CN102141624B - 相位噪声的消除方法及全球定位系统接收机 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种相位噪声的消除方法，包括以下步骤：S110.根据每个通道先前状态相位误差的估计值计算当前状态相位误差的预测值，根据当前和先前状态的相位测量值、以及先前状态相位误差的预测值计算当前状态相位误差的测量值；S120.根据每个通道当前状态相位误差的预测值和当前状态相位误差的测量值更新当前状态相位误差的估计值；S130.根据当前状态公共相位误差的估计值分别修正每个通道当前状态的相位测量值，以消除相位噪声。还涉及一种全球定位系统接收机。本发明可以有效地估计出全球定位系统接收机本机晶体振荡器产生的相位噪声并进行消除。提高了全球定位系统接收机跟踪时的信噪比以及动态性能和抗干扰能力，使跟踪时的灵敏度提高大约1dB。

Description

相位噪声的消除方法及全球定位系统接收机

【技术领域】

本发明涉及卫星定位技术，特别是涉及一种相位噪声的消除方法及全球定位系统接收机。

【背景技术】

相位噪声是使全球定位系统(GPS)接收机跟踪灵敏度降低的主要因素之一，它使得载波跟踪环的带宽无法收敛的很小，从而影响了全球定位系统接收机的动态性能和抗干扰能力。而全球定位系统卫星使用的是高精度振荡器，因此相位噪声可看成由接收机中射频电路的本机晶体振荡器(Local Oscillator)引起的。

全球定位系统接收机分为射频和基带电路，射频电路将接收到的射频信号下变频到中频信号，再进行采样后传送给基带电路进行处理。射频电路在下变频过程中将本机振荡器的相位噪声引入中频信号。

图1是全球定位系统接收机的射频电路结构示意图。接收全球定位系统信号时，射频信号经天线放大和低噪放(LNA)滤波，其后经表面声波滤波器(SAWFilter)进一步滤波；随后信号进入射频芯片，经过片内低噪放放大，之后混频器将其下变频到中心频率为4.092MHz的中频信号；混频后再经过中频滤波器(IFF)进行滤波，-3dB带宽为4MHz；然后经过自动增益控制(AGC)电路，将信号大小控制在固定范围之内，使采样信号更好的反映信号信息；最后经过模数转换后进行采样，得到中频采样信号，采样速率是16.368MHz，采用2-bits量化。在此过程中，混频器将本机晶体振荡器的相位噪声引入到中频采样信号中。

为了抑制相位噪声，传统的做法是采用高精度的本机晶体振荡器，但高精度的晶振价格很高，会大大增加GPS接收机的成本。

【发明内容】

为了消除全球定位系统接收机的本机晶体振荡器产生的相位噪声，有必要提供一种低成本的相位噪声的消除方法。

一种相位噪声的消除方法，包括以下步骤：S110，根据每个通道先前状态相位误差的估计值计算当前状态相位误差的预测值，根据当前和先前状态的相位测量值、以及先前状态相位误差的预测值计算当前状态相位误差的测量值；S120，根据每个通道所述当前状态相位误差的预测值和当前状态相位误差的测量值更新当前状态相位误差的估计值；S130，根据所述当前状态相位误差的估计值或当前状态相位误差的预测值分别修正每个通道当前状态的相位测量值，以消除相位噪声。

优选的，所述步骤S130是将所有通道的当前状态相位误差的预测值求平均后得到公共相位抖动估计值，将每个通道当前状态相位误差的估计值或当前状态的相位测量值减去所述公共相位抖动估计值后，得到消除了相位噪声的相位测量值。

优选的，所述步骤S110包括：根据每个通道先前状态相位误差的估计值计算当前状态相位误差的预测值

根据当前和先前状态的相位测量值、以及先前状态相位误差的预测值计算当前状态相位误差的测量值β_i，p，及根据先前状态的误差协方差估计计算当前状态的误差协方差估计预测值

所述步骤S120包括：根据

计算滤波增益K_i，p，再根据滤波增益K_i，p和当前状态相位误差的预测值

更新所述当前状态相位误差的估计值m_i，p，接着根据

和K_i，p更新当前状态的误差协方差估计P_i，p；所述步骤S130包括：根据相位误差的预测值计算公共相位抖动估计值

再根据公共相位抖动估计值分别修正每个通道当前状态的相位测量值θ_i，p。

优选的，所述步骤S130中根据相位误差的预测值计算公共相位抖动估计值

具体是求出l个时刻内所有M个通道的相位误差的预测值

的平均值，即为公共相位抖动估计值

即 ${\hat{e}}_{0,j}=\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{a=1}{\overset{l}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\hat{m}}_{i,j+a}}{\mathrm{lM}}.$

优选的，所述l＝4。

同时提供一种能够消除本机晶体振荡器产生的相位噪声的低成本全球定位系统接收机。

一种全球定位系统接收机，所述接收机包括基带电路，其特征在于，所述基带电路的每个通道均包括相位误差估计器、更新器以及减法器；所述相位误差估计器用于根据每个通道先前状态相位误差的估计值计算当前状态相位误差的预测值，根据当前和先前状态的相位测量值、以及先前状态相位误差的预测值计算当前状态相位误差的测量值；所述更新器用于根据每个通道所述当前状态相位误差的预测值和当前状态相位误差的测量值更新当前状态相位误差的估计值；所述减法器用于根据所述当前状态相位误差的估计值或当前状态相位误差的预测值分别修正每个通道当前状态的相位测量值。

优选的，所述接收机还包括：公共相位抖动估计器，与所述每个通道的相位误差估计器连接，用于将所有通道的当前状态相位误差的估计值或当前状态相位误差的预测值求平均，得到公共相位抖动估计值，并传送给所述减法器；所述减法器接收公共相位抖动估计值以分别修正每个通道当前状态的相位测量值，具体是将每个通道当前状态的相位测量值减去所述公共相位抖动估计值后，得到消除了相位噪声的相位测量值。

优选的，所述相位误差估计器用于根据每个通道先前状态相位误差的估计值计算当前状态相位误差的预测值

根据当前和先前状态的相位测量值、以及先前状态相位误差的预测值计算当前状态相位误差的测量值β_i，p，及根据先前状态的误差协方差估计计算当前状态的误差协方差估计预测值

所述更新器用于根据

计算滤波增益K_i，p，再根据滤波增益K_i，p和当前状态相位误差的预测值

更新所述当前状态相位误差的估计值m_i，p，接着根据

和K_i，p更新当前状态的误差协方差估计P_i，p；还用于将m_i，p通过减法器传送给相位误差估计器；所述公共相位抖动估计器用于根据相位误差的预测值计算公共相位抖动估计值

所述减法器用于根据公共相位抖动估计值

分别修正每个通道的相位测量值，还用于接收更新器传送的m_i，p并转发给相位误差估计器。

优选的，所述公共相位抖动估计器根据相位误差的预测值

计算公共相位抖动估计值具体是求出l个时刻内所有M个通道的公共相位误差预测值

的平均值，即为公共相位抖动估计值

即 ${\hat{e}}_{0,j}=\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{a=1}{\overset{l}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\hat{m}}_{i,j+a}}{\mathrm{lM}}.$

优选的，所述l＝4。

上述相位噪声的消除方法及全球定位系统接收机可以有效地估计出全球定位系统接收机本机晶体振荡器产生的相位抖动，并进行消除，有效的减小了系统的相位噪声。提高了全球定位系统接收机跟踪时的信噪比以及动态性能和抗干扰能力，使跟踪时的灵敏度提高，并且不需要使用价格昂贵的高精度晶振，成本较低。

利用接收机所有通道具有相同的相位噪声的性质，将接收机所有通道的相位误差求平均，得到公共相位抖动估计值，能使估计出的相位抖动更精确，相位噪声的消除效果更佳。

采用4个时间采样点对采样数据在时间上进行平滑，使估计出的相位抖动更精确，对相位噪声的消除效果更好。

【附图说明】

图1是全球定位系统接收机的射频电路结构示意图；

图2是传统的全球定位系统接收机中基带电路的结构示意图；

图3是本发明全球定位系统接收机中基带电路的结构示意图；

图4是一个实施方式中相位噪声的消除方法的流程图。

图5是在加性高斯白噪声下，采用和未采用本发明时相位抖动均方根误差对比。

图6是在1/f噪声下，采用和未采用本发明时相位抖动均方根误差对比。

图7是相位噪声引起的信噪比损失。

【具体实施方式】

相位噪声和相位抖动是对同一种现象的两种不同的定量方式。相位抖动是时域的概念，而相位噪声是频域的概念。本发明相位噪声的消除方法及全球定位系统接收机在时域上对多个通道的相位抖动进行估计并予以消除，也就相应在频域上消除了每个通道的相位噪声。

图2是传统的全球定位系统接收机中基带电路的结构示意图，图3是本发明全球定位系统接收机中基带电路的结构示意图。如图所示，本发明中的基带电路相比传统的基带电路增加了相位误差估计器、更新器、公共相位抖动估计器以及减法器。

在基带电路中，首先通过数字混频器剥离采样信号的中频和多普勒频移，然后通过乘法器将中频采样信号、中频载波和多普勒频移进行混频，得到混频后的信号：

$S_{\mathrm{mix}}\left(k\right)=S_{\mathrm{smp}}\left(k\right)e^{\frac{j(w_I+w_D)k}{f_s}},k\∈N---\left(1\right)$

其中S_smp(k)为第k个采样信号，w_I是中频角频率，w_D是多普勒频移角频率，f_s是采样频率。再在相关器中进行相关运算，得：

$S_{\mathrm{cor}}\left(p\right)=\underset{k=1+N*p}{\overset{N*(p+1)}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{\mathrm{mix}}\left(k\right)D\left(k\right)---\left(2\right)$

其中S_cor(p)表示第p个相关值，D为随机码序列，N为相关积分时包含的采样信号点数。相关运算后，就可提取出淹没在噪声中的信号。

然后在相位测量器中对第p个相关值进行相位测量，得到相位测量值：

θ(p)＝arctan[Im(S_cor(p)/Re(S_cor(p))]              (3)

设

和

分别为采样S_smp(k₁)和S_smp(k₂)时刻的相位振动值，其符合一阶马尔科夫过程：

$\⟨{(a_{k_1}-a_{k_2})}^2\⟩=C|k_2-k_1|---\left(4\right)$

其中C为相位变化的方差。又因在本系统中，至少是2046个数据进行相关积分运算，因此相位振动的快变化被平均化，引起的相关损失为：

$\⟨L\⟩=\frac{C}{N^2}\underset{k_1=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k_2=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\left({(a_{k_1}-a_{k_2})}^2\right)}{2}=\frac{C}{2}(\frac{N}{3}+\frac{2}{3N})---\left(5\right)$

其中N为相关积分运算所包括的采样点数。因为N较大，可以将相位快变化引起的相关损失看成常量。而相关后的相位振动值b_m和b_n，也符合马尔科夫过程：

$\⟨{(b_{k_1}-b_{k_2})}^2\⟩=C_b|k_2-k_1|---\left(6\right)$

由式(4)(5)(6)可见引起的相位快变化情况被屏蔽，相位快变化并不是本机晶体振荡器的相位噪声引起的。

在一个实施方式中：

相位误差估计器用于根据每个通道先前状态相位误差的估计值计算当前状态相位误差的预测值，根据当前和先前状态的相位测量值、以及先前状态相位误差的预测值计算当前状态相位误差的测量值。

更新器用于根据每个通道当前状态相位误差的预测值和当前状态相位误差的测量值更新当前状态相位误差的估计值。

公共相位抖动估计器与每个通道的相位误差估计器连接，用于将所有通道的当前状态相位误差的估计值或当前状态相位误差的预测值求平均值，得到公共相位抖动估计值，并传送给减法器。

减法器接收公共相位抖动估计值以分别修正每个通道当前状态的相位测量值，具体是将每个通道当前状态的相位测量值减去公共相位抖动估计值后，得到消除了相位噪声的相位测量值。

在另一个实施方式中：

对于通道i＝1，2，…，M，在时刻j，相位误差估计器中有：

e_i，p＝A_i，p-4e_i，p-4+w_i，p-4               (7)

β_i，p＝H_i，pe_i，p+v_i，p                    (8)

p＝j+a(0＜a≤l，且a为整数)

其中下标为p表示当前时刻，p-1表示前一时刻，依此类推；e_i，p∈Rⁿ是相位误差(R表示实数，Rⁿ表示实数矩阵)；A_i，p-4是动态模型的转移矩阵(transfermatrix)；w_i，p-4∈N(0，Q_i，p-4)是过程噪声(Process noise)；β_i，p∈Rⁿ是相位误差的测量值，其是根据当前和先前状态的相位测量值、以及先前状态相位误差的预测值计算的：

H_i，p是状态变量e_i，p对测量变量β_i，p的增益；v_i，p∈N(0，R_i，p)是测量噪声(Measurement noise)，即除去相位噪声以外的其他噪声引起的相位测量值的抖动；a表示在对采样数据(即相位误差的预测值)在时间上进行平滑，对于采样速率是16.368MHz的全球定位系统信号采样信号，经过试验进行4个时间采样点的平滑对相位噪声的消除效果最好，因此在优选的实施例中l＝4，算法中p-4的下标也正是对应l＝4的情况。在其他实施例中也可以采用其他数量的采样点，即l也可以取其他值，例如取l＝1时，所有p-4的下标将相应变为p-1。

因为并行多通道全球定位系统接收机的M个通道都具有相同的结构，从而：

A_1，p-4＝A_2，p-4＝……＝A_M，p-4＝A_p-4                (10)

H_1，p＝H_2，p＝……＝H_M，p＝H_p                        (11)

Q_1，p-4＝Q_1，p-4＝……＝Q_M，p-4＝Q                   (12)

R_1，p＝R_2，p＝……＝R_M，p＝R                         (13)

w_1，p-4＝w_1，p-4＝……＝w_M，p-4＝w_p-4                (14)

v_1，p＝v_2，p＝……＝v_M，p＝v_p                        (15)

将式(10)、(11)、(12)、(13)、(14)和(15)分别代入式(7)和(8)中得到：

e_i，p＝A_p-4e_i，p-4+w_p-4                              (16)

β_i，p＝H_pe_i，p+v_p                                   (17)

又因为过程噪声w_i，p-4可以融合到相位误差e_i，p-4中，得到(融合了过程噪声的)相位误差的估计值m_i，p-4。因此，在相位误差估计器中，根据每个通道先前状态相位误差的估计值m_i，p-4计算当前状态相位误差的预测值

${\hat{m}}_{i,p}=A_{p-4}{m}_{i,p-4}---\left(18\right)$

再根据每个通道先前状态误差协方差估计P_i，p-4计算当前状态误差协方差估计预测值

${\hat{P}}_{i,p}=A_{i,p-4}{P}_{i,p-4}{A}_{i,p-4}^T+Q---\left(19\right)$

Q为过程噪声协方差。

与普通CDMA接收机相比，并行多通道GPS接收机可以同时并行接收和处理的多个GPS卫星发射的信号，同时对其进行跟踪。该多个通道在射频电路上是共用一个振荡器，因此具有相同的相位噪声。根据这个性质对卡尔曼(Kalman)一阶滤波方程进行改造，在状态预测时加入对每个通道的相位抖动误差进行加权求和以及时间平滑，得到公共相位抖动估计值。在优选的实施例中是对相位误差的预测值进行加权求和以及时间平滑：

${\hat{e}}_{0,j}=\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{a=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\hat{m}}_{i,j+a}}{4M}---\left(20\right)$

在其他实施例中也可以对相位误差的估计值进行加权求和以及时间平滑。

更新器用于接收

并对当前状态的各个方程和矩阵进行更新：

$K_{i,p}={\hat{P}}_{i,p}{H}_p^T{(H_p{\hat{P}}_{i,p}{H}_p^T+R)}^{-1}---\left(21\right)$

$m_{i,p}={\hat{m}}_{i,p}+K_{i,p}({\mathrm{\β}}_{i,p}-H_p{\hat{m}}_{i,p})---\left(22\right)$

$P_{i,p}={\hat{P}}_{i,p}-K_{i,p}(H_p{\hat{P}}_{i,p}{H}_p^T+R)K_{i,p}^T---\left(23\right)$

其中

是误差协方差估计预测值，P_i，p是误差协方差估计，K_i，p是滤波增益，m_i，p是相位误差的估计值。更新器还用于将m_i，p通过减法器传送给相位误差估计器。

减法器用于根据反馈的公共相位抖动估计值对相位测量值θ_i，p进行修正：

${\widehat{\mathrm{\θ}}}_{i,p}={\mathrm{\θ}}_{i,p}-{\hat{e}}_{0,p}---\left(24\right)$

如此一来，就得到了消除相位抖动后的相位值

减法器还用于接收m_i，p并将其传送给相位误差估计器。

图4是一个实施方式中相位噪声的消除方法的流程图，其包括以下步骤：

S110，计算每个通道当前状态相位误差的预测值和当前状态相位误差的测量值。其基于卡尔曼波滤波算法，根据每个通道先前状态相位误差的估计值e_i，k-1计算当前状态相位误差的预测值

${\hat{e}}_{i,k}=A_k{e}_{i,k-1}---\left(25\right)$

根据当前状态相位测量值θ_i，k和先前状态相位测量值θ_i，k-1以及先前状态相位误差的预测值计算当前状态相位误差的测量值β_i，k：

再根据每个通道先前状态误差协方差估计P_i，k-1计算当前状态误差协方差估计预测值

${\hat{P}}_{i,k}=A_{i,k-1}{P}_{i,k-1}{A}_{i,k-1}^T+Q---\left(27\right)$

Q为过程噪声协方差。

S120，更新当前状态相位误差的估计值。根据每个通道当前状态相位误差的预测值

和当前状态相位误差的测量值β_i，k更新当前状态相位误差的估计值e_i，k。

$K_{i,k}={\hat{P}}_{i,k}{H}_k^T{(H_k{\hat{P}}_{i,k}{H}_k^T+R)}^{-1}---\left(28\right)$

$e_{i,k}={\hat{e}}_{i,k}+K_{i,k}({\mathrm{\β}}_{i,k}-H_k{\hat{e}}_{i,k})---\left(29\right)$

$P_{i,k}={\hat{P}}_{i,k}-K_{i,k}(H_k{\hat{P}}_{i,k}{H}_k^T+R)K_{i,k}^T---\left(30\right)$

其中是误差协方差估计预测值，P_i，k是误差协方差估计，K_i，k是滤波增益。

S130，消除相位误差，修正相位值。根据当前状态相位误差的估计值e_i，k分别修正每个通道的相位测量值θ_k，以消除相位噪声，得到消除了相位抖动的相位值 ${\widehat{\mathrm{\θ}}}_{i,k}={\mathrm{\θ}}_{i,k}-e_{i,k}.$ 在优选的实施例中，还可以将所有通道的当前状态相位误差的预测值

求平均后得到公共相位抖动估计值

即

${\hat{e}}_{0,k}=\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\hat{e}}_{i,k}}{M}$

在其它实施例中，也可以将所有通道的当前状态相位误差的估计值e_i，k求平均后得到公共相位抖动估计值

即

${\hat{e}}_{0,k}=\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\hat{e}}_{i,k}}{M}$

将每个通道当前状态的相位测量值θ_i，k减去公共相位抖动估计值

后，得到消除了相位抖动的相位值

${\widehat{\mathrm{\θ}}}_{i,k}={\mathrm{\θ}}_{i,k}-{\hat{e}}_{0,k}---\left(24\right)$

在另一个实施方式中，可以对图4所示的相位噪声的消除方法加以改进，对采样数据在时间上进行平滑，包括如下步骤：

(1)根据每个通道先前状态相位误差的估计值计算当前状态相位误差的预测值

根据当前和先前状态的相位测量值、以及先前状态相位误差的预测值计算当前状态相位误差的测量值β_i，p，及根据先前状态的误差协方差估计计算当前状态的误差协方差估计预测值

(2)根据计算滤波增益K_i，p，再根据滤波增益K_i，p和当前状态相位误差的预测值

更新当前状态相位误差的估计值m_i，p，接着根据

和K_i，p更新当前状态的误差协方差估计P_i，p。

(3)根据相位误差的预测值计算公共相位抖动估计值

具体是求出l个时刻内所有M个通道的相位误差的预测值

的平均值，即为公共相位抖动估计值

即 ${\hat{e}}_{0,j}=\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{a=1}{\overset{l}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\hat{m}}_{i,j+a}}{4M}.$ l表示在对采样数据(即相位误差的预测值)在时间上进行平滑，对于采样速率是16.368MHz的全球定位系统信号采样信号，经过试验进行4个时间采样点的平滑对相位噪声的消除效果最好，因此在优选的实施例中l＝4。再根据公共相位抖动估计值

分别修正每个通道当前状态的相位测量值θ_i，p。

相位噪声使得全球定位系统接收机无法准确的对准零相位点，这样就会有采样信号能量的损失，降低了相关运算后的信噪比，使得接收机跟踪灵敏度降低。对于并行多通道全球定位系统接收机，分别测量采用1个、2个、4个和8个通道时采用本发明相位噪声的消除方法及全球定位系统接收机进行公共相位抖动估计，得到的相位值和实际相位值的均方根误差，这里R＝2N₀/C≈0.11，Q＝9.45×10^-3，每个通道相位误差的估计值的初始值m_i，1，m_i，2，m_i，3，m_i，4可取0.06到0.18之间的随机值。本机振荡器的相位噪声主要为加性高斯白噪声(AWGN)和1/f噪声。图5表示相位噪声为加性高斯白噪声(C/N₀＝18dB-Hz)时，不同通道数所对应的相位均方根误差，即得到的相位值和实际相位值的均方根误差；横轴为系统加性高斯白噪声的相位噪声强度，纵轴为相位均方根误差；图6表示相位噪声为加性1/f噪声(C/N₀＝18dB-Hz)时，不同通道数所对应的相位均方根误差，横轴为系统加性1/f噪声的相位噪声强度，纵轴为相位均方根误差。由图5和图6可以看出，采用本发明进行相位噪声消除比不采用时的相位误差要降低很多(平均0.15个弧度左右)。相位抖动越大，意味着相位噪声就越大，如果不进行消除，就会带来系统信噪比的下降，进而影响接收灵敏度和定位精度。由图可见，通道数每多一倍，误差就要再降低0.01(弧度)，因此本发明应用在通道数越多的全球定位系统接收机时上，效果越好。

图7所示为相位噪声引起的信噪比损失(C/N₀＝18dB-Hz)，横轴为相位均方根误差，纵轴为相位噪声引起的接收机信噪比损失。当相位噪声的均方根误差增大时，其所引起的信噪比损失也相应的增加了。并且可以看出，因为本机振荡器的1/f噪声能量主要分别在0～20Hz之间，而跟踪时的相位的变化范围在0～5Hz间，所以在同样的均方根误差下，加性1/f噪声对于相位噪声估计的影响更大，引起的信噪比损失也就更大。采用本文方法进行相位噪声(加性高斯白噪声或1/f噪声)消除，比不采用时的相位均方根误差降低大约0.15个弧度，因此信噪比增益平均要少损失1dB左右。

上述相位噪声的消除方法及全球定位系统接收机可以有效地估计出全球定位系统接收机本机晶体振荡器产生的相位抖动，并进行消除，有效的减小了系统的相位噪声。提高了全球定位系统接收机跟踪时的信噪比以及动态性能和抗干扰能力，使全球定位系统接收机跟踪时的灵敏度提高大约1dB。

以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (6)

1.一种相位噪声的消除方法，包括以下步骤：

S110，根据每个通道先前状态相位误差的估计值计算当前状态相位误差的预测值 其中m_i,p-4是每个通道先前状态相位误差的估计值，下标i表示通道数，下标p表示当前时刻；根据当前和先前状态的相位测量值、以及先前状态相位误差的预测值计算当前状态相位误差的测量值β_i,p，

其中θ_i,p是当前状态的相位测量值，θ_i,p-1是先前状态的相位测量值，

是先前状态相位误差的预测值；及根据先前状态的误差协方差估计计算当前状态的误差协方差估计预测值

其中P_i,p-4是先前状态的误差协方差估计，A_i,p-4是动态模型的转移矩阵，A_p-4=A_i,p-4，Q为过程噪声协方差；

S120，根据

计算滤波增益K_i,p，

其中R表示实数，H_i,p是相位误差e_i,p对β_i,p的增益，H_i,p=H_p；再根据滤波增益K_i,p和当前状态相位误差的预测值更新所述当前状态相位误差的估计值m_i,p，

接着根据

和K_i,p更新当前状态的误差协方差估计P_i,p， $P_{i,p}={\hat{p}}_{i,p}-K_{i,p}(H_p{\hat{P}}_{i,p}{H}_p^T+R)K_{i,p}^T;$

S130，将所有通道的当前状态相位误差的预测值求平均，得到公共相位抖动估计值

再根据公共相位抖动估计值

分别修正每个通道当前状态的相位测量值θ_i,p，得到消除了相位噪声的相位测量值，

2.根据权利要求1所述的相位噪声的消除方法，其特征在于，所述步骤S130中根据相位误差的预测值计算公共相位抖动估计值

具体是求出l个时刻内所有M个通道的相位误差的预测值

的平均值，即为公共相位抖动估计值

即

其中j表示时刻，p=j+a,0<a≤l,且a为整数。

3.根据权利要求2所述的相位噪声的消除方法，其特征在于，所述l=4。

4.一种全球定位系统接收机，所述接收机包括基带电路，其特征在于，所述基带电路的每个通道均包括相位误差估计器、公共相位抖动估计器、更新器以及减法器；

所述相位误差估计器用于根据每个通道先前状态相位误差的估计值计算当前状态相位误差的预测值

其中m_i,p-4是每个通道先前状态相位误差的估计值，下标i表示通道数，下标p表示当前时刻；根据当前和先前状态的相位测量值、以及先前状态相位误差的预测值计算当前状态相位误差的测量值β_i,p，

其中θ_i,p是当前状态的相位测量值，θ_i,p-1是先前状态的相位测量值，

是先前状态相位误差的预测值；及根据先前状态的误差协方差估计计算当前状态的误差协方差估计预测值

其中P_i,p-4是先前状态的误差协方差估计，A_i,p-4是动态模型的转移矩阵，A_p-4=A_i,p-4，Q为过程噪声协方差；

所述公共相位抖动估计器与所述每个通道的相位误差估计器连接，用于将所有通道的当前状态相位误差的预测值求平均，得到公共相位抖动估计值并传送给所述减法器；

所述更新器用于根据误差协方差估计预测值

计算滤波增益K_i,p，

其中R表示实数，H_i,p是相位误差e_i,p对β_i,p的增益，H_i,p=H_p；再根据滤波增益K_i,p和当前状态相位误差的预测值

更新所述当前状态相位误差的估计值m_i,p，

接着根据和K_i,p更新当前状态的误差协方差估计P_i,p，

还用于将m_i,p通过减法器传送给相位误差估计器；

所述减法器用于将每个通道当前状态的相位测量值减去所述公共相位抖动估计值后，得到消除了相位噪声的相位测量值，

5.根据权利要求4所述的全球定位系统接收机，其特征在于，所述公共相位抖动估计器根据相位误差的预测值

计算公共相位抖动估计值

具体是求出l个时刻内所有M个通道的公共相位误差预测值

的平均值，即为公共相位抖动估计值

即

其中j表示时刻，p=j+a,0<a≤l,且a为整数。

6.根据权利要求5所述的全球定位系统接收机，其特征在于，所述l=4。

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