗与负载的输入阻抗匹配。

4.得到多天线信道极化功率损失模型(即，上述的步骤S108)根据双天线1和2的电压增益方向图和可以确定场路端口传输参数，即，通过以下公式确定场路端口传输参数s₁₃和s₂₃：

$s_{13,X}({\mathrm{\Ω}}_R,r_1)={\stackrel{\→}{G}}_{1,X}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)e^{-\mathrm{jk}{r}_1+\mathrm{j\Φ}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)}\·\stackrel{\→}{H}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)$

$s_{23,X}({\mathrm{\Ω}}_R,r_2)={\stackrel{\→}{G}}_{2,X}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)e^{-\mathrm{jk}{r}_2+\mathrm{j\Φ}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)}\·\stackrel{\→}{H}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)$

其中，和为天线1和天线2的电压增益方向图，和为天线1和2的空间坐标矢量，Φ(Ω_R)为双天线1和2的相位方向图。Ω_R为来波入射角，为空间极化信道单径单位传输系数。

基于场路端口S参数物理特征，得到天线场和路端口转移矩阵，即多天线信道h_a模型。即，通过以下公式确定用于表征多天线信道h_a模型的天线场和路端口转移矩阵

$\left[\begin{array}{c}{h}_{a1,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})\\ h_{a2,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})\end{array}\right]=\left[\mathrm{\β}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_{13,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})\\ s_{23,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})\end{array}\right]$

其中，s_13，X(θ，φ)和s_23，X(θ，φ)均为场端口到两个路端口的S参数。

通过以下公式确定多天线信道极化功率损失PPL：

${\mathrm{PPL}}_{1,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})=20\×\log 10\left(\frac{h_{a1,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})}{\max \left[h_{a1,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})\right]}\right);$

${\mathrm{PPL}}_{2,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})=20\×\log 10\left(\frac{h_{a2,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})}{\max \left[h_{a2,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})\right]}\right);$

其中，max[h_a1，X(θ，φ)]为h_a1，X(θ，φ)的最大值，max[h_a2，X(θ，φ)]为h_a2，X(θ，φ)的最大值。

根据本发明的实施例，提供了一种多天线信道极化功率损失的建模装置，该装置将多天线电磁系统作为一个包括两个路端口和一个场端口的三端口微波网络，可以用于实现上述移动终端多天线信道极化功率损失的建模方法。

图2是根据本发明实施例的多天线信道极化功率损失的建模装置的结构框图，如图2所示，该装置包括：第一确定模块2，第二确定模块4，第三确定模块6，第四确定模块8，下面对上述结构进行描述。

第一确定模块2，用于根据场端口到两个路端口的S参数、场端口的散射参数、源等效电压和场端口对应外部激励源的反射系数参数，确定场端口入射和散射特性表征参量。

即，通过以下公式确定场端口与空间信道的耦合系数A₀、A₁和A₂：

A₀＝(1-s₃₃Γ_g)^-1v_g；

A₁＝(1-s₃₃Γ_g)^-1Γ_gs₃₁；

A₂＝(1-s₃₃Γ_g)^-1Γ_gs₃₂；

第二确定模块4，连接至第一确定模块2，用于根据第一确定模块2确定的场端口入射和散射特性表征参量、两个路端口间的S参数和路端口的有源负载反射系数，确定路端口传输和反射特性表征参量。

具体地，通过以下公式确定天线对负载的牵引效应Δ：

Δ＝[1-(s₁₁+A₁s₁₃)Γ_l1][1-(s_22，X+A₂s₂₃)Γ_l2]-(s₂₁+A₁s₂₃)(s_12，X+A₂s₁₃)Γ_l1Γ_l2

第三确定模块6，连接至第一确定模块2和第二确定模块4，用于根据第一确定模块2确定的场端口入射和散射特性表征参量、第二确定模块4确定的路端口传输和反射特性表征参量、两个路端口间的S参数、场端口到两个路端口的S参数和路端口的有源负载反射系数，确定场和路端口传输和耦合特性表征模型。

具体地，通过以下公式确定β矩阵：

$\mathrm{\β}=\frac{1}{\mathrm{\Δ}}\left[\begin{array}{cc}1-(s_{22}+A_2{s}_{23}){\mathrm{\Γ}}_{l2}& (s_{12}+A_2{s}_{13}){\mathrm{\Γ}}_{l2}\\ (s_{21}+A_1{s}_{23}){\mathrm{\Γ}}_{l1}& 1-(s_{11}+A_1{s}_{13}){\mathrm{\Γ}}_{l1}\end{array}\right]$

第四确定模块8，连接至第三确定模块6，用于根据第三确定模块6确定的场和路端口传输和耦合特性表征模型、多天线的信道天线支路电压增益方向图、多天线的空间坐标矢量、多天线的相位方向图和空间极化信道单径单位传输系数确定移动终端多天线信道极化功率损失的表征模型。

具体地，通过以下公式确定场路端口传输参数s₁₃和s₂₃：

$s_{13,X}({\mathrm{\Ω}}_R,r_1)={\stackrel{\→}{G}}_{1,X}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)e^{-\mathrm{jk}{r}_1+\mathrm{j\Φ}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)}\·\stackrel{\→}{H}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)$

$s_{23,X}({\mathrm{\Ω}}_R,r_2)={\stackrel{\→}{G}}_{2,X}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)e^{-\mathrm{jk}{r}_2+\mathrm{j\Φ}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)}\·\stackrel{\→}{H}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)$

通过以下公式确定用于表征多天线信道h_a模型的天线场和路端口转移矩阵

$\left[\begin{array}{c}{h}_{a1,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})\\ h_{a2,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})\end{array}\right]=\left[\mathrm{\β}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_{13,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})\\ s_{23,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})\end{array}\right];$

通过以下公式确定多天线信道极化功率损失：

${\mathrm{PPL}}_{1,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})=20\×\log 10\left(\frac{h_{a1,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})}{\max \left[h_{a1,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})\right]}\right);$

${\mathrm{PPL}}_{2,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})=20\×\log 10\left(\frac{h_{a2,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})}{\max \left[h_{a2,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})\right]}\right);$

其中，max[h_a1，X(θ，φ)]为h_a1，X(θ，φ)的最大值，max[h_a2，X(θ，φ)]为h_a2，X(θ，φ)的最大值。

其中，将天线参考点作为球坐标的原点，所述天线支路的矢径与Z轴的夹角为θ，所述天线支路的矢径投影到XY平面内的矢量与X轴的夹角为φ。

需要说明的是，上述多天线信道极化功率损失的建模装置中各公式参数的含义与多天线同极化信道相关性的建模方法中各公式参数的含义相同，在此不再赘述。

下面结合具体实施例对本发明的实现过程进行详细描述。

(一)天线模型

A.物理组成

天线物理模型主要包括以下5个部分：

(1)圆柱导体0

圆柱导体0是一个Z轴方向总长度为X0，半径为R0金属圆柱体体，如附图6所示。

(2)主辐射元件1

主辐射元件1如附图6所示，是一个外半径为Rpat、内半径为Rpin、Z向厚度为Hpat的圆环型金属贴片结构；以三维坐标系原点为参考点，所述主辐射元件1位于Z向高度Hrad处，与一个带有螺纹结构的金属圆柱体1.1连接在一起，进而可对主辐射元件1的Z向高度Hrad进行调节。所述带有螺纹结构的金属圆柱体1.1是一个Z向高度为Hpin、半径为Rpin、侧边上带有螺纹的圆柱体结构，下表平面位于坐标系XY平面上。

(3)副辐射元件2.1、2.2、2.3、2.4

副辐射元件2.1、2.2、2.3、2.4如附图6所示，是四个半径为R1、厚度为H1的小金属圆柱，下表平面与三维坐标系中XY平面平行，距离为H0+Hs；同时，四个小金属圆柱的中心点均匀分布在圆心位于Z坐标轴上、半径为D0的圆上，即各自位于正Y轴、负Y轴、负X轴、正X轴上，并相互对称。

(4)馈电单元3.1、3.2、3.3、3.4

馈电单元3.1、3.2、3.3、3.4如附图6所示，是由四根作为馈线的、半径为R0、Z向高度为H0的金属圆柱体，以及四个Z向高度为Hs的50Ω阻抗匹配馈电端口组成；所述金属圆柱体馈线的下表平面与三维坐标系的XY平面平行，距离为Hs；所述50Ω阻抗匹配馈电端口一侧位于XY平面上，另一侧位于馈线下表平面；所述馈电单元3.1、3.2、3.3、3.4同样是均匀分布在圆心位于Z坐标轴上、半径为D0的圆上，即各自位于正Y轴、负Y轴、负X轴、正X轴上，相互对称。

(5)天线支架4

天线支架4，如附图6所示，原型是一个Z向高度为Hw、外半径为Rw、内半径为Rn、材料为聚四氟乙烯(介电常数2.55，电介质损耗角为0.0019)的圆柱环型结构，下表平面位于三维坐标系的XY平面上；同时，在天线支架4内部，在XY平面上，距离原点D0的位置处，挖出了四个半径为R0、Z向高度为Hw的圆柱孔径，同时，四个圆柱孔径各自均匀分布在正Y轴、负Y轴、负X轴、正X轴上，相互对称。

B.各主要组成部分的连接关系：

(1)圆柱导体实体的连接

如附图6所示，圆柱导体0的各个部分：A、B、C、D、E、F、G、H是顺序相互连接在一起的，各个部分的中心点均在三维坐标系的Z轴上，特别是H部分中的六边形在其六条菱边处连接了具有特殊结构的长方体作为尾翼。

(2)辐射单元与馈电单元实体的连接

如附图6所示，主辐射单元1实体与带有螺纹结构的金属圆柱体1.1连接在一起，进而可对主辐射元件1的Z向高度Hrad进行调节；也因此需要在主辐射单元贴片上挖出半径为Rpin的圆，并最终形成圆环结构。带有螺纹结构的金属圆柱体1.1的下表平面位于三维坐标系的XY平面上，与圆柱导体0的A部分连接在一起，位于环形的天线支架4中心处；同时，由于其半径小于天线支架4的内环半径，因而在金属圆柱体1.1与天线支架4之间仍留有一个环空间。

如附图6所示，副辐射元件2.1、2.2、2.3、2.4的下表平面正好位于天线支架4的上表平面处，同时与馈电单元3.1、3.2、3.3、3.4中的圆柱馈线上表面相连接。

如附图6所示，馈电单元3.1、3.2、3.3、3.4位于天线支架4内部挖出的四个圆柱孔径中，其中的圆柱型馈线的上表平面与副辐射元件2.1、2.2、2.3、2.4连接在一起，下表平面与50Ω阻抗匹配馈电端口连接在一起，馈电端口另一端则与圆柱导体0的A部分相连接。

如附图6所示，天线支架4的下表平面位于XY平面上，同样是与圆柱导体0的A部分相连接。

C.结构尺寸

(1)圆柱导体0

X0＝330mm，XA＝10mm，RA1＝53.85mm，RA2＝64mm，XB＝40mm，RB＝65mm，XC＝90mm，RC＝65mm，XD＝20mm，RD1＝63mm，RD2＝55mm，XE＝80mm，RE＝49.05mm，XF＝5mm，RF＝42mm，XG＝60mm，RG＝17mm，XH＝25mm，RH1＝46mm，RH2＝174mm，RH3＝100mm，RH4＝5mm，TH1＝5mm，TH2＝2mm

(2)主辐射元件1

Rpat＝46.08mm，Rpin＝18mm，Hpat＝2.25mm，Hrad＝34.85mm，Hpin＝34.85mm

(3)副辐射元件2.1、2.2、2.3、2.4

R1＝7.2mm，H1＝0.3mm，H0＝29.2mm，Hs＝0.8mm，D0＝50mm

(4)馈电单元3.1、3.2、3.3、3.4

R0＝2.7mm，H0＝29.2mm，Hs＝0.8mm

(5)天线支架4

Hw＝30mm，Rw＝53 085mm，Rn＝35mm

(二)电磁性能

通过电磁仿真或者实测，得到终端天线有源天线单元三维增益方向图和天线路端口S参数(S11，S12，S21，S22)(如图7所示)。进而可得到场和路端口传输和耦合特性表示，即β矩阵。

$\mathrm{\β}=\frac{1}{\mathrm{\Δ}}\left[\begin{array}{cc}1-(s_{22}+A_2{s}_{23}){\mathrm{\Γ}}_{l2}& (s_{12}+A_2{s}_{13}){\mathrm{\Γ}}_{l2}\\ (s_{21}+A_1{s}_{23}){\mathrm{\Γ}}_{l1}& 1-(s_{11}+A_1{s}_{13}){\mathrm{\Γ}}_{l1}\end{array}\right]$

其中，

$s_{13,X}({\mathrm{\Ω}}_R,r_1)={\stackrel{\→}{G}}_{1,X}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)e^{-\mathrm{jk}{r}_1+\mathrm{j\Φ}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)}\·\stackrel{\→}{H}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)$

$s_{23,X}({\mathrm{\Ω}}_R,r_2)={\stackrel{\→}{G}}_{2,X}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)e^{-\mathrm{jk}{r}_2+\mathrm{j\Φ}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)}\·\stackrel{\→}{H}\left({\mathrm{\Ω}}_R\right)$

(三)多天线信道极化功率损失特性模型

多天线信道极化功率损失特性可表示为：

$\left[\begin{array}{c}{h}_{a1}\\ h_{a2}\end{array}\right]=\left[\mathrm{\β}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_{13}\\ s_{23}\end{array}\right];$

${\mathrm{PPL}}_{1,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})=20\×\log 10\left(\frac{h_{a1,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})}{\max \left[h_{a1,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})\right]}\right);$

${\mathrm{PPL}}_{2,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})=20\×\log 10\left(\frac{h_{a2,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})}{\max \left[h_{a2,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})\right]}\right).$

需要说明的是，优选实施例假设源阻抗匹配，虽然这里是以仿真参数为例，但是本发明的方法还可以广泛地应用于仿真或者测试等任何需要模拟移动终端的双天线效应的场合。

根据电磁仿真得到的参数，可得到上述公式表示的移动终端多天线信道极化功率损失模型，

以上步骤确定的均是计算双天线信道模型需要的参数，本发明对各步执行的顺序不加以限定。

本发明推导出的结果与测试结果如图8、9、10所示：

图8仿真条件：±15度和f＝2.1Ghz条件下的PPL(PPL0表示PPL90表示)。

图9仿真条件：±30度f＝2.1Ghz条件下的PPL(PPL0表示 PPL90表示)。

图10仿真条件：±45度f＝2.1Ghz条件下的PPL(PPL0表示 PPL90表示)。

使用本发明那个推导出的结果与测试结果相比，一致性较好且上述公式是一个简单的解析表示式，还具有易于编程实现的优点。

综上所述，根据本发明的上述实施例，提供了一种多天线信道极化功率损失的建模方法及装置，采用确定场端口入射和散射特性表征参量、路端口传输和反射特性表征参量和场和路端口传输和耦合特性表征模型来确定移动终端多天线信道极化功率损失的建模方案，解决了目前尚未提供移动终端多天线信道极化功率损失的建模方案的问题，本发明可以根据移动终端多天线网路参数和天线三维增益参数以及负载、源匹配参数，建立起多天线行为级相关矩阵通用表征模型，为移动终端多天线的性能研究、测试和认证提供保证。同时，本发明方法还具有环境要求低、精度适中、简便易行的优点。

显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本发明不限制于任何特定的硬件和软件结合。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种多天线信道极化功率损失PPL的建模方法，将多天线电磁系统作为一个包括两个路端口和一个场端口的三端口微波网络，其特征在于，包括：

根据所述场端口到所述两个路端口的S参数、所述场端口的散射参数、源等效电压和所述场端口对应外部激励源的反射系数参数，确定场端口入射和散射特性表征参量；

根据所述场端口入射和散射特性表征参量、所述两个路端口间的S参数和所述路端口的有源负载反射系数，确定路端口传输和反射特性表征参量；

根据所述场端口入射和散射特性表征参量、所述路端口传输和反射特性表征参量、所述两个路端口间的S参数、所述场端口到所述两个路端口的S参数和所述路端口的有源负载反射系数，确定场和路端口传输和耦合特性表征模型；

根据所述场和路端口传输和耦合特性表征模型、多天线信道天线支路电压增益方向图、多天线的空间坐标矢量、多天线的相位方向图和空间极化信道单径单位传输系数确定多天线信道极化功率损失的表征模型。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，确定所述场端口入射和散射特性表征参量包括确定所述场端口与空间信道的耦合系数A0、A1和A2：

通过以下公式确定A0、A1和A2：

$A_0={(1-s_{33}{\mathrm{\Γ}}_g)}^{-1}{v}_g;$

$A_1={(1-s_{33}{\mathrm{\Γ}}_g)}^{-1}{\mathrm{\Γ}}_g{s}_{13};$

$A_2={(1-s_{33}{\mathrm{\Γ}}_g)}^{-1}{\mathrm{\Γ}}_g{s}_{23};$

其中，s_33,X为所述场端口的散射参数，Γ_g为所述场端口对应外部激励源的反射系数参数，v_g为源等效电压，s₁₃和s₂₃为所述场端口到所述两个路端口的S参数。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，确定所述路端口传输和反射特性表征参量包括确定天线对负载的牵引效应△：

通过以下公式确定△：

△＝[1-(s₁₁+A₁s₁₃)Γ_l1][1-(s_22,X+A₂s₂₃)Γ_l2]-(s₂₁+A₁s₂₃)(s_12,X+A₂s₁₃)Γ_l1Γ_l2；

其中，s₁₁、s₁₂、s₂₁和s₂₂均为所述两个路端口间的S参数，A₁和A₂均为所述场端口与空间信道的耦合系数，Γ_l1和Γ_l2均为所述路端口的有源负载反射系数，X为天线阵列平面法线相对参考面的夹角。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，确定所述场和路端口传输和耦合特性表征模型包括确定β矩阵：

通过以下公式确定β矩阵：

$\mathrm{\β}=\frac{1}{\mathrm{\Δ}}\left[\begin{array}{cc}1-(s_{22}+A_2{s}_{23}){\mathrm{\Γ}}_{l2}& (s_{12}+A_2{s}_{13}){\mathrm{\Γ}}_{l2}\\ (s_{21}+A_1{s}_{23}){\mathrm{\Γ}}_{l1}& 1-(s_{11}+A_1{s}_{13}){\mathrm{\Γ}}_{l1}\end{array}\right];$

其中，△为所述天线对负载的牵引效应，s₁₁、s₁₂、s₂₁和s₂₂均为所述两个路端口间的S参数，s₁₃和s₂₃均为所述场端口到所述两个路端口的S参数，A₁和A₂均为所述场端口与空间信道的耦合系数，Γ_l1和Γ_l2均为所述路端口的有源负载反射系数。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，在源阻抗匹配时，

△＝[1-s₁₁Γ_l1][1-s₂₂Γ_l2]-s₂₁s₁₂Γ_l1Γ_l2；

$\mathrm{\β}=\frac{1}{[1-s_{11}{\mathrm{\Γ}}_{l1}][1-s_{22}{\mathrm{\Γ}}_{l2}]}\left[\begin{array}{cc}1-s_{22}{\mathrm{\Γ}}_{l2}& s_{12}{\mathrm{\Γ}}_{l2}\\ s_{21}{\mathrm{\Γ}}_{l1}& 1-s_{11}{\mathrm{\Γ}}_{l1}\end{array}\right];$

其中，△为所述天线对负载的牵引效应，s₁₁、s₁₂、s₂₁和s₂₂均为所述两个路端口间的S参数，Γ_l1和Γ_l2均为所述路端口的有源负载反射系数，其中，所述源阻抗匹配是指所述天线对自由空间的反射系数和所述自由空间对所述天线的反射系数匹配。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，在负载共额匹配时，和所述β矩阵为：

$\mathrm{\β}=\frac{1}{[1-{\left|s_{11}\right|}^2][1-{\left|s_{22}\right|}^2]}\left[\begin{array}{cc}1-{\left|s_{22}\right|}^2& s_{12}{s}_{22}^{*}\\ s_{21}{s}_{11}^{*}& 1-{\left|s_{11}\right|}^2\end{array}\right];$

其中，△为所述天线对负载的牵引效应，s₁₁、s₁₂、s₂₁和s₂₂均为所述两个路端口间的S参数，Γ_l1和Γ_l2均为所述路端口的有源负载反射系数，其中，所述负载共轭匹配是指所述路端口的输入阻抗与负载的输入阻抗匹配。

7.根据权利要求3至6中任一项所述的方法，其特征在于，确定所述多天线信道极化功率损失的表征模型包括确定场路端口传输参数s₁₃和s₂₃：

通过以下公式确定场路端口传输参数s₁₃和s₂₃：

其中，Ω_R为来波入射角，和均为多天线的空间坐标矢量，和为天线1、天线2的电压增益方向图，Φ(Ω_R)为多天线的相位方向图，为空间极化信道单径单位传输系数。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，确定所述多天线信道极化功率损失的表征模型还包括确定用于表征多天线信道h_a模型的天线场和路端口转移矩阵 $\left[\begin{array}{cc}{h}_{a1,x}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})& \\ h_{a2,x}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})& \end{array}\right]\text{:}$

通过以下公式确定 $\left[\begin{array}{cc}{h}_{a1,x}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})& \\ h_{a2,x}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})& \end{array}\right]\text{:}$

$\left[\begin{array}{cc}{h}_{a1,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})& \\ h_{a2,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})& \end{array}\right]=\left[\mathrm{\β}\right]\left[\begin{array}{cc}{s}_{13,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})& \\ s_{23,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})& \end{array}\right];$

其中，s_13,X(θ,φ)和s_23,X(θ,φ)均为所述场端口到所述两个路端口的S参数，同时，将天线参考点作为球坐标的原点，所述天线支路的矢径与Z轴的夹角为θ，所述天线支路的矢径投影到XY平面内的矢量与X轴的夹角为φ。

9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，确定所述多天线信道极化功率损失的表征模型还包括确定PPL：

通过以下公式确定PPL：

${\mathrm{PPL}}_{1,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})=20\×\log 10\left(\frac{h_{a1,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})}{\max \left[h_{a1,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})\right]}\right);$

${\mathrm{PPL}}_{2,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})=20\×\log 10\left(\frac{h_{a2,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})}{\max \left[h_{a2,X}(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})\right]}\right);$

其中，max[h_a1,X(θ,φ)]为h_a1,X(θ,φ)的最大值，max[h_a2,X(θ,φ)]为h_a2,X(θ,φ)的最大值。

10.一种多天线信道极化功率损失PPL的建模装置，将多天线电磁系统作为一个包括两个路端口和一个场端口的三端口微波网络，其特征在于，所述装置包括：

第一确定模块，用于根据所述场端口到所述两个路端口的S参数、所述场端口的散射参数、源等效电压和所述场端口对应外部激励源的反射系数参数，确定场端口入射和散射特性表征参量；

第二确定模块，用于根据所述场端口入射和散射特性表征参量、所述两个路端口间的S参数和所述路端口的有源负载反射系数，确定路端口传输和反射特性表征参量；

第三确定模块，用于根据所述场端口入射和散射特性表征参量、所述路端口传输和反射特性表征参量、所述两个路端口间的S参数、所述场端口到所述两个路端口的S参数和所述路端口的有源负载反射系数，确定场和路端口传输和耦合特性表征模型；

第四确定模块，用于根据所述场和路端口传输和耦合特性表征模型、多天线信道天线支路电压增益方向图、多天线的空间坐标矢量、多天线的相位方向图和空间极化信道单径单位传输系数确定多天线信道极化功率损失的表征模型。