CN102135828B - 信号量测的方法与装置 - Google Patents

Abstract

本发明是有关于一种信号量测的方法与装置。本发明是在至少一时脉周期的至少一侦测时段，量测一信号源的信号、一对信号源的差动信号或三个信号源的双差动信号，其中信号的量测是避开一预期噪声发生的时段来量测。

Description

信号量测的方法与装置

技术领域

本发明涉及一种量测信号的方法与装置，特别是涉及一种由触控装置量测信号的方法与装置。

背景技术

触控显示器(Touch Display)已广泛地应用于许多电子装置中，一般的做法是采用一触控面板(Touch Sensing Panel)在触控显示器上定义出一二维的触摸区，借由在触摸板去上纵轴与横轴的扫瞄来取得感测资讯(Sensing Information)，以判断外在物件(如手指)在触摸屏上的碰触或接近，例如美国专利号US4639720所提供的一种电容式触摸显示器。

感测资讯可由模拟数字转换器(Analog-to-Digital Converter，ADC)转换为多个连续信号值，借由比较这些信号值在外部物件碰触或接近前与后的变化量，可判断出外部物件碰触或最接近触摸屏的位置。

一般而言，控制触摸屏的控制器会先取得没有外部物件触碰或接近时的感测资讯，作为基准值(baseline)。例如在电容式触摸屏中，每一条导电条相应于各自的基准值。控制器借由判断后续的感测资讯与基准值的比较判断是否有外部物件接近或触碰，以及更进一步判断外部物件的位置。例如，在未被外部物件接近或触碰时，后续的感测资讯相对于基准值为零值或趋近零值，借由感测资讯相对于基准值是否为零值或趋近零值判断是否有外部物件接近或触碰。

如图1A所示，当外部物件12(如手指)碰触或接近触控显示器10的感测装置120时，在一轴向(如X轴向)上的感测器140的感测资讯转换成如图1B所示的信号值，相应于手指的外型，信号值呈现一波形或一指廓(Finger profile)，指廓上的峰14(peak)的位置即代表手指碰触或接近的位置。

但由于触控显示器的显示器表面会不断放出各种噪声，这些噪声会随时间、位置而改变，并且会直接或间接地影响到信号值，造成位置侦测的偏差，甚至在没有被触摸的地方误判出有触摸。此外，人体也可能带着许多噪声，同样地会直接或间接地影响到信号值。尤其是在显示器的公共电极电压信号产生时，噪声的产生更是严重。

由此可见，上述现有的触控显示器在方法、产品结构及使用上，显然仍存在有不便与缺陷，而亟待加以进一步改进。为了解决上述存在的问题，相关厂商莫不费尽心思来谋求解决之道，但长久以来一直未见适用的设计被发展完成，而一般方法及产品又没有适切的方法及结构能够解决上述问题，此显然是相关业者急欲解决的问题。因此如何能创设一种新的信号量测的方法与装置，实属当前重要研发课题之一，亦成为当前业界极需改进的目标。

发明内容

本发明的目的在于，克服现有的触控显示器存在的缺陷，而提供一种新的信号量测的方法与装置，所要解决的技术问题是使其在至少一时脉周期的至少一侦测时段，量测一信号源的信号、一对信号源的差动信号或三个信号源的双差动信号，非常适于实用。

本发明的另一目的在于，克服现有的触控显示器存在的缺陷，而提供一种新型结构的信号量测的方法与装置，所要解决的技术问题是使其依据交流信号前半周期与后半周期信号相反的特性，后半周期将信号反向量测，充放利用整个周期中多个较佳的侦测时段，从而更加适于实用。

本发明的还一目的在于，克服现有的触控显示器存在的缺陷，而提供一种新的信号量测的方法与装置，所要解决的技术问题是使其依据一噪声同步信号触发至少一不积分时段，在不积分时段以外的时段进行积分量测，避开一预期噪声，从而更加适于实用。

本发明的目的及解决其技术问题是采用以下技术方案来实现的。依据本发明提出的一种信号量测的方法，包括：提供一电阻电容电路，提供至少一电容性耦合信号；接收一噪声同步信号，该噪声同步信号触发至少一不积分时段(non-integration period)，其中该电阻电容电路在该至少一不积分时段受到一预期噪声；提供至少一积分控制信号，该至少一积分控制信号在该至少一不积分时段的多个时脉周期控制对该至少一电容性耦合信号的积分量测；以及依据该至少一积分控制信号避开该预期噪声进行对该至少一电容性耦合信号的积分量测。

本发明的目的及解决其技术问题还可采用以下技术措施进一步实现。

前述的信号量测的方法，其中所述的该电阻电容电路被包含于一电容式触控面板。

前述的信号量测的方法，其中所述的该噪声同步信号为一显示器的一公共电极电压信号，并且该公共电极电压信号是以边缘触发来触发该至少一不积分时段，其中该预期噪声是由该显示器发出。

前述的信号量测的方法，其中所述的该噪声同步信号是依据一显示器的一公共电极电压信号产生，其中该预期噪声是由该显示器发出。

前述的信号量测的方法，其中所述的该至少一积分电路在进行对该至少一电容性耦合信号的积分量测的过程中遇到该噪声同步信号触发该至少一不积分时段时，该积分电路依据该至少一积分控制信号在每一不积分时段暂停对该至少一电容性耦合信号的积分量测，并且在每一不积分时段结束继续对该至少一电容性耦合信号的积分量测。

前述的信号量测的方法，其中所述的该积分控制信号分布于多个时脉周期，所述时脉周期为不包括该至少一不积分时段。

前述的信号量测的方法，其中所述的该至少一积分信号包括：一致能信号，定义一时脉周期内至少一侦测时段，其中该至少一积分电路在该至少一侦测时段避开该预期噪声对该至少一电容性耦合信号的积分量测。

前述的信号量测的方法，其中所述的该至少一积分信号包括：一同步信号定义每一个时脉周期的一前半周期与一后半周期。

前述的信号量测的方法，其中所述的更包括：依据该同步信号两两交换(pairwisely interchange)至少一对输入的信号源；其中该至少一积分电路是进行对该至少一对输入的信号差的积分量测。

前述的信号量测的方法，其中所述的更包括：依据该同步信号两两交换至少两个减法器中每一个减法器的一对输入的信号源，每一个减法器的一输出分别提供该对输入的信号差；其中每一个积分电路是分别进行对所述输出中的一对输出的信号差的积分量测。

前述的信号量测的方法，其中所述的更包括：分别依据该同步信号提供多个信号源的每一个信号源的一信号与反向的该信号之一；其中每一个积分电路是依据该致能信号在该至少一侦测时段分别进行对该信号或反向的该信号的积分量测。

本发明的目的及解决其技术问题还采用以下技术方案来实现。依据本发明提出的一种信号量测的装置，包括：一电阻电容电路，提供至少一电容性耦合信号；一控制电路，包括：接收一噪声同步信号，该噪声同步信号触发至少一不积分时段，其中该电阻电容电路在该至少一不积分时段受到一预期噪声；以及提供至少一积分控制信号，该至少一积分控制信号在该至少一不积分时段的多个周期控制对该至少一电容性耦合信号的积分量测；以及至少一积分电路，依据该至少一积分控制信号避开该预期噪声进行对该至少一电容性耦合信号的积分量测。

本发明的目的及解决其技术问题还可采用以下技术措施进一步实现。

前述的信号量测的装置，其中所述的该电阻电容电路被包含于一电容式触控面板。

前述的信号量测的装置，其中所述的该噪声同步信号为一显示器的一公共电极电压信号，并且该公共电极电压信号是以边缘触发来触发该至少一不积分时段，其中该预期噪声是由该显示器发出。

前述的信号量测的装置，其中所述的该噪声同步信号是依据一显示器的一公共电极电压信号产生，其中该预期噪声是由该显示器发出。

前述的信号量测的装置，其中所述的该至少一积分电路在进行对该至少一电容性耦合信号的积分量测的过程中遇到该噪声同步信号触发该至少一不积分时段时，该积分电路依据该至少一积分控制信号在每一不积分时段暂停对该至少一电容性耦合信号的积分量测，并且在每一不积分时段结束继续对该至少一电容性耦合信号的积分量测。

前述的信号量测的装置，其中所述的该积分控制信号分布于多个时脉周期，所述时脉周期为不包括该至少一不积分时段。

前述的信号量测的装置，其中所述的该至少一积分信号包括：一致能信号，定义一时脉周期内至少一侦测时段，其中该至少一积分电路在该至少一侦测时段避开该预期噪声对该至少一电容性耦合信号的积分量测。

前述的信号量测的装置，其中其中所述的该至少一积分信号包括：一同步信号定义该时脉周期的一前半周期与一后半周期。

前述的信号量测的装置，其中所述的更包括：至少一开关电路，该至少一开关电路依据该同步信号两两交换至少一对输入的信号源；其中该至少一积分电路是进行对该至少一对输入的信号差的积分量测。

前述的信号量测的装置，其中所述的更包括：至少一开关电路，该至少一开关电路依据该同步信号两两交换至少两个减法器中每一个减法器的一对输入的信号源，每一个减法器的一输出分别提供该对输入的信号差；其中每一个积分电路是分别进行对所述输出中的一对输出的信号差的积分量测。

前述的信号量测的装置，其中所述的更包括：至少一开关电路，每一个开关电路分别依据该同步信号提供一信号源的一信号与反向的该信号之一；其中每一个积分电路是依据该致能信号在该至少一侦测时段分别进行对该信号或反向的该信号的积分量测。

本发明与现有技术相比具有明显的优点和有益效果。由以上技术方案可知，本发明的主要技术内容如下：提供一种信号量测的方法与装置。是在至少一时脉周期的至少一侦测时段，量测一信号源的信号、一对信号源的差动信号或三个信号源的双差动信号。由于感测装置通常是配置于其他电子装置之上，或接近其他电子装置，因此在信号量测时也会受到其他电子装置的影响。由于感测装置在整个时脉周期中，受其他电子装置的影响不尽相同，有些时段适合侦测，但有些时段不适合侦测，例如受噪声干扰较大，或是信号过小。本发明提出的一种信号量测的方法，包括：提供一电阻电容电路，提供至少一电容性耦合信号；接收一噪声同步信号，该噪声同步信号触发至少一不积分时段，其中该电阻电容电路在该至少一不积分时段受到一预期噪声；提供至少一积分控制信号，该至少一积分控制信号在该至少一不积分时段的多个时脉周期控制对该至少一电容性耦合信号的积分量测；以及依据该至少一积分控制信号避开该预期噪声进行对该至少一电容性耦合信号的积分量测。

本发明提出的一种信号量测的装置，包括：一电阻电容电路，提供至少一电容性耦合信号；一控制电路，包括：接收一噪声同步信号，该噪声同步信号触发至少一不积分时段，其中该电阻电容电路在该至少一不积分时段受到一预期噪声；以及提供至少一积分控制信号，该至少一积分控制信号在该至少一不积分时段的多个周期控制对该至少一电容性耦合信号的积分量测；以及至少一积分电路，依据该至少一积分控制信号避开该预期噪声进行对该至少一电容性耦合信号的积分量测。

借由上述技术方案，本发明信号量测的方法与装置至少具有下列优点及有益效果：

一、不用整个周期进行信号量测，只在整个周期的较佳时段进行信号量测，可降低不佳时段的信号对量测结果的影响。

二、可采用前半周期与后半周期中较佳时段进行信号量测，以一个或多个时脉周期将量测的结果提升，在设计上更有弹性。

三、采用差值或双差值的信号量测，可有效降低共模噪声(common modenoise)，提供信号噪声比(S/N ratio)。

四、是在显示器公共电极电压产生的时段进行积分量测，以避开公共电极电压产生预期噪声。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其他目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举较佳实施例，并配合附图，详细说明如下。

附图说明

图1A为先前技术的触控装置的示意图；

图1B为先前技术的信号值的示意图；

图1C为依据本发明的差值的示意图；

图1D与图1E为依据本发明的双差值的示意图；

图1F为依据本发明的感测装置的结构示意图；

图1G为依据本发明的运算系统的功能方框示意图；

图2A与图2B为依据本发明的驱动/侦测单元与感测装置的架构示意图；

图3A为依据本发明的侦测单元的功能方框示意图；

图3B至图3D为依据本发明的侦测器的电路示意图；

图3E至图3J为依据本发明的侦测电路与模拟转数字电路的连结示意图；

图3K为图3B至图3J的时序示意图；

图4A为依据本发明的二值化差值侦测位置的示意图；

图4B至图4D为依据本发明侦测质心位置的范例示意图；

图5为依据本发明第一实施例信号量测的流程示意图；

图6为依据本发明第二实施例信号量测的流程示意图；

图7为依据本发明第三实施例信号量测的流程示意图；

图8A与图8B为依据本发明第四实施例信号量测的流程示意图；以及

图8B为依据本发明第四实施例的时序示意图。

10：触控显示器              11：控制器

110：显示器                 12：外部物件

120：感测装置               120A、120B：感测层

140、140A、140B：感测器     14、16、17：峰

15：零交会处                100：位置侦测装置

130：驱动/侦测单元          130A：驱动单元

130B：侦测单元              160：控制器

161：处理器                 162：存储器

170：主机                   71：中央处理单元

173：储存单元               310、370：切换电路

311、312、313、314、315、316：输入

320：侦测电路               321、323、325：开关电路

322、324：积分器            330：模拟转数字电路

340、350、360：侦测器       Cint：放大器

Cinv：反向器                P1、P2：接点

SI：感测资讯                W1、W2：导线

具体实施方式

为更进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段及功效，以下结合附图及较佳实施例，对依据本发明提出的信号量测的方法与装置其具体实施方式、方法、步骤、结构、特征及其功效，详细说明如后。

本发明将详细描述一些实施例如下。然而，除了所揭露的实施例外，本发明亦可以广泛地运用在其他的实施例施行。本发明的范围并不受所述实施例的限定，是以其后的申请专利范围为准。而为提供更清楚的描述及使熟悉该项技术人员能理解本发明的发明内容，图示内各部分并没有依照其相对的尺寸而绘图，某些尺寸与其他相关尺度的比例会被突显而显得夸张，且不相关的细节部分亦未完全绘出，以求图示的简洁。

感测资讯

在本发明中，感测资讯可以是由触控装置(Touch Sensing Device)提供，表示触控装置上一维度、二维度或多维度的状态，并且感测资讯可以是由一个或多个感测器(sensor)取得，经由一个或多个模拟数字转换器转换为多个连续信号值，以表示侦测到的电荷、电流、电压、电容、阻抗或其他电性特性的量或改变量。感测资讯在取得或传送的过程可能是以轮替、循序或平行的方式进行，可复合成一个或多个信号，本技术领域的普通技术人员可轻易推知。

本技术领域的普通技术人员亦可推知，本发明所述的感测资讯包括但不限于感测器的信号、感测器的信号扣除基准值(如未触碰时的信号或初始信号)后的结果、前述信号或信号扣除基准值后的结果经模拟转数字后的值、前述的值转换为其他表示方式的值。换言之，感测资讯可以是以信号状态、储存媒体(如缓存器、存储器、磁碟、光碟)中的记录的任何由电性信号转换或可转换成电性信号的状态来存在，包括但不限于模拟或数字形式。

感测资讯可以是以不同轴向的两个一维度感测资讯被提供。两个一维度感测资讯可以被用来表示在触控装置上第一轴向(如纵轴向)与第二轴向(如横轴向)上的感测资讯，可分别用来做第一轴向与第二轴向上的位置侦测，以分别提供第一轴向与第二轴向上的一维度位置，或进一步构成二维度位置。此外，两个一维度感测资讯亦可以基于感测器间的距离，被用来进行三角定位，侦测出在触控装置上的二维度位置。

感测资讯可以是以一二维度感测资讯被提供，二维度感测资讯为同轴向上多个一维度感测资讯所组成。一个二维度的感测资讯被提供可以表示一个二维平面上的信号分布，例如以纵轴向上多个一维度的感测资讯或横轴向上多个一维度的感测资讯表示一个信号阵列(signal matrix)，可依据分水领演算法或其他影像处理的辨识方法进行位置侦测。

在本发明的一范例中，触控装置上的感测区域包括由至少一个第一感测器侦测的一第一二维度侦测范围与至少一个第二感测器侦测的一第二维度侦测范围的重叠范围。本技术领域的普通技术人员亦可推知，感测区域可以是三个以上的二维度侦测范围的重叠范围。

例如，单一感测器的侦测范围为二维度侦测范围，如基于照像机的光学式侦测(camera-based optical detection)的感测器(如CCD或CMOS感测器)或表面声波式侦测的压电感测器，由二维度侦测范围中取得一维度感测资讯。此一维度感测资讯可以是由连续多个时点感测到的资讯构成，不同时点相应于不同的角度、位置或范围。此外，此一维度感测资讯可以依据一时间区间内取得的影像(如CCD或CMOS感测器所取得的影像)所产生。

又例如，二维度侦测范围是由多个感测器的侦测范围所构成，如每一个红外线式侦测的光接受器、电容式侦测或电阻式侦测的线状或带状导电条、或电磁式侦测的U形线圈的侦测范围为朝向一轴向的扇状或带状侦测范围，多个在一线段(直线或弧线)上朝向同一轴向排列的感测器的侦测范围可构成该轴向的二维度侦测范围，如构成矩形或扇形的平面或弧面的侦测范围。

在本发明一较佳范例中，触控装置上的感测区域包括由第一轴向与第二轴向上的多个感测器侦测的一二维度范围。例如自电容式侦测(self-capacitive detection)，提供一驱动信号给多个第一感测器，并且感测这些第一感测器的第一二维度侦测范围电容性耦合的信号或变化，以取得一第一一维度感测资讯此外，亦提供一驱动信号给多个第二感测器，并且感测这些第二感测器的第二二维度侦测范围电容性耦合的信号或变化，以取得一第二一维度感测资讯。

在本发明另一范例中，触控装置上的感测区域包括由多个感测器侦测一二维度范围的多个一维度感测资讯来构成一二维度感测资讯。例如，当信号源将驱动信号施循序加于一第一轴向上一感测器时，循序侦测一第二轴向上至少一感测器或同时侦测第二轴向上多个(部分或全部)感测器的信号，可取得该轴向上的二维度感测资讯，其中感测器为第二轴向至少一相邻感测器或第二轴向至少一不相邻但邻近感测器。例如在互电容式侦测(mutual-capacitive detection)或模拟矩阵电阻式侦测(analog matrixresistive detection)，由多个感测器构成多个感测处，分别侦测各感测处的感测资讯。例如以多个第一感测器(如多条第一导电条)与多个第二感测器(如多条第二导电条)交叠构成多个交叠区，轮流施加驱动信号于每一个第一感测器时，相应于被施加驱动信号的第一感测器，循序侦测第二轴向上至少一第二感测器或同时侦测第二轴向上多个(部分或全部)第二感测器的信号或信号变化，以取得相应于该第一感测器的一维度感测资讯。借由汇集相应于各第一轴向感测器的一维度感测资讯可构成一二维度感测资讯。在本发明一范例中，二维度感测资讯可视为一影像。

本技术领域的普通技术人员可推知，本发明可应用于触敏显示器(touch sensitive display)，例如具有或附加上述电阻式侦测、电容式侦测、表面声波式侦测、或其他侦测触碰的触控装置(或称触控装置(touchsensitive device))的显示器。因此，基于触敏显示器或触控装置所取得感测资讯可视为触敏资讯(touch sensitive information)。

在本发明一范例中，触控装置是不同时点的连续信号，亦即连续由一个或多个感测器同时侦测到的复合信号。例如，触控装置可以是电磁式，连续地扫瞄电磁式触控装置上的线圈以发出电磁波，由一电磁笔上的一个或多个感测器侦测感测资讯，持续地复合成一信号，再由模拟数字转换器转换为多个连续信号值。此外，亦可以是电磁笔发出电磁波或反射来自电磁式触控装置的电磁波，由触控装置上的多个感测器(线圈)来取得感测资讯。

触碰相关感测资讯(touch related sensing information)

外部物件(如手指)碰触或接近触控装置时，会造成外部物件碰触或接近的相应位置的感测资讯产生相应的电性特性或变化，电性特性较强或变化较大之处较接近外部物件中心(如质心(centroid)、重心或几何中心)。无论感测资讯是模拟或数字，连续的感测资讯可视为由连续多个值所构成，上述外部物件中心可能是相应于一值或两值之间。在本发明中，连续多个值可以是相应空间上的连续或时间上的连续。

本发明提供的第一种一维度感测资讯是以多个连续的信号值呈现，可以是在一时间区间中多个感测器侦测的信号值，或连续的时间区间中单一感测器侦测的信号值，亦可以是单一时间区间中单一感测器相应不同侦测位置侦测到的信号值。在感测资讯以信号值呈现的过程中，可以是轮流将相应个别感测器、时间区间或位置的信号转换成信号值，亦可以是取得部分或全部的感测资讯后再分析出个别的信号值。当外部物件碰触或接近感测装置时，一维度感测资讯的连续信号值可以是如图1B所示，碰触位置为相应外部物件的感测资讯的峰14，其中峰14可能落于两信号值之间。如前述，本发明不限定感测资讯存在的形态，信号值可视为感测器的信号的另一种形态。为简化说明，在以下叙述中是以信号值型态的实施方式来叙述本发明，本技术领域的普通技术人员可依据信号值型态的实施方式推知信号型态的实施方式。

本发明提供的第二种一维度感测资讯是以多个连续的差值(Difference)呈现，相对于上述信号值，每个差值为一对信号值的差值，并且连续多个差值呈现的感测资讯可视为差动感测资讯(differentialsensing information)。在本发明中，差动感测资讯的取得可以是在感测时直接取得，如同时或连续地取得多个信号，每一个差值是依据相应于一对感测器、时间区间或位置的差动信号来产生。差动感测资讯亦可以是先产生包括多个信号值的原始感测资讯(original sensing information)后，再依据原始感测资讯来产生。如前述，本发明不限定感测资讯存在的形态，差值可视为差动信号的另一种形态。为简化说明，在下面叙述中是以差值型态的实施方式来叙述本发明，本技术领域的普通技术人员可依据差值型态的实施方式推知差动信号型态的实施方式。

在本发明一范例中，差值可以是相邻或不相邻的一对信号值间的差值，例如每个信号值与前一信号值的差值，或是每个信号值与后一信号值的差值。在本发明另一范例中，差值可以是不相邻两信号值间的差值。当外部物件碰触或接近触控装置时，一维度感测资讯的连续差值可以是如图1C所示，外部物件位置为相应外部物件的感测资讯的零交会处15，其中零交会处15可能落于两信号值之间。在本发明的一范例中，在触控装置上，每一个差值的相应位置为两信号值相应的位置的中间。

本发明提供的第三种一维度感测资讯是以多个连续的双差值(DualDifferences)呈现，相对于上述信号值或差值，每个双差值可以是一第一对信号值的差值与一第二对信号值的差值的和或差，亦即两对信号值的差值和或差。在本发明一范例中，第一对信号值的差值与第二对信号值的差值分别为一第一差值与一第二差值，并且双差值为第一差值与第二差值的差，其中第一差值与第二差值皆为在前的信号值减在后的信号值的差或在后的信号值减在前的信号值的差。在本发明另一范例中，第一对信号值的差值与第二对信号值的差值分别为一第一差值与一第二差值，必且双差值为第一差值与第二差值的和，其中第一差值与第二差值之一为在前的信号值减在后的信号值的差，并且第一差值与第二差值之另一为在后的信号值减在前的信号值的差。例如，两对信号值依序包括一第一信号值、一第二信号值、一第三信号值、一第四信号值，该相应于该四个信号值的双差值为(第二信号值-第一信号值)+(第三信号值-第四信号值)、(第二信号值-第一信号值)-(第四信号值-第三信号值)、(第一信号值-第二信号值)+(第四信号值-第三信号值)或(第一信号值-第二信号值)-(第三信号值-第四信号值)。此外，连续多个双差值组成的感测资讯可视为双差动感测资讯(dual-differential sensing information)。在本发明中，双差值并不限定是在产生信号值或差值后产生，亦可以是在感测资讯被提供时已分别完成两对信号的相减后的和或差，提供相似或等效于两对信号值的差值的和或差的双差动信号。如前述，本发明不限定感测资讯存在的形态，双差值可视为感测器的双差动信号的另一种形态。为简化说明，在下面叙述中是以双差值型态的实施方式来叙述本发明，本技术领域的普通技术人员可依据双差值型态的实施方式推知双差动信号型态的实施方式。

在本发明一范例中，当外部物件碰触或接近触控装置时，两对信号值由相邻或不相邻的三个信号值组成。在本发明一范例中，前两个信号值的差值与后两个信号值的差值分别为一第一差值与一第二差值，并且双差值为第一差值与第二差值的差，其中第一差值与第二差值皆为在前的信号值减在后的信号值的差或在后的信号值减在前的信号值的差。在本发明另一范例中，前两个信号值的差值与后两个信号值的差值分别为一第一差值与一第二差值，必且双差值为第一差值与第二差值的和，其中第一差值与第二差值之一为在前的信号值减在后的信号值的差，并且第一差值与第二差值之另一为在后的信号值减在前的信号值的差。例如，两对信号值依序包括一第一信号值、一第二信号值、一第三信号值，该相应于该三个信号值的双差值为(第二信号值-第一信号值)+(第二信号值-第三信号值)、(第二信号值-第一信号值)-(第三信号值-第二信号值)、(第一信号值-第二信号值)+(第三信号值-第二信号值)或(第一信号值-第二信号值)-(第二信号值-第三信号值)。当两对信号值由相邻的三个信号值组成，并且外部物件碰触或接近触控装置时，一维度感测资讯的连续双差值可以是如图1D所示，其中外部物件位置为相应外部物件的感测资讯的中央峰16，其中中央峰16可能落于两信号值之间。当两对信号值由不相邻的三个信号值组成，并且外部物件碰触或接近触控装置时，一维度感测资讯的连续双差值可以是如图1E所示，其中外部物件位置为相应外部物件的感测资讯的中央峰17，其中央峰17可能落于两信号值之间。

在本发明中，相应个别感测器、时间区间或位置的感测资讯可以是感测器侦测的信号，当信号为模拟时，可经由模拟数字转换器转换成数字的信号值。因此，上述的差值亦可以是一对信号的差的值，例如是一对信号经差动放大器进行相减后所转换的值。同样地，双差值亦可以是两对信号分别经差动放大器进行相减后再相加(或相减)所转换的值。本技术领域的普通技术人员可推知本发明所述的差值与双差值包括但不限于是以信号或信号值来产生，亦包括硬件或软件实施过程中的记录(电性记录、磁性记录、光学记录)、信号或信号值的暂时状态。

换言之，感测资讯可以是感测器上或感测器间的信号、差动信号(如一对信号差)、双差动信号(如二对信号差的和或差)，信号值、差值、双差值(经模拟转数字后的信号、差值、双差值)为另一种存在形态。由于信号与信号值、差动信号与差值、双差动信号与双差值可以是感测资讯在不同阶段的呈现。此外，为简化说明，在本发明的说明中以触碰相关感测资讯泛指相应于外部物件触碰或接近的感测资讯，如原始触碰相关感测资讯、差动触碰相关感测资讯、双差动触碰相关感测资讯。

本技术领域的普通技术人员可推知在差值或双差值中，零交会处位于至少一正值与至少一负值间，亦即位于一对正值与负值之间(between apair of positive and negative values)。相应于外部物件接近与触碰的差值或双差值为连续的至少一正值与至少一负值的交替组合，至少一正值与至少一负值间为彼此相邻或间隔至少一零值。在大部分的情况下，相应于外部物件接近或触碰的差值或双差值为连续的多个正值与多个负值的交替组合，正值与负值间的零交会处可能是至少一零值或位于两值间。

相对地，触碰相关的信号值为多个连续的非零值，或可能是一个不相邻其他非零值的独立非零值。在某些情形中，一个不相邻其他非零值的独立非零值可能是因噪声所产生，需要靠一门槛值或其他机制辨识或排除(neglect)。

由于在噪声较大时，有可能产生类似外部物件接近与触碰的零交会处，因此在本发明一范例中，是将落于一零值范围内的值皆视为零值，相应于外部物件接近与触碰的差值或双差值为连续多个大于一正门槛的值与小于一负门槛的值的交替组合，大于一正门槛的值与小于一负门槛的值间的零交会处可能是至少一零值或位于两值间。

综合上述，差动触碰相关感测资讯与双差动触碰相关感测资讯为包括零交会处的连续至少一正值与至少一负值的交替组合，其中零交会处可能是至少一零值或位于正值与负值间。换言之，本发明将差动触碰相关感测资讯为双差动触碰相关感测资讯中正值与负值间连续多个零值亦视为零交会处，或其中一个零值为零交会处。

在本发明一范例中，触碰相关感测资讯预设是由至少一正值或一负值起始，由起始的至少一正值或负值搜寻包括零交会处的连续至少一正值与至少一负值的交替组合，其中零交会处可能是至少一零值或位于正值与负值间。在触碰相关的差动感测资讯中，至少一正值与至少一负值的交替组合为对称出现，并且在触碰相关的双差动感测资讯中，至少一正值与至少一负值的交替组合为不对称出现。在本发明的另一范例中，触碰相关感测资讯是连续的非零值，如连续多个非零的信号值。

上述至少一正值可视为一正值集合，包括至少一正值，同样地上述至少一负值可视为一负值集合，包括至少一负值。因此上述的交替组合可以是包括一正值集合与一负值集合的两个集合的组合或三个以上的集合以正值集合与负值集合交互穿插的组合。在本发明一范例中，可能在零个、一个、或多个正值集合与负值集合间存在至少一零值。

系统架构

为了更清楚说明本发明的感测资讯的产生方式，本发明采用电容式触控装置为例，本技术领域的普通技术人员可轻易推知其他应用于电阻式、红外线式、表面声波式、光学式触控装置的应用方式。

请参照图1F，本发明提出一种位置侦测装置100，包括一感测装置120，与一驱动/侦测单元130。感测装置120具有一感测层。在本发明一范例中，可包括一第一感测层120A与一第二感测层120B，第一感测层120A与第二感测层120B分别有多个感测器140，其中第一感测层120A的多个第一感测器140A与第二感测层120B的多个第二感测器140B交叠。在本发明另一范例中，多个第一感测器140A与第二感测器140B可以配置在共平面的感测层中。驱动/侦测单元130依据多个感测器140的信号产生一感测资讯。例如在自电容式侦测时，是感测被驱动的感测器140，并且在互点容式侦测时，是感测的是没有被驱动/侦测单元130直接驱动的部分感测器140。此外，感测装置120可以是配置在显示器110上，感测装置120与显示器110间可以是有配置一背盾层(shielding layer)(未显于图示)或没有配置背盾层。

本发明的位置侦测装置100可以是应用于一计算系统中，如图1G所示，包括一控制器160与一主机170。控制器包含驱动/侦测单元130，以操作性耦合感测装置120(未显于图示)。此外，控制器160可包括一处理器161，控制驱动/侦测单元130产生感测资讯，感测资讯可以是储存在存储器162中，以供处理器161存取。另外，主机170构成计算系统的主体，主要包括一中央处理单元171，以及供中央处理单元171存取的储存单元173，以及显示运算结果的显示器110。

在本发明另一范例中，控制器160与主机170间包括一传输接口，控制单元通过传输接口传送数据至主机，本技术领域的普通技术人员可推知传输接口包括但不限于UART、USB、I2C、Bluetooth、WiFi等各种有线或无线的传输接口。在本发明一范例中，传输的数据可以是位置(如座标)、辨识结果(如手势代码)、命令、感测资讯或其他控制器160可提供的资讯。

在本发明一范例中，感测资讯可以是由处理器161控制所产生的初始感测资讯(initial sensing information)，交由主机170进行位置分析，例如位置分析、手势判断、命令辨识等等。在本发明另一范例中，感测资讯可以是由处理器161先进行分析，再将判断出来的位置、手势、命令等等递交给主机170。本发明包括但不限于前述的范例，本技术领域的普通技术人员可推知其他控制器160与主机170之间的互动。

请参照图2A所示，在本发明一范例中，驱动/侦测单元130可以是包含驱动单元130A与侦测单元130B。感测装置120的多个感测器140是经由多条导线(wires)操作性耦合至驱动/侦测单元130。在图2A的范例中，驱动单元130A与侦测单元130B是分别经由导线W1操作性耦合至感测器140A与经由导线W2操作性耦合至感测器140B。

例如，在自电容式侦测时，驱动单元130A是经由导线W1在一第一时段轮流驱动或同时驱动全部感测器140A，亦可以是分次同时驱动部分感测器140A，由侦测单元130B经导线W1依据感测器140A的信号产生一第一轴向的感测资讯(一维度感测资讯)。同理，驱动单元130A是经由导线W2在一第二时段轮流驱动或同时驱动全部感测器140B，亦可以是分次同时驱动部分感测器140B，由侦测单元130B经导线W2依据感测器140B的信号产生一第二轴向的感测资讯(一维度感测资讯)。

又例如，在互电容式侦测时，驱动单元130A是经由导线W2在第一时段轮流驱动感测器140B，分别在每一个感测器140B被驱动时，由侦测单元130B经导线W1依据感测器140A的信号产生相应于被驱动感测器的第一轴向的一维度感测资讯，这些第一轴向的一维度感测资讯构成第一轴向的一二维度感测资讯(或一影像)。同理，驱动单元130A是经由导线W1在第二时段轮流驱动感测器140A，分别在每一个感测器140A被驱动时，由侦测单元130B经导线W2依据感测器140B的信号产生相应于被驱动感测器的第二轴向的一维度感测资讯，这些第二轴向的一维度感测资讯构成第二轴向的一二维度感测资讯(或一影像)。此外，驱动单元130A与侦测单元130B间可以经由线路132提供信号来进行同步，线路132的信号可以是由上述处理器160提供。

请参照图2B所示，感测装置120也可以是只产生单一轴向的二维度感测资讯，在本范例中是由导线W2轮流驱动感测器140B，分别在每一个感测器140B被驱动时，由侦测单元130B经导线W1依据感测器140A的信号产生相应于被驱动感测器的一维度感测资讯，这些一维度感测资讯构成一二维度感测资讯(或一影像)。

换言之，本发明位置侦测装置100可以是具备产生两个轴向的一维度感测资讯或两个轴向的二维度感测资讯的能力，或者是兼具产生两个轴向的一维度感测资讯与二维度感测资讯的能力，亦可以只产生单轴向的二维度感测资讯。本发明包括但不限于上述电容式位置侦测装置，本技术领域的普通技术人员可轻易推知其他应用于电阻式、红外线式、表面声波式、光学式触控装置的应用方式。

请参照图3A所示，上述侦测单元130B是经由导线(如W1)操作性耦合至感测装置，操作性耦合可以是由一切换电路310来达成，切换电路可以是由一个或多个多工器、开关(switch)等电性元件组合，本技术领域的普通技术人员可推知其他切换电路之应用。感测器140的信号可以是由一侦测电路320来侦测，当侦测电路320输出的信号为模拟时，可再经由模拟转数字电路320来产生感测资讯SI。感测资讯SI可以是模拟或数字，在本发明一较佳范例中，感测资讯为数字型式。本发明包括但不限于上述范例，本技术领域的普通技术人员可推知侦测电路320与模拟转数字电路330可以是整合于一个或多个电路。

侦测电路320可以是由一个或多个侦测器组成，每一个侦测器接收至少一感测器140的信号来产生一输出，侦测器可以是如图3B至图3D的侦测器340、350、360所示。

在本发明一范例中，对于感测器140的信号的侦测，可以是以一积分器来侦测，本技术领域的普通技术人员可推知其他如模拟转数字器等可量测电性特性(如电压、电流、电容、电感等等)的电路亦可应用于本发明。积分器可以是以一放大器Cint来实施，具有一输入(如图3B的积分器322所示)或一对输入(如图3C及图3D的积分器324所示)，以及一输出，输出的信号可以是经由模拟转数字电路320来产生感测资讯SI的值，每一个值的产生可以是通过一重置信号来控制，如图3B至图3D的重置信号Sreset。

在本发明另一范例中，感测器140的信号为交流信号，随一对半周期而改变，因此对于感测器140的信号的侦测也是依据不同的半周期而改变，如在前半周期侦测感测器140的信号，在后半周期侦测感测器140的反向信号，反之亦然。因此，感测器140的信号的侦测可以是通过一同步信号Ssync来控制，如图3B至图3D所示，同步信号Ssync与感测器140的信号可以是同步或具有相同周期。例如，利用同步信号Ssync控制一个或多个开关(如开关电路321、323、325)在基点P1与P2间切换，在前半周期侦测感测器140的信号，在后半周期侦测感测器140的反向信号。在图3B中，反向信号可以是借由一反向器Cinv来提供。

在本发明再一范例中，感测器140的信号的侦测是在至少一周期的至少一预设的时段(或相位)侦测，可以是在前半周期的至少一时段与后半周期的至少一时段来侦测，亦可以只在前半周期或只在后半周期的至少一时段来侦测。在本发明一较佳范例中，是先扫描一周期中信号较佳的至少一时段，作为侦测时段，其中侦测时段相对于其他时段受到噪声的干扰较小。侦测时段的扫描可以依据至少一个感测器的信号在至少一周期中每一个时段的侦测来判断。在侦测时段判断出来之后，感测器140的信号的侦测只在侦测时段侦测，可以是通过一信号来控制，如图3B至图3D中的致能信号Senable。

本发明是依据至少一感测器140的信号来产生感测资讯SI的值。在本发明一范例中，感测资讯SI是由多个信号值组成。例如图3B所示，是由一输入311操作性耦合至一感测器140，来侦测出一信号，再经由模拟转数字电路330产生感测资讯SI的一信号值。在本发明另一范例中，感测资讯SI是由多个差值组成。例如图3C所示，是由一对输入312、313操作性耦合至一对感测器140，来侦测出一差动信号，再经由模拟转数字电路330产生感测资讯SI的一差值(或称单差值)。在本发明再一范例中，感测资讯SI是由多个双差值组成。例如图3D所示。是由三个输入314、315、316操作性耦合至三个感测器140，来侦测出一双差动信号，再经由模拟转数字电路330产生感测资讯SI的一双差值。双差动信号是依据一对差动信号的差来产生，每一个差动信号是依据一对感测器的信号来产生。换言之，双差动信号可以是依据一第一对感测器与一第二对感测器的信号来产生，第一对感测器为三个感测器中的前两个感测器，并且第二对感测器为三个感测器中的后两个感测器，其中三个感测器可以是相邻或不相邻。

在本发明一较佳范例中，侦测电路320包含多个侦测器，可同时产生感测资讯SI中的全部或部分的值。例如图3E至图3J所示，侦测电路320可以是由多个侦测器340、350或360所组成，这些侦测器的输出再由模拟转数字电路330转换成感测资讯SI的值。

模拟转数字电路330包括至少一模拟转数字器ADC，每一个模拟转数字器可以是只依据一侦测器的输出产生感测资讯SI的值，如图3E、图3G、图3I所示，亦可以是轮流由多个侦测器的输出产生感测资讯SI的值，如图3F、图3H、图3J所示。感测资讯SI的值可以是平行产生也可以是序列产生，在本发明一较佳范例中，感测资讯SI的值是序列产生，可以是由一切换电路370来达成，例如将多个模拟转数字器轮流输出感测资讯SI的值，如图3E、图3G、图3I所示，或将多个积分器的输出轮流提供给一模拟转数字器来产生感测资讯SI的值，如图3F、图3H、图3J所示。

据此，在本发明一范例中，是依据多个感测器的信号产生具有多个信号值的感测资讯SI，其中每一个信号值是依据一个感测器的信号来产生，如图3B、图3E与图3F所示。在本发明另一范例中，是依据多个感测器的信号产生具有多个差值的感测资讯SI，其中每一个差值是依据一对感测器的信号来产生，如图3C、图3G与图3H所示。在本发明再一范例中，是依据多个感测器的信号产生具有多个双差值的感测资讯SI，其中每一个双差值是依据三个感测器的信号来产生，如图3D、图3I与图3J所示。

在图3E至图3J中，连接多个侦测器的导线包括但不限于导线W1，亦可以是导线W2。积分器与导线间包括但不限于直接连接，亦可以是通过切换电路来连接，如图3A所示。在本发明一范例中，感测资讯的值是由侦测电路320的至少一个侦测器以多次侦测来产生，侦测电路320是通过切换电路310由这些感测器中挑选部分的感测器来进行侦测。此外，只有被挑选的感测器被驱动单元130A驱动，例如是在自电容式侦测中。另外，亦可以是只有被挑选的感测器与部分相邻于被挑选的感测器被驱动单元130A驱动。

在本发明的一第一范例中，感测资讯可以是由一双差动电路取得，双差动电路包括：一第一级差动电路、一第二级差动电路与一量测电路，例如图3D、图3I或图3J所示。

第一级差动电路包括一对或多个第一减法器(例如开关电路325中的差动放大器)，每一个第一减法器分别依据这些感测器中的一对感测器的信号产生一第一级差值信号。

此外，第二级差动电路包括一个或多个第二减法器(例如积分电路324中的积分器)，每一个第二减法器分别依据这些第一级差值信号中的一对第一级差值信号产生一第二级差值信号。

另外，量测电路可以是如图3A的模拟转数字电路所示，可以是如图3D的积分器324与模拟转换电路ADC所组成，或是如图3I的多个积分器324、多个模拟转换电路ADC与一切换电路370所组成，亦可以是如图3I的多个积分器324、一切换电路370与一模拟转换电路ADC所组成。此外，量测电路是在一个或多个时点量测这些第二级差值信号，以产生该感测资讯。例如图3D或图3J所示，是在多个时点量测这些第二级差值信号，或如图3I所示，是在一个时点量测这些第二级差值信号。

在本发明图3D、图3I与图3J是以差动积分器324同时进行信号相减与量测，其中信号量测可再包括以模拟转换电路ADC产生一数字值。前述相关图示与说明仅为本发明范例之一，并非用以限制本发明，本技术领域的普通技术人员可推知信号相减与信号量测可以是以不同电路施行，例如先经过一减法器再经过一积分器，在此不再叙述。

在前述双差动电路中，感测资讯的每一个值分别是由这些第二级差值信号之一产生，并且每一个第二级差值信号分别是由所述一对第一级差值信号的一第一差值信号与一第二差值信号产生，其中第一差值信号是分别依据这些感测器的一第一感测器与一第二感测器的信号产生，并且第二差值信号是分别依据这些感测器的第二感测器与一第三感测器的信号产生。换言之，感测资讯的每一个值分别相应于这些感测器中三个感测器的信号。

在本发明的一第二范例中，感测资讯可以是由一差动电路取得，差动电路包括：一个或多个减法器与一量测电路，例如图3C、图3G或图3H所示。在这些减法器中，每一个减法器分别依据一对感测器的信号产生一差值信号。量测电路则量测这些差值信号，以产生一差动感测资讯，其中感测资讯的每一个值分别是由差动感测资讯的一对值的差值。

此外，量测电路是在一个或多个时点量测这些差值信号，以产生该感测资讯。例如图3C或图3H所示，是在多个时点量测这些差值信号，或如图3G所示，是在一个时点量测这些差值信号。

在图3C、图3G或图3H，减法器与量测电路的部分可以是由积分器324来实施。前述相关图示与说明仅为本发明范例之一，并非用以限制本发明，本技术领域的普通技术人员可推知信号相减与信号量测可以是以不同电路施行，例如先经过一减法器再经过一积分器，在此不再叙述。

此外，感测资讯的每一个值分别是差动感测资讯的一第一差值与一第二差值的差值，其中第一差值是分别依据这些感测器的一第一感测器与一第二感测器的信号产生，并且第二差值是分别依据这些感测器的第二感测器与一第三感测器的信号产生。换言之，感测资讯的每一个值分别相应于这些感测器中三个感测器的信号。

在本发明的第三范例中，感测资讯可以是由一量测电路取得，如图3B、图3E或图3F所示。量测电路在一个或多个时点量测这些感测器的信号，以产生一初始感测资讯，感测资讯是依据初始感测资讯产生，其中感测资讯的每一个值分别是由初始感测资讯的三个值产生。

此外，量测电路是在一个或多个时点量测这些第二级差值信号，以产生该感测资讯。例如图3B或图3F所示，是在多个时点量测这些第二级差值信号，或如图3E所示，是在一个时点量测这些第二级差值信号。

感测资讯的每一个值分别是一第一差值与一第二差值的差或和，其中第一差值为初始感测资讯的三个值的前两个值的差值，并且第二差值为初始感测资讯的三个值的后两个值的差值。换言之，所述初始感测资讯的三个值分别是一第一值、一第二值与一第三值，感测资讯的每一个值分别是(第二值-第一值)-(第三值-第二值)、(第一值-第二值)-(第二值-第三值)、(第二值-第一值)+(第二值-第一值)或(第一值-第二值)+(第三值-第二值)。前述初始感测资讯的每一个值是依据这些感测器之一的信号产生，换言之，感测资讯的每一个值分别相应于这些感测器中三个感测器的信号。

在发明的一范例中，感测资讯中的每一个触碰相关感测资讯具有两个零交会处，并且被外部物件接近或触碰的位置是依据每一个触碰相关感测资讯判断出来。在发明的另一范例中，触碰相关感测资讯位于感测资讯最前面部分或最后面部分，外部物件仅部分接近或触碰感测装置的主动区边缘，而不具有两个零交会处，需要例外处理。

此外，前述的时点可以是包括但不限于经过一个或多个时脉，或一个或多个时脉的部分。

再者，上述感测资讯的取得与产生可以是由前述控制器160来实施，上述双差动电路、差动电路与量测电路亦可以是由控制器160来实施。

在本发明中，感测器可以是由多个导电片与连接导线所构成，例如是由多个连结导线串连一连串的菱形或方形导电片所构成。在结构上，第一感测器140A与第二感测器140B的导电片可以是排列不同平面，亦可以是排列在相同平面。例如，第一、第二感测层120A、120B间隔着一绝缘层或一压阻(piezoresistive)层，其中压阻层可以是由异方性导电胶所构成。又例如，第一感测器140A与第二感测器140B的导电片大体上排列在同一平面，第一感测器140A的连接导线跨过第二感测器140B的连接导线。此外，第一感测器140A的连接导线与第二感测器140B的连接导线间可配置一垫片，垫片可以是由绝缘材质或压阻材质所构成。

因此，在本发明一范例中，每一感测器感测一感测范围，并且是由多个感测器来感测，这些感测器包含多个第一感测器与多个第二感测器，这些第一感测器间的感测范围平行，并且这些第二感测器间的感测范围平行，这些第一、第二感测器的平行感测范围交叠构成一交叠区阵列。例如这些第一、第二感测器分别为横向与纵向排列的两列红外线接收器，分别感测垂直与水平的平行扫瞄范围，垂直与水平的平行扫瞄范围交错处构成一交叠区阵列。又例如上述垂直与水平的平行扫瞄范围由电容式或电阻式的多条交叠的感测器来实施。

感测资讯转换(Conversion of Touch Sensitive Information)

上述感测资讯的信号值、差值、双差值间可以相互转换。在本发明提供的一第一转换方式中，是将连续的信号值转换成连续的差值，每一个差值为一对相邻或不相邻信号值的差值。

在本发明提供的一第二转换方式中，是将连续的信号值转换成连续的双差值，每一个双差值为两对信号值的差值和或差。

在本发明提供的一第三转换方式中，是将连续的差值转换成连续的信号值，以每一个差值加上在前或在后所有差值来产生相应的信号值，组成连续的信号值。

在本发明提供的一第四转换方式中，是将连续的差值转换成连续的双差值，每一个双差值为相邻或不相邻的一对差值的和或差。

在本发明提供的一第五转换方式中，是将连续的双差值转换成连续的差值，以每一个双差值加上在前或在后所有双差值来产生相应的差值，组成连续的差值。

在本发明提供的一第六转换方式中，是将连续的双差值转换成连续的信号值。在本发明的一范例中，是以每一个双差值加上在前所有双差值来产生相应的差值，组成连续的差值，再以每一个差值减去在后所有的差值来产生相应的信号值，组成连续的信号值。在本发明的另一范例中，是以每一个双差值减去在前所有双差值来产生相应的差值，组成连续的差值，再以每一个差值加上在后所有的差值来产生相应的信号值，组成连续的信号值。

前述加上在前或在后的所有差值或双差值可以是以向前或向后累加或累减方式来依序产生相应的信号值或差值。

上述的转换方式包括但不限于一维度感测资讯的转换，本技术领域的普通技术人员可推知上述的转换方式亦可以应于于二维度感测资讯或三维度以上的感测资讯。此外，本技术领域的普通技术人员可推知上述的转换方式的作业可以是由前述控制器160或主机170来执行。

据此，在本发明一范例中，是将侦测到的第一形式的感测资讯(如一维度、二维度感测资讯)转换成用于位置分析的感测资讯。在本发明另一范例中，是将侦测到的第一形式的感测资讯转换成一第二形式的感测资讯，再将第二形式的感测资讯转换成用于位置分析的感测资讯，例如由连续的双差值转换成连续的信号值。

一维度位置分析(One Dimension Position Analysis)

本发明提供的一第一种位置分析是依据感测资讯中多个差值分析出零交会处(zero-crossing)的位置作为外部物件相应的位置。本技术领域的普通技术人员可推知位置分析可以是包括但不限于外部物件接近与触碰的判断，亦即外部物件相应的位置的判断包括但不限于外部物件接近与触碰的判断。

在本发明一范例中，是搜寻包含一正值与一负值的一对邻近差值，即零交会处两侧的一对正值与负值，再判断出这对邻近的差值间零交会处的位置，例如依据这对邻近的差值产生一斜率来判断出零交会处。此外，更可以是依据正值与负值的出现的先后顺序配合邻近的差值间零交会处的判断。前述的这对邻近的差值可以是相邻的差值，亦可以中间包含至少一零值的非相邻的差值。此外，可以是以一预设的排列顺序来搜寻这对邻近正值与负值，例如是搜寻先出现正值再出现负值的一对邻近正值与负值。

在本发明另一范例中，是利用一门槛限值决定搜寻零交会处的起始位置，由起始位置搜寻包含一正值与一负值的一对邻近的差值，再依据这对邻近的差值判断出零交会处的位置。本技术领域的普通技术人员可推知在差值表示的感测资讯中，相应于外部物件接近或触碰的感测资讯大于一正门槛限值或小于一负门槛限值时，以此门槛限值所进行的搜寻包括但不限于对外部物件接近或触碰的判断。换言之，在扫描感测资讯的过程中，每当感测资讯大于一正门槛限值或小于一负门槛限值时，可判断出感测资讯存在相应一外部物件接近或触碰的零交会处。

例如以一门槛限值产生相应于正值的差值的二值化值，例如小于门槛限值(如正门槛限值)的差值以0或伪值(false)代表，并且大于门槛限值的差值以1或真值(true)代表，以相邻差值为10的1处或真值及伪值的真值处为起始位置，零交会处的搜寻方向为向后搜寻。同样地，可以是以大于门槛限值(如负门槛限值)的差值以0或伪值(false)代表，并且小于门槛限值的差值以1或真值(true)代表，以相邻差值为01的1处或真值及伪值的真值处为起始位置，零交会处的搜寻方向为向前搜寻。

例如表一及图4A为以门槛限值判断外部物件接近或触碰的范例。

表一

范例中包括相应15个感测器的信号值与差值，以及利用一正门槛限值T1(以4为例)及一负门槛限值T2(以-4为例)的判断结果。在利用正门槛限值的判断结果中，起始位置10的1处，即第4个差值与第10个差值，在图示中以直纹棒为例，代表有两个外部物件接近或触碰。同样地，在利用负门槛限值的判断结果中，起始位置为相邻差值为01的1处，即第5个差值与第12个差值，在图示中以横纹棒为例，代表有两个外部物件接近或触碰。本技术领域的普通技术人员可推知起始位置的数量相应于外部物件接近或触碰的数量，本发明不限于本范例中的2个外部物件接近或触碰的数量，亦可以是1个或更多个。

在本发明另一范例中，是利用一第一门槛限值与一第二门槛限值决定搜寻零交会处的区间，包括但不限于判断出一外部物件的接近或触碰，再由区间内搜寻零交会处的位置。例如以一第一门槛限值产生相应于正值的差值的二值化值，例如小于门槛限值的差值以0(或伪值(false))代表，并且大于门槛限值的差值以1(或真值(true))代表，以相邻两差值为10处的1为起始位置。此外，以第二门槛限值产生相应于负值的差值的二值化值，例如大于门槛限值的差值以0(或伪值)代表，并且小于门槛限值的差值以1(或真值)代表，以相邻两差值为01处的1为结束位置。另外，将起始位置、结束位置配对决定搜寻零交会处的区间。在本发明的一范例中，是以起始位置(如10处中的1位置)与结束位置(如01处中的1位置)间的斜率判断出零交会处。本技术领域的普通技术人员可推知上述起始位置与结束位置可分别互换为结束位置与起始位置。本技术领域的普通技术人员亦可推知可以是起始位置为01的1处并且结束位置为10的1处来判断出触碰相关感测资讯。

例如以前述图4A与表一为例，配对后的第一个搜寻零交会处的区间为第4个与第5个差值间，配对后的第二个搜寻零交会处的区间为第10个与第12个差值间。

本技术领域的普通技术人员可推知正门槛限值的扫描与负门槛限值的扫瞄可以是同时进行(或平行处理)，区间的配对亦可以是在一起始位置被判断出后，配对在后判断出来的结束位置。

在本发明的一范例中，门槛限值是依感测资讯来产生，例如门槛限值是以所有差值的绝对值中最大者乘上一比例(如小于一的比例，例如0.9)来决定，亦可以是正门槛限值是以正差值中最大者乘上一比例来决定，或是负门槛限值是以负差值中最小者乘上一比例来决定。换言之，门槛限值可以是固定的或是动态的。因此，门槛限值的绝对值较大时，有可能发生相应的外部物件的接近或触碰在利用正门槛限值的扫描中被判断出来，但在利用负门槛限值的扫描中未被判断出来，反之亦然。其中较大的门槛限值较有利于滤除噪声或鬼点，较小的门槛限值较有利于避免漏判真实的触碰，或有利于判断外部物件的接近。

从上述说明中可推知，相应于同一外部物件的接近或触碰，不论是由正门槛限值来判断出起始位置后向后搜寻，或是由负门槛限值来判断出起始位置后向前搜寻，皆会搜寻到相同的零交会处。因此，在本发明的一范例中，是分别利用正门槛限值与负门槛限值扫描起始位置，由起始位置搜寻零交会处，依据搜寻到的零交会处的数量判断被外部物件接近或触碰的数量，并进一步判断零交会处的位置。当相应于外部物件触碰或接近的零交会处两侧的一对正值与负值是先正值再负值，依据正门槛限值判断出的起始位置是向后搜寻零交会处，而依据负门槛限值判断出的起始位置是向前搜寻零交会处，反之亦然。另外，相应于同一外部物件的接近或触碰不必然能在利用正门槛限值与负门槛限值扫描时都判断出起始位置。

本发明提供的一第二种位置分析是依据感测资讯中多个信号值或双差值分析出质心(centroid)位置(重心位置或加权平均位置)作为外部物件相应的位置。

在本发明一范例中，是利用一门槛限值决定用于判断质心位置的信号值或双差值。如图4B至图4D所示，可以是以一门槛限值产生相应于信号值或双差值的二值化值，例如小于门槛限值的信号值或双差值以0或伪值(false)代表，并且大于门槛限值的信号值或双差值以1或真值(true)代表。在本例中是以1或真值代表的信号值或双差值为用于判断质心位置的信号值或双差值。本技术领域的普通技术人员可推知其他以一门槛限值决定用于判断质心位置的信号值或双差值的方式，例如是以1或真值代表的信号值或双差值再加上两侧相邻的多个信号值或双差值为用于判断质心位置的信号值或双差值。又例如是以相邻的连续1或真值代表的信号值或双差值中相对中央的信号值或双差值向前与向后分别取i与j个信号值或双差值作为用于判断质心位置的信号值或双差值。

在本发明另一范例中，是将连续的信号值或双差值转换为连续差值，以分析出零交会处相应的信号值或双差值作为中央的信号值或双差值，再以中央的信号值或双差值向前与向后分别取i与j个信号值或双差值作为用于判断质心位置的信号值或双差值。

在本发明另一范例中，是以连续差值分析出零交会处，并且将连续的差值转换为连续的信号值或双差值，再分析出零交会处相应的信号值或双差值作为中央的信号值或双差值，然后以中央的信号值或双差值向前与向后分别取i与j个信号值或双差值作为用于判断质心位置的信号值或双差值。

假设以第n个信号值向前及向后分别取i个及j个信号值作为质心计算范围，依据质心计算范围中的每个信号值C_k及每个信号值所在位置X_k判断质心位置C_centroid，如下。

$C_{\mathrm{centroid}}=\frac{\underset{k=n-i}{\overset{n+j}{\mathrm{\Σ}}}{X}_k{C}_k}{\underset{k=n-i}{\overset{n+j}{\mathrm{\Σ}}}{C}_k}$

其中，X_k可以是一维度座标(如X座标或Y座标)，或是二维度座标(如(X，Y))。

假设第k-1个信号值与第k个信号值间的差值为D_k，并且一第k个双差值为DD_k＝D_k-1-D_k＝(C_k-C_k-1)-(C_k+1-C_k)＝2C_k-C_k-1+C_k+1，假设以第n个双差值DD_n向前及向后分别取i个及j个双差值作为质心计算范围，依据质心计算范围中的每个双差值DD_k判断质心位置DD_centroid，如下。

${\mathrm{DD}}_{\mathrm{centroid}}=\frac{\underset{k=n-i}{\overset{n+j}{\mathrm{\Σ}}}{X}_k{\mathrm{DD}}_k}{\underset{k=n-i}{\overset{n+j}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{DD}}_k}$

其中，X_k可以是一维度座标(如X座标或Y座标)，或是二维度座标(如(X，Y))。本技术领域的普通技术人员可推知当第k个双差值为DD_k＝(C_k-C_k-2)-(C_k+2-C_k)＝2C_k-C_k-2+C_k+2时的质心位置计算，在此不再叙述。

在本发明另一范例中，用于判断质心位置的信号值或双差值是减去一基础值后再进行质心位置的判断。例如，基础值可以是所有信号值或双差值的平均值、用于判断质心位置的信号值或双差值两侧多个信号值或双差值的平均值、或用于判断质心位置的信号值或双差值两侧相邻多个非用于判断质心位置的信号值或双差值的平均值，本技术领域的普通技术人员可推知其他基础值的决定方式。例如，可以是依据一侧至少一信号值或双差值的一第一比例与另一侧至少一信号值或双差值的一第二比例来决定基础值。

假设以第n个信号值向前及向后分别取第i个信号值C_n-i与第j个信号值I_n+j的平均值作为基础(Base)值

并且以第n个信号值向前及向后分别取i个及j个信号值作为质心计算范围，依据质心计算范围中的每个信号值C_k减去基底信号值C_base(i，j)作为计算信号值(C_{k-Cbase(i，j)})，以判断质心位置C_centroid，如下。

$C_{\mathrm{base}(i,j)}=\frac{C_{n-i}+C_{n+j}}{2}$

$C_k-C_{\mathrm{base}(i,j)}=\frac{{2C}_k-C_{n-i}-C_{n+j}}{2}=\frac{(C_k-C_{n-i})}{2}+\frac{(C_k-C_{n+j})}{2}$

$C_{\mathrm{cnetroid}}=\frac{\underset{k=n-i}{\overset{n-i\≤k\≤n+j}{\mathrm{\Σ}}}{X}_k\left(\frac{{2C}_k-C_{n-i}-C_{n+j}}{2}\right)}{\underset{k=n-k}{\overset{n-i\≤k\≤n+j}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{2C}_k-C_{n-i}-C_{n+j}}{2}}=\frac{\underset{k=n-i}{\overset{n-i\≤k\≤n+j}{\mathrm{\Σ}}}{X}_k({2C}_k-C_{n-i}-C_{n+j})}{\underset{k=n-i}{\overset{n-i\≤k\≤n+j}{\mathrm{\Σ}}}({2C}_k-C_{n-i}-C_{n+j})}$

其中，X_k可以是一维度座标(如X座标或Y座标)，或是二维度座标(如(X，Y))。

据此，本发明提供的一第三种位置分析是依据感测资讯中多个差值分析出质心(centroid)位置(重心位置或加权平均位置)作为外部物件相应的位置。

假设第k-1个信号值C_k-1与第k个信号值C_k间的差值为D_k。

(C_k-C_n-i)＝D_n-(i-1)+D_n-(i-2)+...+D_k

(C_k-C_n+j)＝-(D_k+1+D_k+2+...+D_n+j)

$C_k-C_{\mathrm{base}(i,j)}=\frac{{2C}_k-C_{n-i}-C_{n+j}}{2}$

$=\frac{(D_{n-(i-1)}+D_{n-(i-2)}+...+D_k)-(D_{k+1}+D_{k+2}+...+D_{n+j})}{2}$

$C_k-C_{\mathrm{base}(i,j)}=\frac{\underset{s=n-(i-1)}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{D}_s-\underset{s=k+1}{\overset{n+j}{\mathrm{\Σ}}}{D}_s}{2}$

$C_{\mathrm{cnetroid}}=\frac{\underset{s=n-i}{\overset{n-i\≤k\≤n+j}{\mathrm{\Σ}}}{X}_s\left(\frac{\underset{s=n-(i-1)}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{D}_s-\underset{s=k+1}{\overset{n+j}{\mathrm{\Σ}}}{D}_s}{2}\right)}{\underset{s=n-i}{\overset{n-i\≤k\≤n+j}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\underset{s=n-(i-1)}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{D}_s-\underset{s=k+1}{\overset{n+j}{\mathrm{\Σ}}}{D}_s}{2}}=\frac{\underset{s=n-i}{\overset{n-i\≤k\≤n+j}{\mathrm{\Σ}}}{X}_k(\underset{s=n-(i-1)}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{D}_s-\underset{s=k+1}{\overset{n+j}{\mathrm{\Σ}}}{D}_s)}{\underset{s=n-i}{\overset{n-i\≤k\≤n+j}{\mathrm{\Σ}}}(\underset{s=n-(i-1)}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{D}_s-\underset{s=k+1}{\overset{n+j}{\mathrm{\Σ}}}{D}_s)}$

据此，质心位置(C_centroid)可以是依据信号值间的差值来求出，其中质心计算范围中的差值为D_n-(i-1)，D_n-(i-2)，...，D_k，D_k+1，...，D_n+j，D_n+(j+1)。换言之，质心位置C_centroid可以是以质心计算范围中的差值来计算得出。

例如下列范例，假设要以第n个信号值向前及向后分别取1信号值来判断质心位置(C_centroid)，可以质心计算范围中的差值(如D_n-1，D_n，D_n+1，D_n+2)计算，证明如下。

D_n-1＝C_n-1-C_n-2

D_n＝C_n-C_n-1

D_n+1＝C_n+1-C_n

D_n+2＝C_n+2-C_n+1

$C_{\mathrm{base}\left(\mathrm{2,2}\right)}=\frac{C_{n-2}+C_{n+2}}{2}$

$C_{n-1}-C_{\mathrm{base}\left(\mathrm{2,2}\right)}=\frac{{2C}_{n-1}-C_{n-2}-C_{n+2}}{2}=\frac{D_{n-1}-D_n-D_{n+1}-D_{n+2}}{2}$

$C_n-C_{\mathrm{base}\left(\mathrm{2,2}\right)}=\frac{{2C}_n-C_{n-2}-C_{n+2}}{2}=\frac{D_{n-1}-D_n-D_{n+1}-D_{n+2}}{2}$

$C_{n+1}-C_{\mathrm{base}\left(\mathrm{2,2}\right)}=\frac{{2C}_{n+1}-C_{n-2}-C_{n+2}}{2}=\frac{D_{n-1}-D_n-D_{n+1}-D_{n+2}}{2}$

$C_{\mathrm{centroid}}=\frac{X_{n-1}(C_{n-1}-C_{\mathrm{base}(2,2)})+X_n(C_n-C_{\mathrm{base}\left(\mathrm{2,2}\right)})+X_{n+1}(C_{n+1}-C_{\mathrm{base}\left(\mathrm{2,2}\right)})}{(C_{n-1}-C_{\mathrm{base}\left(\mathrm{2,2}\right)})+(C_n-C_{\mathrm{base}\left(\mathrm{2,2}\right)})+(C_{n+1}-C_{\mathrm{base}\left(\mathrm{2,2}\right)})}$

C_centroid＝(X_n-1(D_n-1-D_n-D_n+1-D_n+2)+X_n(D_n-1+D_n-D_n+1-D_n+2)+X_n+1(D_n-1+D_n+D_n+1-D_n+2))/((D_n-1-D_n-D_n+1-D_n+2)+(D_n-1+D_n-D_n+1-D_n+2)+(D_n-1+D_n+D_n+1-D_n+2))

本技术领域的普通技术人员可推知以第n个信号值、差值、或双差值向前及向后分别取i个及j个信号值、差值、或双差值以作为质心计算范围的方式可应用于判断质心位置的信号值、差值、或双差值上，反之亦然。

由上述说明中可推知，本发明借由对感测资讯的分析，来进行位置侦测，感测资讯包括但不限于初始取得的信号值、差值或双差值，亦可以是包括但不限于由初始取得的感测资讯所转换的信号值、差值或双差值。因此借由分析相应于同一外部物件的两个不同轴向(如X轴与Y轴)上的一维度或二维度感测资讯，亦即借由两个不同轴向的一维度或二维度位置分析，可获得外部物件在两个不同轴向上的位置(或座标)，构成一二维度位置(或二维度座标)。

本技术领域的普通技术人员可推知上述的一维度位置分析的作业可以是由前述控制器160或主机170来执行。

二维度位置分析(One Dimension Position Analysis)

二维度感测资讯可以是由多个一维度感测资讯所组成，其中每一个一维度感测资讯包括相应于多个第一一维度位置的感测资讯，并且每一个一维度感测资讯分别相应于一个第二一维度的位置。因此，二维度位置分析可以是至少包括对多个一维度触敏资讯分别进行一维度位置分析，亦即二维度位置分析可以是至少包括多个一维度位置分析。

此外，在本发明的一第一范例中，任一外部物件在各第一维度感测资讯上的第一一维度质心位置，为一二维度位置(如二维度座标(第一一维度质心位置，第一维度感测资讯的第二一维度的位置))，可被用来计算外部物件的二维度质心位置(或几何中心)，其中每一个一维度质心位置的加权值可以是外部物件在相应第一维度感测资讯上的信号值或双差值(如第一维度感测资讯上的最邻近一维度质心位置的两信号值或双差值之一或其平均值、内插值)，或是外部物件在相应第一维度感测资讯上的信号值或双差值的总和。

因此，二维度位置分析可以是先对各第一维度感测资讯的一维度位置分析，依据每一个外部物件所相应的至少一二维度位置，分析出每一外部物件的二维度质心位置。

此外，在本发明的一第二范例中，二维度位置分析可以是包括对一第一轴向(或第一一维度)上的多个一维度感测资讯分别进行一维度位置分析，依据每一个外部物件在第一轴向上所相应的至少一一维度位置，分析出每一个外部物件在第一轴向上的第一一维度质心位置。同样地，另外对一第二轴向(或第二维度)上的多个一维度感测资讯进行一维度位置分析，依据每一个外部物件在第二轴向上所相应的至少一一维度位置，分析出每一个外部物件在第二轴向上的第二一维度质心位置。借由配对每一个外部物件在第一轴向上的第一一维度质心位置与在第二轴向上的第二一维度质心位置，可分析出每一个外部物件的一二维度位置。

换言之，二维度位置分析可以是借由两个不同轴向上的二维度感测资讯(如第一轴向上的二维度感测资讯与第二轴向上的二维度感测资讯)进行一维度位置分析，来分析出每一个外部物件的二维度位置。

另外，在本发明的一第三范例中，二维度位置分析可以是在一第一轴向的多个一维度感测资讯分析相应于各外部物件的一维度质心位置，并依据各一维度感测资讯相应的二维度位置，判断在第一轴向上相应于每一个外部物件的每一个一维度质心位置的二维度位置。二维度位置分析另外在一第二轴向的多个一维度感测资讯分析相应于各外部物件的一维度质心位置，并依据各一维度感测资讯相应的二维度位置，判断在第一轴向上相应于每一个外部物件的每一个一维度质心位置的二维度位置。二维度位置分析再依据每一个外部物件在第一、第二轴向上相应的所有一维度质心位置的二维度位置分析出出二维度质心位置。

本技术领域的普通技术人员亦可推知，二维度感测资讯可以经由影像处理程序来判断出各外部物件的位置，例如可以用分水岭演算法或其他影像处理来进行位置分析。又例如可以是以分水岭演算法分析出各分水领的位置，再以各分水领的位置邻近的感测资讯进行质心位置的计算，以取得较精确的位置。

在本发明一第四范例中，初始取得的多个一维度感测资讯是由信号值或双差值表示，构成一二维度感测资讯所呈现的影像(或阵列)，可以是用分水岭演算法或其他影像处理来进行位置分析。亦可以是利用连接元件(connected component)演算法，将影像中相连的部分分析出来，判断出每一个外部物件的影像，进一步分析出位置或是哪种外部物件，如手、手掌或笔。

在本发明一第五范例中，初始取得的多个一维度感测资讯是由差值表示，再转换成为信号值或双差值，以构成一二维度感测资讯所呈现的影像(或阵列)，可以是用分水岭演算法或其他影像处理来进行位置分析。

在本发明一第六范例中，初始取得的多个一维度感测资讯是由差值表示，经由对每一个一维度感测资讯的位置分析，判断出每一个零交会处的位置，以及每个零交会处的位置上的信号值或双差值，以构成一二维度感测资讯所呈现的影像(或阵列)，可以是用分水岭演算法或其他影像处理来进行位置分析。

零交会处的双差值可以是直接相邻的两个差值来产生，例如零交会处位于第k-1个差值与第k个差值之间，零交会处的双差值可以是DD_k＝D_k-1-D_k。零交会处的信号值可以是将整个代表一维度感测资讯的差值转换成信号值后再产生，亦可以是以最接近零交会处的多个差值来产生。例如，零交会处最近第n个信号值，分别以第n个信号值向前及向后分别取第i个信号值C_n-i与第j个信号值I_n+j的平均值作为基础(Base)值 $C_{\mathrm{base}(i,j)}(C_{\mathrm{base}(i,j)}=\frac{C_{n-i}+C_{n+j}}{2}),$ 以 $C_n-C_{\mathrm{base}(i,j)}=\frac{{2C}_n-C_{n-i}-C_{n+j}}{2}$ 来作为信号值，则

$C_n-C_{\mathrm{base}(i,j)}=\frac{{2C}_n-C_{n-i}-C_{n+j}}{2}$

$=\frac{(D_{n-(i-1)}+D_{n-(i-2)}+...+D_n)-(D_{n+1}+D_{n+2}+...+D_{n+j})}{2}.$

换言之，由第n-(i-1)个差值至第n+j个之间的差值，可判断出零交会处的信号值。

在本发明一第七范例中，初始取得的多个一维度感测资讯是由信号值与双差值表示，再转换成为差值，经由对每一个一维度感测资讯的位置分析，判断出每一个零交会处的位置，配合每个零交会处的位置上的信号值或双差值，以构成一二维度感测资讯所呈现的影像(或阵列)，可以是用分水岭演算法或其他影像处理来进行位置分析。

在本发明一第八范例中，在取得第一轴向上的二维度感测资讯的同时或过程中，亦取得第二轴向上的一维度感测资讯。在进行第一轴向上的二维度感测资讯的位置分析后，可获得每一个外部物件在第一轴向上的一维度位置或二维度位置。此外，在进行第二轴向上的一维度感测资讯的位置分析后，可获得每一个外部物件在第二轴向上的一维度位置。第二轴向上的一维度位置可与第一轴向上的一维度位置配对成为二维度位置，亦可以用来取代或校正第一轴向上的二维度位置中的第二轴向上的位置。

本技术领域的普通技术人员可推知上述的二维度位置分析的作业可以是由前述控制器160或主机170来执行。此外，在本发明一范例中，相应于同一外部物件接近或触碰的各一维度质心位置与至少一个其他相应于相同外部物件接近或触碰的一维度质心位置的一维度距离或二维度距离在一门槛限值内。在本发明另一范例中，相应于同一外部物件接近或触碰的各一维度质心位置的加权值大于一门槛限值。

在以下说明中，一触碰相关感测资讯可以是一感测资讯中的一个触碰相关感测资讯或多个触碰相关感测资讯之一，针对一触碰相关感测资讯的相关操作包括但不限于应用于特定的触碰相关感测资讯，亦可能应于可适用于本发明的所有触碰相关感测资讯。

请参照图5所示，为依据本发明的一第一实施例所提出的一种信号量测的方法。如步骤510所示，以一致能信号定义一时脉周期内至少一侦测时段，并且，如步骤520所示，以一同步信号定义时脉周期的一前半周期与一后半周期。此外，如步骤530所示，依据致能信号在至少一侦测时段对一对输入的信号差进行一积分量测，并且，如步骤540所示，依据同步信号交换这对输入的信号源。

例如图3C、图3G与图3H所示，由一致能信号在每一个侦测时段致能开关电路323，并且在所有侦测时段外让开关电路323失能。例如，致能信号只要在每一个侦测时段升为高准位，在所有侦测时段外降为低准位，而开关电路323只在致能讯为高准位时，提供一对信号源(如输入312与313的信号)给积分器324。在本发明的一范例中，致能信号只要在前半周期或后半周期内有至少一侦测时段。在本发明的另一范例中，致能信号在前半周期与后半周期都具有至少一侦测时段。

同样地，同步信号是前半周期为高准位，并且在后半周期为低准位，开关电路323内每一个开关在高准位时耦合于接点P1，并且在低准位时耦合于接点P2。换言之，这对信号源(如输入312与313耦合的电路)的一第一信号源与一第二信号源是在前半周期分别耦合于这对输入(如积分器324的一对输入)的一第一输入与一第二输入，并且在后半周期分别耦合于这对输入的第二输入与第一输入。

另外，积分量测是量测这对信号源在至少一时脉周期的至少一侦测时段的信号差。例如先前所述，开关电路323只有在每一个侦测时段提供信号源的信号给积分器324，因此积分器324只有在每一个侦测时段进行积分量测。此外，积分量测的是这对信号源的信号差。例如，积分器324包括一差动积分器Cint，依据开关电路323经这对输入提供的这对信号源的信号，产生这对信号源的信号差。本技术领域的普通技术人员可推知其他积分一对输入的信号差的方式，例如这对输入先经过一对差动放大器，再由一积分器积分，或者是这对输入是由一差动模拟转数字器产生数字信号差。此外，每一次积分量测经过的周期数可以是以一重置信号Sreset来定义，也就是积分器324是在每一次被提供重置信号Sreset后，重新进行一次新的积分量测。

如先前所述，侦测时段可以是将时脉周期切割成多个时槽(如前述的时段)，借由侦测这些时槽中信号较佳的时槽作为侦测时段。例如，所述的至少一侦测时段包括一数量的时槽，其至少一侦测时段的信号差累积量(积分量测的信号差累积量)的大于相同数量的其他时槽的信号差累积量。

因此，依据上述说明，本实例更提供一种信号量测的装置，包括：提供一致能信号的装置，如上述控制器160，该致能信号定义一时脉周期内至少一侦测时段；提供一同步信号的装置，如上述控制器160，该同步信号定义该时脉周期的一前半周期与一后半周期；进行一积分量测的装置，如积分器324，是依据该致能信号在该至少一侦测时段对一对输入的信号差进行一积分量测；以及交换该对输入的信号源的装置，如开关电路323，是依据该同步信号交换该对输入的信号源。本具体实施例的其他相关说明已皆示于先前叙述中，在此不再叙述。

请参照图6所示，为依据本发明的第二实施例提供的一种信号量测的方法。如步骤610所示，以一致能信号定义一时脉周期内至少一侦测时段，并且，如步骤620所示，以一同步信号定义时脉周期的一前半周期与一后半周期。接下来，如步骤630所示，依据同步信号交换一第一减法器的一第一对输入的信号源，第一减法器的一第一输出提供第一对输入的信号差，并且，如步骤640所示，依据同步信号交换一第二减法器的一第二对输入的信号源，第二减法器的一第二输出提供第二对输入的信号差。另外，如步骤650所示，依据致能信号在至少一侦测时段对第一输出与第二输出的信号差进行一积分量测。

例如图3D、图3I与图3J所示，由一致能信号在每一个侦测时段致能开关电路325，并且在所有侦测时段外让开关电路325失能。例如，致能信号只要在每一个侦测时段升为高准位，在所有侦测时段外降为低准位，而开关电路325只在致能讯为高准位时，提供一对信号源(如输入314与315的信号，或输入315与316)给减法器，以产生这对信号源的信号差(如第一输出或第二输出的信号)。在本发明的一范例中，致能信号只在前半周期或后半周期内有至少一侦测时段。在本发明的另一范例中，致能信号在前半周期与后半周期都具有至少一侦测时段。

同样地，同步信号是前半周期为高准位，并且在后半周期为低准位，开关电路325内每一个开关在高准位时耦合于接点P1，并且在低准位时耦合于接点P2。换言之，一对信号源(如输入314与315，或输入315或316)的一第一信号源与一第二信号源是在前半周期分别耦合于一对输入(如减法器的一对输入)的一第一输入与一第二输入，并且在后半周期分别耦合于这对输入的第二输入与第一输入。

例如，第一对输入的信号源的一第一信号源与一第二信号源是在前半周期分别耦合于第一对输入的一第一输入与一第二输入，并且在后半周期分别耦合于第二输入与第一输入。此外，第二对输入的信号源的第二信号源与一第三信号源是在前半周期分别耦合于第二对输入的一第三输入与一第四输入，并且在后半周期分别耦合于第四输入与第三输入。

另外，积分量测是量测这对信号源在至少一时脉周期的至少一侦测时段的信号差。例如先前所述，开关电路325只有在每一个侦测时段提供信号源的信号给减法器，使得积分器324只有在每一个侦测时段由一对减法器接收第一对输入(输入314与315)的信号差(第一输出的信号)与第二对输入(输入315与316)的信号差(第二输出的信号)，因此积分器324只有在每一个侦测时段进行积分量测。此外，积分量测的是第一输出与第二输出在至少一时脉周期的至少一侦测时段的信号差。例如，积分器324包括一差动积分器Cint，依据这对开关电路325经第一输出与第二输出提供的信号，产生第一输出与第二输出的信号差。本技术领域的普通技术人员可推知其他积分量测第一输出与第二输出的信号差的方式，例如第一输出与第二输出先经过一对差动放大器，再由一积分器积分量测，或者是第一输出与第二输出是由一差动模拟转数字器产生数字信号差。此外，每一次积分量测经过的周期数可以是以一重置信号来定义，也就是积分器324是在每一次被提供重置信号后，重新进行一次新的积分量测。

如先前所述，侦测时段可以是将时脉周期切割成多个时槽(如前述的时段)，借由侦测这些时槽中信号较佳的时槽作为侦测时段。例如，所述的至少一侦测时段的第一输出与第二输出的信号差累积量大于相同数量的其他时槽的第一输出与第二输出的信号差累积量。

因此，依据上述说明，本实例更提供一种信号量测的装置，包括：提供一致能信号的装置，如控制器160，致能信号定义一时脉周期内至少一侦测时段；提供一同步信号的装置，如控制器160，同步信号定义时脉周期的一前半周期与一后半周期；交换一第一对输入的信号源的装置，如开关电路325，是依据同步信号交换一第一减法器的第一对输入的信号源，第一减法器的一第一输出提供第一对输入的信号差；交换一第二对输入的信号源的装置，如开关电路325，是依据同步信号交换第二减法器的一第二对输入的信号源，第二减法器的一第二输出提供第二对输入的信号差；进行一积分量测的装置，如积分器324，依据致能信号在至少一侦测时段对第一输出与第二输出的信号差进行积分量测。本具体实施例的其他相关说明已皆示于先前叙述中，在此不再叙述。

请参照图7所示，为依据本发明的第三具体实施例提供的一种信号量测的方法。如步骤710所示，以一致能信号定义一时脉周期内至少一侦测时段，并且，如步骤720所示，以一同步信号定义时脉周期的一前半周期与一后半周期。另外，如步骤730所示，依据同步信号提供一信号源的一信号与反向的信号之一，并且，如步骤740所示，依据致能信号在至少一侦测时段对信号或反向的信号进行一积分量测。

例如图3B、图3E与图3F所示，由一致能信号在每一个侦测时段致能开关电路321，并且在所有侦测时段外让开关电路321失能。例如，致能信号只要在每一个侦测时段升为高准位，在所有侦测时段外降为低准位，而开关电路321只在致能信号为高准位时，提供一信号源的信号与反向的信号之一(如输入311的信号)给积分器322。在本发明的一范例中，致能信号只要在前半周期或后半周期内有至少一侦测时段。在本发明的另一范例中，致能信号在前半周期与后半周期都具有至少一侦测时段。

同样地，同步信号Ssync是前半周期为高准位，并且在后半周期为低准位，开关电路321内每一个开关在高准位时耦合于接点P1，并且在低准位时耦合于接点P2。换言之，这信号源(如输入311)的信号与反向的信号之一是在前半周期的至少一侦测时段被进行积分量测，并且信号与反向的信号之另一是在后半周期的至少一侦测时段被进行积分量测。

另外，积分量测是量测这信号源在至少一时脉周期的至少一侦测时段的信号。例如先前所述，开关电路321只有在每一个侦测时段提供信号源的信号或反向的信号给积分器322，因此积分器322只有在每一个侦测时段进行积分量测。此外，积分量测的是这信号源的信号。此外，每一次积分量测经过的周期数可以是以一重置信号Sreset来定义，也就是积分器322是在每一次被提供重置信号Sreset后，重新进行一次新的积分量测。

如先前所述，侦测时段可以是将时脉周期切割成多个时槽(如前述的时段)，借由侦测这些时槽中信号较佳的时槽作为侦测时段。例如，所述的至少一侦测时段包括一数量的时槽，其中至少一侦测时段的信号或反向的信号的信号累积量大于相同数量的其他时槽的信号或反向的信号的信号累积量。

因此，依据上述说明，本实例更提供一种信号量测的装置，包括：提供一致能信号的装置，如控制器160，致能信号定义一时脉周期内至少一侦测时段；提供一同步信号的装置，如控制器160，同步信号定义时脉周期的一前半周期与一后半周期；提供一信号源的信号与反向的信号之一的装置，如开关电路321，是依据同步信号提供信号源的信号与反向的信号之一；以及进行一积分量测的装置，如积分器322，依据能信号在该至少一侦测时段对信号或反向的信号进行一积分量测。本具体实施例的其他相关说明已揭示于先前叙述中，在此不再叙述。

请参照图8A所示，为依据本发明的第四具体实施例提供的一种信号量测的方法。如步骤810所示，提供一电阻电容电路(resistor-capacitorcircuit；RC circuit)，此电阻电容电路提供至少一电容性耦合信号。如先前所述，电阻电容电路可以是被包含于电容式触控面板中，如第一感测器与第二感测器间所形成的互电容效应，或感测器与外部物件间的自电容或互电容效应。

接下来，如步骤820所示，接收一噪声同步信号，此噪声同步信号触发至少一不积分时段(non-integration period)，其中电阻电容电路在该至少一不积分时段受到一预期噪声。再接下来，如步骤830所示，提供至少一积分控制信号，至少一积分控制信号在至少一不积分时段的多个周期控制对至少一电容性耦合信号的积分量测。至少一积分控制信号可以是前述的致能信号、同步信号。之后，如步骤840所示，依据至少一积分控制信号避开所述预期噪声进行对至少一电容性耦合信号的积分量测。

在本发明的一范例中，电阻电容电路是装置于一显示器之上，例如装置于液晶显示器(LCD)上，液晶显示器在公共电极电压(Vcom)信号产生时会同时发散出噪声，如前述的预期噪声，其中公共电极电压为提供液晶电容充电的参考电压准位。由于公共电极电压信号是可预期的或是周期性的，因此可以在预期公共电极电压信号会产生的时段产生上述噪声同步信号。此外，噪声同步信号的接收与至少一积分控制信号的提供可以是由前述控制器160来执行。

另外，至少一积分电路可以是如图3B至图3J及相关说明所示，此外积分信号可以是包括前述致能信号与同步信号。例如，同步信号定义每一个时脉周期的一前半周期与一后半周期，并且致能信号定义一时脉周期内至少一侦测时段，其中积分电路在至少一侦测时段避开预期噪声对至少一电容性耦合信号的积分量测。

在本发明的一范例中，可以是由液晶显示器或其驱动电路提供前述噪声同步信号，因此可以是在公共电极电压信号产生前的一小段时间提供噪声同步信号，或者是在公共电极电压信号产生的同时提供噪声同步信号。另外，也可以是在公共电极电压信号产生后的一小段时间内提供噪声同步信号，但前提是要在前述预期噪声大量产生之前提供。

在本发明的另一范例中，可以是由一控制电路去侦测器公共电极电压信号的产生，例如是以公共电极电压信号的边缘触发(edge trigger)来提供噪声同步信号。

由于预期噪声的可预期性，因此积分量测可被设计来避开预期噪声。例如以上述噪声同步信号触发至少一不积分时段，积分量测是在不积分时段外进行。在本发明的一范例中，预期噪声可以是包括一高电位与低电位部分，或正周期与负周期部分，并且可以是跨多个时脉周期。换言之，所述至少一不积分时段可以是被包括在多个时脉周期之中。

在本发明的一范例中，不积分时段可能发生在预定要进行积分量测的时脉周期，因此在时间上与不积分时段重叠的积分量测将被延后。例如，可以是整个积分量测都延后，亦可以是由重叠的部分时段开始延后。例如，所述至少一积分电路在进行对至少一电容性耦合信号的积分量测的过程中遇到噪声同步信号触发至少一不积分时段时，积分电路依据至少一积分控制信号在每一不积分时段暂停对该至少一电容性耦合信号的积分量测，并且在每一不积分时段结束继续对至少一电容性耦合信号的积分量测。积分控制信号分布于多个时脉周期，这些时脉周期为不包括上述至少一不积分时段。

例如图8B所示，当接收到噪声同步信号时，前述致能信号将被延后，相对的重置信号也会被延后或延长，因此积分量测的信号在噪声同步信号所触发的不积分时段维持不变，亦即不进行积分量测。在本范例中，不积分时段可以是由噪声同步信号可以来定义，如不积分时段时噪声同步信号为高电位。本技术领域的普通技术人员可理解噪声同步信号亦可以是以其他的形式产生，而不积分时段可以是由预设在收到噪声同步信号后的预设时段。

请参照图3C、图3G与图3H所示，本发明更包括由至少一切换电路323依据同步信号两两交换(pairwisely interchange)至少一对输入的信号源，其中至少一积分电路是进行对至少一对输入的信号差的积分量测。

请参照图3D、图3I与图3J所示，本发明更包括由至少一开关电路325依据同步信号两两交换至少两个减法器中每一个减法器的一对输入的信号源，每一个减法器的一输出分别提供一对输入的信号差，其中每一个积分电路是分别进行对这些输出中的一对输出的信号差的积分量测。

请参照图3B、图3E与图3F所示，本发明更包括由每一个开关电路321分别依据同步信号提供一信号源的一信号与反向的信号之一，其中每一个积分电路是依据致能信号在至少一侦测时段分别进行对信号或反向的信号的积分量测。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的技术内容作出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。

Claims (22)

1.一种信号量测的方法，其特征在于包括：

提供一电阻电容电路，该电阻电容电路提供至少一电容性耦合信号；

接收一噪声同步信号，该噪声同步信号触发至少一不积分时段，其中该电阻电容电路在该至少一不积分时段受到一预期噪声；

提供至少一积分控制信号，该至少一积分控制信号在该至少一不积分时段的多个时脉周期控制对该至少一电容性耦合信号的积分量测；以及

依据该至少一积分控制信号避开该预期噪声进行对该至少一电容性耦合信号的积分量测。

2.如权利要求1所述的信号量测的方法，其特征在于该电阻电容电路被包含于一电容式触控面板。

3.如权利要求1所述的信号量测的方法，其特征在于该噪声同步信号为一显示器的一公共电极电压信号，并且该公共电极电压信号是以边缘触发来触发该至少一不积分时段，其中该预期噪声是由该显示器发出。

4.如权利要求3所述的信号量测的方法，其特征在于该噪声同步信号是依据一显示器的一公共电极电压信号产生，其中该预期噪声是由该显示器发出。

5.如权利要求1所述的信号量测的方法，其特征在于所述方法包含至少一积分电路，在进行对该至少一电容性耦合信号的积分量测的过程中，遇到该噪声同步信号触发该至少一不积分时段时，该积分电路依据该至少一积分控制信号在每一不积分时段暂停对该至少一电容性耦合信号的积分量测，并且在每一不积分时段结束继续对该至少一电容性耦合信号的积分量测。

6.如权利要求1所述的信号量测的方法，其特征在于该积分控制信号分布于多个时脉周期，所述时脉周期为不包括该至少一不积分时段。

7.如权利要求5所述的信号量测的方法，其特征在于其至少一积分控制信号包括：

一致能信号，定义一时脉周期内至少一侦测时段，其中该至少一积分电路在该至少一侦测时段避开该预期噪声对该至少一电容性耦合信号的积分量测。

8.如权利要求7所述的信号量测的方法，其特征在于该至少一积分控制信号包括：

一同步信号定义每一个时脉周期的一前半周期与一后半周期。

9.如权利要求5所述的信号量测的方法，其特征在于更包括：

依据该同步信号两两交换至少一对输入的信号源；

其中至少一积分电路是进行对该至少一对输入的信号差的积分量测。

10.如权利要求8所述的信号量测的方法，其特征在于更包括：

依据该同步信号两两交换至少两个减法器中每一个减法器的一对输入的信号源，每一个减法器的一输出分别提供该对输入的信号差；

其中每一个积分电路是分别进行对所述输出中的一对输出的信号差的积分量测。

11.如权利要求8所述的信号量测的方法，其特征在于更包括：

分别依据该同步信号提供多个信号源的每一个信号源的一信号与反向的该信号之一；

其中每一个积分电路是依据该致能信号在该至少一侦测时段分别进行对该信号或反向的该信号的积分量测。

12.一种信号量测的装置，其特征在于包括：

一电阻电容电路，提供至少一电容性耦合信号；

一控制电路，包括：

接收一噪声同步信号，该噪声同步信号触发至少一不积分时段，其中该电阻电容电路在该至少一不积分时段受到一预期噪声；以及

提供至少一积分控制信号，该至少一积分控制信号在该至少一不积分时段的多个周期控制对该至少一电容性耦合信号的积分量测；以及

至少一积分电路，依据该至少一积分控制信号避开该预期噪声进行对该至少一电容性耦合信号的积分量测。

13.如权利要求12所述的信号量测的装置，其中其特征在于该电阻电容电路被包含于一电容式触控面板。

14.如权利要求12所述的信号量测的装置，其特征在于该噪声同步信号为一显示器的一公共电极电压信号，并且该公共电极电压信号是以边缘触发来触发该至少一不积分时段，其中该预期噪声是由该显示器发出。

15.如权利要求14所述的信号量测的装置，其特征在于该噪声同步信号是依据一显示器的一公共电极电压信号产生，其中该预期噪声是由该显示器发出。

16.如权利要求12所述的信号量测的装置，其特征在于该至少一积分电路在进行对该至少一电容性耦合信号的积分量测的过程中遇到该噪声同步信号触发该至少一不积分时段时，该积分电路依据该至少一积分控制信号在每一不积分时段暂停对该至少一电容性耦合信号的积分量测，并且在每一不积分时段结束继续对该至少一电容性耦合信号的积分量测。

17.如权利要求12所述的信号量测的装置，其特征在于该积分控制信号分布于多个时脉周期，所述时脉周期为不包括该至少一不积分时段。

18.如权利要求12所述的信号量测的装置，其特征在于其至少一积分控制信号包括：

一致能信号，定义一时脉周期内至少一侦测时段，其中该至少一积分电路在该至少一侦测时段避开该预期噪声对该至少一电容性耦合信号的积分量测。

19.如权利要求18所述的信号量测的装置，其特征在于该至少一积分控制信号包括：

一同步信号定义该时脉周期的一前半周期与一后半周期。

20.如权利要求19所述的信号量测的装置，其特征在于更包括：

至少一开关电路，该至少一开关电路依据该同步信号两两交换至少一对输入的信号源；

其中该至少一积分电路是进行对该至少一对输入的信号差的积分量测。

21.如权利要求19所述的信号量测的装置，其特征在于更包括：

至少一开关电路，该至少一开关电路依据该同步信号两两交换至少两个减法器中每一个减法器的一对输入的信号源，每一个减法器的一输出分别提供该对输入的信号差；

其中每一个积分电路是分别进行对所述输出中的一对输出的信号差的积分量测。

22.如权利要求19所述的信号量测的装置，其特征在于更包括：

至少一开关电路，每一个开关电路分别依据该同步信号提供一信号源的一信号与反向的该信号之一；

其中每一个积分电路是依据该致能信号在该至少一侦测时段分别进行对该信号或反向的该信号的积分量测。

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