CN102158068B

CN102158068B - 一种用于永磁同步驱动器的高效功率因数电源电路

Info

Publication number: CN102158068B
Application number: CN2011100440440A
Authority: CN
Inventors: 李保民; 赵晓光
Original assignee: BEIJING YUNTONG HENGCHANG DRIVE TECHNOLOGY Co Ltd
Current assignee: BEIJING YUNTONG HENGCHANG DRIVE TECHNOLOGY Co Ltd
Priority date: 2011-02-23
Filing date: 2011-02-23
Publication date: 2013-04-10
Anticipated expiration: 2031-02-23
Also published as: CN102158068A

Abstract

本发明公开了一种用于永磁同步驱动器的高效功率因数电源电路，包括电压转换模块和功率因数校正模块；电压转换模块用于将接收的交流电压转换成直流电压；所述功率因数校正模块用于提高电源电路的功率因数。本发明采用有源功率因数校正获得，把升压变换装置加入在整流桥与滤波电容中间，控制由专用IC驱动，附加电路对输入电流进行整形和对输出电压进行控制，使功率因数得到很好控制同时保证输出电压稳定不随输入电压变化。

Description

一种用于永磁同步驱动器的高效功率因数电源电路

技术领域

本发明涉及节能技术领域，具体涉及一种用于永磁同步驱动器的高功率因数电源电路。

背景技术

随着工业自动化技术的发展，电机驱动器应用越来越广，由于其具有优良的调速性能和明显节能效果，因此受到越来越广的运用。现有的永磁同步驱动器的电源电路采用整流桥和滤波电路组合方式，这种方式价格低，但是对电网污染非常严重，功率因数很低一般在0.6左右。由于整流器与电容滤波电路是一种非线性元件与储能元件的组合，虽然输入的是正弦交流电压，但是输入的电流波形却是非连续带有高次谐波的波形，所以影响了输入端的功率因数。提高功率因数最简单的方法是采用无源校正，在整流输出接电感电容滤波器，这种方法可使功率因数达到0.85左右，但它只能对一定谐波进行抑制存在一定的局限性，它的体积和价格限制了在驱动器中的应用。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种用于永磁同步驱动器的高效功率因数电源电路，包括电压转换模块和功率因数校正模块；

电压转换模块用于将接收的交流电压转换成直流电压；

功率因数校正模块用于提高电源电路的功率因数，包括2个电容分别为C3、C6；2个滤波电容，分别为C4、C5；8个电阻，分别为R1、R5、R8、R9、R10、 R11、R12、R13、R14；2个电感，分别为L1、L2；4个二极管，分别为V6、V10、V11、V12，2个场效应管，分别为Q1、Q2；

电压转换模块正输出端与C3的一端以及R1的一端分别相连，R1的另一通过L1分别与V10的正极、V6的负极、L2的一端、V11的负极、V12的负极、Q1的漏极以及Q2的漏极分别相连，V11的正极、V12的正极、Q1的源极以及Q2的源极接地；Q2的栅极通过R10与R11与Q1的栅极、R8的一端以及R9的一端分别相连，Q1的栅极通过R5接地，R8的另一端与R9的另一端分别与V6的正极相连；L2的另一端与V8的负极相连，V8的正极通过R12与Q2的栅极相连，通过电阻R13以及R14接地；V10的负极分别与C4的正极、C5的正极以及C6的一端相连，C4的负极、C5的负极以及C6的一端分别接地；R10与R11之间输入PWM脉冲宽度调制方波信号，C6的两端分别输出。

有益效果

本发明通过控制场效应管Q1、Q2的开闭，实现对输出电压的控制，从而使输入电流波形近似正弦波形，有效的提高了功率因数；根据输出功率大小设计合适升压电感，保证谐波降到最低。

其次，本发明通过采用控制模块控制继电器，进而实现对电阻R1的控制，防止电源上电瞬间电流过大将电压转换模块(整流桥)烧坏。

再次，本发明进一步包括零电压关断与零电流关断模块，零电压关断与零电流关断模块用于使Q1和Q2导通时电压为零，使Q1和Q2关断时电流为零，减小Q1和Q2的损耗。

附图说明

图1为本发明用于永磁同步驱动器的高效功率因数电源电路的示意图。

图2为本发明继电器K1以及继电器控制模块示意图。

图3为本发明零电压关断与零电流关断模块示意图。

图4为本发明控制模块和直流电压模块示意图。

具体实施方式

下面结合附图并举实施例，对本发明进行详细描述。

大部分变频器电源采用整流桥和滤波电路组合方式，这种方式价格低，但是对电网污染非常严重，功率因数很低一般在0.6左右。同时，由于整流器与电容滤波电路是一种非线性元件与储能元件的组合，虽然输入的是正弦交流电压，但是输入的电流波形却是非连续带有高次谐波的波形，所以影响了输入端的功率因数。现有采用无源校校正提高功率因数是在整流输出接电感电容滤波器，这种方法可使功率因数达到0.85左右，但它只能对一定谐波进行抑制存在一定的局限性。本发明采用有源功率因数校正获得，把升压变换装置加入在整流桥与滤波电容中间，控制由专用IC驱动，附加电路对输入电流进行整形和对输出电压进行控制，使功率因数得到很好控制同时保证输出电压稳定不随输入电压变化。

功率因数(PF)是指交流输入的有功功率(P)与输入的视在功率的比值(S总功率)

PF＝P/S＝Rcosφ

其中，R表示输入电流失真系数，Cosφ输入电压相位与输入电流相位因数；

可见功率因数与电流失真系数和输入电压输入电流相位因数有关，Cosφ低表示输入端无功功率大，R值低表示输入端电流谐波大。因此，实现提高功率因数校的目的首先需要控制电感电流波形，使它能跟踪输入电压波形，从而得到高功率因数；其次，为输出负载提供稳定的直流电压。

本发明用于永磁同步驱动器的高效功率因数电源电路，包括电压转换模块和功率因数校正模块；电压转换模块用于将接收的交流电压转换成直流电压；所述功率因数校正模块用于提高电源电路的功率因数，包括2个电容分别为C3(400Vluf)、C6(105)；2个滤波电容，分别为C4(560uf/450V)、C5(560uf/450V)；8个电阻，分别为R1(NTC16D-20)、R5(2K)、R8(5.1K)、R9(12K)、R10(15)、R11(15)、R12(5.1K)、R13(12K)、R14(2K)；2个电感，分别为L1(1.6mH)、L2(80uH)；3个二极管，分别为V6(MURA160)、V8(MURA160)、V10(DSE160-06A)、V11(UF4007)、V12(UF4007)，2个场效应管，分别为Q1(IXIQ44N50P)、Q2(IXIQ44N50P)；

电压转换模块正输出端与C3的一端以及R1的一端分别相连，R1的另一通过L1分别与V10的正极、V6的负极、L2的一端、V11的负极、V12的负极、Q1的漏极以及Q2的漏极分别相连，V11的正极、V12的正极、Q1的源极以及Q2的源极接地；Q2的栅极通过R10与R11与Q1的栅极、R8的一端以及R9的一端分别相连，Q1的栅极通过R5接地，R8的另一端与R9的另一端分别与V6的正极相连；L2的另一端与V8的正极相连，V8的负极通过R12与Q2的栅极相连，通过电阻R13以及R14接地；V10的负极分别与C4的正极、C5的正极以及C6的一端相连，C4的负极、C5的负极以及C6的一端分别接地；R10与R11之间输入PWM脉冲宽度调制方波信号，C6的两端分别输出。

为了减小R1发热损耗能量，本发明进一步包括继电器K1以及继电器控制模块，通过继电器控制模块控制继电器的开闭，使K1闭合时R1被短路；所述K1的两开关端与R1并联，K1的两控制端与继电器控制模块相连；所述继电器控制模块包括3个电阻，分别为R2(5.1K)、R3(5.1K)、R4(51)；三极管T1(8050)，二极管D1(1N4001)，发光二极管LED；其中R3的一端与输入脉冲信号相连，R3的另一端与T1的基极相连，T1的发射极接地，T1的集电极通过R4 与D1的正端以及K1的第一控制端分别相连，K1的第二控制端与D1的负极相连并通过LED以及R2接地。

由于Q1、Q2不是理想的器件，在导通与截止时会产生开关损耗，在开通时开关管的电压不是立即为零，有一定的下降时间同时它的电流也不是立即升到负载电流有一定的上升时间，在这个时间电流上升和电压下降出现死区，因此产生开关损耗；关断时电流不是立即为零同时它的电压也不是立即升到额定电压都有一定的死区时间。因此本发明进一步包括零电压关断与零电流关断模块，所述的零电压关断与零电流关断模块用于使Q1和Q2导通时电压为零，使Q1和Q2关断时电流为零；包括6个二极管，分别为V2(MURS260)、V3(MURS260)、V4(MURA160)、V5(MURA160)、V8(MURA160)、V9(MURA160)，4个电容，分别为C7(1KV/ln)、C8(1KV/ln)、C9(1KV/ln)、C10(1KV/ln)；2个电感，分别为L3(100uH2A)和L4(100uH2A)；

其中，V6的负极与V2的正极以及C10的一端分别相连，V2负极分别与C9的一端以及V4的正极相连，V4的负极通过L3分别与C10的另一端以及V5的正极相连，V5的负极与C9的两一端相连并进一步与V10的负极相连；V8的负极与V3的正极以及C7的一端分别相连，V3负极分别与C8的一端以及V7的正极相连，V7的负极通过L4分别与C7的另一端以及V9的正极相连，V9的负极与C8的两一端相连并进一步与V10的负极相连。

为了使本发明的功率校正模块输出的直流电压可以根据负载的需要进行调整，本发明进一步包括4个电阻和控制模块，所述4个电阻分别为R6(5W0.06)、R7(5W0.06)、R15、R16，其中R15、R16的阻值可以根据负载的需要进行调整；所述控制模块一方面用于根据负载的需要实现对功率因数校正模块输入直流电压的控制，另一方面提供所述PWM脉冲宽度调制方波信号；包括芯片P (UC8354BN)，9个电容，分别为C11(1uf)、C12(470pf)、C13(2200pf)、C14(4700pf)、C15(0.01uf)、C16(0.47uf)、C17(0.01uf)、C18(47000pf)、C19(0.01uf)；19个电阻，分别R24(0.5W620k)、R25(0.5W1.3M)、R26(150K)、R27(100K)、R28(100K)、R29(20K)、R30(2K)、R31(4.7M)、R32(2K)、R33(4.7K)、R34(780)、R35(10K)、R36(100K)、R37(15K)、R38(120)、R39(27)、R40(15)；两个二极管，分别为V3(IN5819)、V4(15V稳压管)，两个三极管，分别为T2(2N5401)、T3(2N5551)；

R15、R16串联接于C5的两端，R7与R6并联接于地线上；

芯片U1，芯片U1的PKLMT脚通过R34与R7的一端相连，通过R35接7.5V直流电，芯片U1的CAOUT脚与C14的一端相连，C14的另一端通过R33和R31接12V直流电；芯片U1的ISEN脚通过R32接地，进一步通过R31接12V直流电；芯片U1的MULTO脚通过R30接地；芯片U1的LAC脚通过C15接地，通过R24接电压转换模块的正输出端，进一步通过R26接7V直流电；芯片U1的VAO脚与R28的一端以及C18的一端相连，并进一步连接在R15与R16之间；芯片U1的VRMS脚通过R27以及R25接电压转换模块的正输出端，芯片U1的VRMS脚与地之间并联有R29以及C16，R25和R27之间与地之间并联有C17；芯片U1的REF脚通过R36接芯片P的SS脚，并进一步通过C19接地；芯片U1的ENA脚接5V直流电压；芯片P的VSE脚与R28的另一端以及C18的另一端相连，并进一步连接在R15与R16之间；芯片U1的RSET脚通过R37接地；芯片U1的SS脚进一步通过C11接地；芯片U1的CT脚通过C13接地，并进一步通过R38以及C12接地；芯片U1的VCC脚接12V直流电，芯片U1的DRV脚与R39的一端以及D4的负极相连，D4的正极与T2的发射极相连，R39的另一端与T2的基极以及T3的基极分别相连，T3的集电极接12V直流电压，T3的发射极分别与T2的集电极、D3的负极以及R40的一端相连，D3的正极以及R40的另一端相连并输出PWM脉冲宽度调制方波信号。

为了保证上述的各模块的寿命，使其在电压转换模块输入电压不稳定处于关闭不工作状态，本发明的所述的控制模块进一步包括直流电压模块，用于对电压转换模块输出的电压进行判断，当判定电压转换模块输出直流电压在设定的阈值内时，为控制模块中所述的芯片U1的VCC脚提供12V的直流电压。

此电源适用于3KW以下驱动器，电机正常运转2KW负载情况为例进行说明。

为了防止电源上电瞬间电流过大将电压转换模块(整流桥)烧坏，电源接通后继电器控制模块控制继电器K1延时3s后导通。3s后即R1电阻短路时，当市电输入交流电压小于180V或大于250V时，直流电压模块采集电压转换模块输出的直流电压进行对比，不产生12V的直流电输入给芯片U1的VCC脚，控制模块不上电，因此在功率因数校正模块中R10和R11之间没有PWM脉冲宽度调制方波信号，功率因数校正模块不导通；当市电输入交流电压大于180V且小于250V时，直流电压模块为功率因数校正模块提供12V电压，使得功率因数校正模块导通。具体实现过程：K2吸合后控制电路UC3854BN的DRV脚输出PWM驱动波形使Q1、Q2同时导通与关断，当Q1、Q2同时导通时，升压储能电感L1进行储能，电感L1的电流持续增加，Q1、Q2同时导通，二极管V10正极接地，二极管V10反向截止，通过Q1、Q2的电流为电感电流的一半，负载由输出滤波电容C4、C5供电；当Q1、Q2截止时电感电流减小，电感L1释放的电能与输入电压一起经二极管V10输出，并同时向电容充电，这样电感L1电流处于连续状态，从而使输入电流波形近似正弦波形，有效的提高了功率因数；同时，根据输出功率大小设计合适升压电感，保证谐波降到最低。

UC3854BN的VAO脚为电压反馈输入端、VRMS脚前馈电压补偿端、VSE脚为电压放大器输出控制端，当VAO脚反馈电压与VRMS脚补偿电压输入到芯片P时，芯片P的VSE脚输出信号反馈到R15与R16之间，实现对输出直流电压的控制，使其满足负载的需求。此系统根据负载需要输出电压设置为290V，通过闭环反馈稳定在290V，如需要改变电压可设置反馈网络电阻值(R15、R16)。

限流保护是通过R6、R7电阻采样到UC3854BN进行放大运算设置限流点，本系统限流点设置为输出2.5KW，当功率大于等于2.5KW时PWM输出关断，功率恢复PWM自动打开；由于Q1、Q2不是理想的器件，在导通与截止时会产生开关损耗，在开通时开关管的电压不是立即为零，有一定的下降时间同时它的电流也不是立即升到负载电流有一定的上升时间，在这个时间电流上升和电压下降出现死区，因此产生开关损耗；关断时电流不是立即为零同时它的电压也不是立即升到额定电压都有一定的死区时间。对此问题采用零电压关断与零电流关断减小开关管开关损耗，电路中L2、V8、R11、R13配置为开关管均流电路，保证Q1、Q2上的电流平均；当Q1、Q2导通时V2、V4、V5、V3、V7、V9二极管截止并在电容作用下电压立即关断后开关管上电流迅速达到负载电流，在开关管关断之前电感L3、L4上的电流要放到零保证器件安全，当Q1、Q2关断时V2、V4、V5、V3、V7、V9二极管导通并通过电容放电作用下电流立即降到零开关管上电压迅速升高到直流输出电压，开关管在开通之前电容上的电压要放光，保证器件安全。

综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种用于永磁同步驱动器的功率因数电源电路，其特征在于，包括电压转换模块和功率因数校正模块；

电压转换模块用于将接收的交流电压转换成直流电压；

所述功率因数校正模块用于提高电源电路的功率因数，包括2个电容分别为电容C3、电容C6；2个滤波电容，分别为电容C4、电容C5；9个电阻，分别为电阻R1、电阻R5、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11、电阻R12、电阻R13、电阻R14；2个电感，分别为电感L1、电感L2；5个二极管，分别为二极管V6、二极管V8、二极管V10、二极管V11、二极管V12，2个场效应管，分别为场效应管Q1、场效应管Q2；电压转换模块正输出端与电容C3的一端以及电阻R1的一端分别相连,电压转换模块负输出端接地，电阻R1的另一端通过电感L1分别与二极管V10的正极、二极管V6的负极、电感L2的一端、二极管V11的负极、二极管V12的负极、场效应管Q1的漏极以及场效应管Q2的漏极分别相连，二极管V11的正极、二极管V12的正极、场效应管Q1的源极以及场效应管Q2的源极接地；场效应管Q2的栅极通过串联的电阻R10与电阻R11与场效应管Q1的栅极、电阻R8的一端以及电阻R9的一端分别相连，场效应管Q1的栅极通过电阻R5接地，电阻R8的另一端与电阻R9的另一端分别与二极管V6的正极相连；电感L2的另一端与二极管V8的负极相连，二极管V8的正极通过电阻R12与场效应管Q2的栅极相连，二极管V8的正极通过串联的电阻R13以及电阻R14接地；二极管V10的负极分别与电容C4的正极、电容C5的正极以及电容C6的一端相连，电容C4的负极、电容C5的负极以及电容C6的另一端分别接地；电阻R10与电阻R11之间输入PWM脉冲宽度调制方波信号，电容C6的两端输出直流电压。

2.根据权利要求1所述一种用于永磁同步驱动器的功率因数电源电路，其特征在于，进一步包括继电器K1以及继电器控制模块，通过继电器控制模块控制继电器的开闭，使继电器K1闭合时电阻R1被短路；所述继电器K1的两开关端与电阻R1并联，继电器K1的第一和第二控制端与继电器控制模块相连；所述继电器控制模块包括3个电阻，分别为电阻R2、电阻R3、电阻R4；三极管T1，二极管D1，发光二极管LED；其中电阻R3的一端与输入脉冲信号相连，电阻R3的另一端与三极管T1的基极相连，三极管T1的发射极接地，三极管T1的集电极通过电阻R4与二极管D1的正端以及继电器K1的第一控制端分别相连，继电器K1的第二控制端与二极管D1的负极相连并通过发光二极管LED以及电阻R2接地。

3.根据权利要求1所述一种用于永磁同步驱动器的功率因数电源电路，其特征在于，进一步包括零电压关断与零电流关断模块，所述的零电压关断与零电流关断模块用于使场效应管Q1和场效应管Q2导通时电压为零，使场效应管Q1和场效应管Q2关断时电流为零；包括6个二极管，分别为二极管V2、二极管V3、二极管V4、二极管V5、二极管V7、二极管V9，4个电容，分别为电容C7、电容C8、电容C9、电容C10；2个电感，分别为电感L3和电感L4；

其中，二极管V6的负极与二极管V2的正极以及电容C10的一端分别相连，二极管V2负极分别与电容C9的一端以及二极管V4的正极相连，二极管V4的负极通过电感L3分别与电容C10的另一端以及二极管V5的正极相连，二极管V5的负极与电容C9的另一端相连并与二极管V10的负极相连；二极管V8的负极与二极管V3的正极以及电容C7的一端分别相连，二极管V3负极分别与电容C8的一端以及二极管V7的正极相连，二极管V7的负极通过电感L4分别与电容C7的另一端以及二极管V9的正极相连，二极管V9的负极与电容C8的另一端相连并与二极管V10的负极相连。

4.根据权利要求1所述一种用于永磁同步驱动器的功率因数电源电路，其特征在于，进一步包括4个电阻和控制模块，所述4个电阻分别为电阻R6、电阻R7、电阻R15、电阻R16；所述控制模块一方面用于根据负载的需要实现对功率因数校正模块输入直流电压的控制，另一方面提供所述PWM脉冲宽度调制方波信号；包括芯片U1，芯片U1采用UC3854BN,9个电容，分别为电容C19、电容C18、电容C17、电容C16、电容C15、电容C14、电容C13、电容C12、电容C11；17个电阻，分别为电阻R24、电阻R25、电阻R26、电阻R28、电阻R27、电阻R29、电阻R30、电阻R31、电阻R32、电阻R33、电阻R34、电阻R35、电阻R36、电阻R37、电阻R38、电阻R39、电阻R40；两个二极管，分别为二极管D3、二极管D4，两个三极管，分别为三极管T2、三极管T3；

电阻R15、电阻R16串联接于电容C5的两端，电阻R7与电阻R6并联接于地线上；

芯片U1，芯片U1的PKLMT脚通过电阻R34与电阻R7的一端相连，所述PKLMT脚通过电阻R35接7.5V直流电，芯片U1的CAOUT脚与电容C14的一端相连，电容C14的另一端通过串联的电阻R33和电阻R31接12V直流电；芯片U1的ISEN脚通过电阻R32接地，所述ISEN脚通过电阻R31接12V直流电；芯片U1的MULTO脚通过电阻R30接地；芯片U1的LAC脚通过电容C15接地，通过电阻R24接电压转换模块的正输出端，并且通过电阻R26接7V直流电；芯片U1的VAO脚与电阻R28的一端以及电容C18的一端相连，并连接在电阻R15与电阻R16之间；芯片U1的VRMS脚通过串联的电阻R27和电阻R25接电压转换模块的正输出端，芯片U1的VRMS脚与地之间并联有电阻R29以及电容C16，电阻R25和电阻R27之间的连接点通过电容C17接地；芯片U1的REF脚通过电阻R36接芯片U1的SS脚，所述REF脚通过电容C19接地；芯片U1的ENA脚接5V直流电压；芯片U1的VSE脚与电阻R28的另一端以及电容C18的另一端相连，并连接在电阻R15与电阻R16之间；芯片U1的RSET脚通过电阻R37接地；芯片U1的SS脚通过电容C11接地；芯片U1的CT脚通过电容C13接地，并通过串联的电阻R38和电容C12接地；芯片U1的VCC脚接12V直流电，芯片U1的DRV脚与电阻R39的一端以及二极管D4的负极相连，二极管D4的正极与三极管T2的集电极相连，电阻R39的另一端与三极管T2的基极以及三极管T3的基极分别相连，三极管T3的集电极接12V直流电压，三极管T3的发射极分别与三极管T2的发射极、二极管D3的负极以及电阻R40的一端相连，二极管D3的正极以及电阻R40的另一端相连并输出PWM脉冲宽度调制方波信号。

5.根据权利要求4所述一种用于永磁同步驱动器的功率因数电源电路，其特征在于，进一步包括直流电压模块，用于对电压转换模块输出的电压进行判断，当判定电压转换模块输出直流电压在设定的阈值内时，为控制模块中所述的芯片U1的VCC脚提供12V的直流电压。