CN102082582B - 混沌直接序列扩频信号的发射与接收装置 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种混沌直接序列扩频信号的发射与接收装置，该发射装置包括混沌发生器组，用于生成混沌信号；信息码产生器，用于生成二进制信息码；和第一选通器，用于根据所述混沌信号对所述二进制信息码扩频加密以生成第一扩频信号。该接收装置包括混沌信号估计模块，用于计算当前时钟周期的混沌信号；和信息码估计模块，用于计算当前时钟周期的信息码。应用本发明的混沌直接序列扩频信号接收装置通过引入跟踪误差因子，能够对发射装置发送的混有噪声并且经过多径衰落的扩频信号有效的解调出信息码。

Description

混沌直接序列扩频信号的发射与接收装置

技术领域

本发明涉及电子信息技术领域，特别涉及一种混沌直接序列扩频信号的发射装置与混沌直接序列扩频信号的接收装置。

背景技术

混沌现象是非线性动力系统中出现的确定性的、类随机的过程，这种过程是非周期的、不收敛、有界、且对初始条件极端敏感。混沌信号的非周期性、宽带频谱、类噪声、对初始值极端敏感和长期不可预测的特性，使得它具有天然的隐蔽性和保密性，同时混沌系统本身又是确定性的，由非线性系统的结构、参数和初始值完全确定，因此可以方便的复制，易于实现。混沌信号的隐蔽性、易于实现的特性，使得它在通信领域有广泛的应用，尤其适合于保密通信。近年来，将混沌理论应用于保密通信已经成为非线性动力学和信息科学界的一个研究热点。

混沌直接序列扩频是实现混沌通信的一种方式之一，在这种通信方式中，二进制的信息序列直接与混沌载波相乘，实现扩频加密。然而，目前针对混沌直接序列扩频通信的研究还主要集中在理论阶段，很少有实际的硬件平台实现或工程应用。首先传统的硬件电路实现混沌通信系统的结构多是模拟系统，电路参数精度要求高，不易实现。其次，目前国际上对于混沌直接序列扩频通信解调方法的研究基本上没有考虑信道的影响，而在实际应用中，信道上的加性噪声是不可避免的。第三，目前国际上针对混沌直接序列扩频通信的研究，通常是基于有方合作通信的条件下的，即假设在接收端已知发送的混沌系统结构，包括混沌映射的方程和初值等参数。

发明内容

本发明的目的旨在至少解决上述技术缺陷之一。

为此，本发明的目的在于提出一种可以产生十种不同混沌信号的混度直接序列扩频信号的发射装置。

本发明的另一目的在于提出一种对混沌系统结构、参数和初值完全未知的混沌信号的盲解调的混沌直接序列扩频信号的接收装置。

为了实现上述目的，本发明一方面的实施例提出一种混沌直接序列扩频信号的发射装置，包括：混沌发生器组，所述混沌发生器组用于生成混沌信号；信息码产生器，所述信息码产生器用于生成二进制信息码；和第一选通器，所述第一选通器用于根据所述混沌信号对所述二进制信息码扩频加密以生成第一扩频信号。

根据本发明实施例的混沌直接序列扩频信号的发射装置，第一选通器控制混沌发生器组在每个时钟周期产生的不同混沌信号对相应时钟周期信息码产生器所产生的二进制信息码进行相乘，以实现对上述信息码的扩频加密，由此得到第一混沌直接序列扩频信号。由于本发明硬件系统基于FPGA，可操作性高，通过数字电路得到的系统稳定性高，而且实现简单。

在本发明的一个实施例中，所述第一选通器用于判断所述二进制信息码在当前时钟周期的二进制位为1或者0，并在所述二进制信息码当前时钟周期的二进制位为1时，控制所述当前时钟周期的混沌信号与所述当前时钟周期的二进制位相乘以形成第一扩频信号，以及在所述二进制信息码当前时钟周期的二进制位为0时，控制所述当前时钟周期的混沌信号取反以形成第一扩频信号。

在本发明的一个实施例中，所述混沌直接序列扩频信号的发射装置还包括高斯噪声产生器，所述高斯噪声产生器用于产生高斯噪声；多径衰落模块，所述多径衰落模块用于对所述第一扩频信号进行多径传输以形成第二扩频信号；加法器，所述加法器用于控制所述高斯噪声和所述第二扩频信号相加以得到第三扩频信号；和第二选通器，所述第二选通器用于接收所述第一扩频信号和所述第三扩频信号并控制所述第一扩频信号和所述第三扩频信号的输出。

根据本发明一个实施例的混沌直接序列扩频信号的发射装置，通过高斯噪声产生器产生对上述第一扩频信号增加噪声，并且根据多径衰落模块对第一扩频信号模拟多径衰落传输，使第一扩频信号具有加性噪声且收到多径衰落的影响，因此，得到的第三扩频信号更加仿真，具有实际应用的意义。

在本发明的一个实施例中，所述混沌发生器组包括分别与所述第一选通器相连的第一至第十混沌发生器，所述第一至第十混沌发生器分别对应于不同的混沌映射以产生不同的混沌信号。

在本发明的一个实施例中，所述混沌直接序列扩频信号的发射装置还包括第一按键脉冲捕捉器，当所述第一按键脉冲捕捉器被第一至第十次触发时，依次选择所述第一至第十混沌发生器。

在本发明的一个实施例中，所述混沌直接序列扩频信号的发射装置还包括第二按键脉冲捕捉器，当所述第二按键脉冲捕捉器被触发时，控制所述高斯噪声产生器产生不同信噪比的高斯噪声。

在本发明的一个实施例中，产生所述信噪比为8dB或信道无噪声。

在本发明的一个实施例中，所述混沌信号为32位。

在本发明的一个实施例中，所述混沌直接序列扩频信号的发射装置设置在XtremeDSP开发板上。

本发明第二方面的实施例提出一种混沌直接序列扩频信号的接收装置，包括：混沌状态估计模块，所述混沌状态估计模块用于上述第一扩频信号或第三扩频信号、上一时钟周期的信息码和上一时钟周期的混沌信号计算当前时钟周期的混沌信号；信息码估计模块，所述信息码估计模块用于根据所述第一扩频信号或第三扩频信号、上一时钟周期的信息码和上一时钟周期的混沌状态估计信号计算当前时钟周期的信息码，并把所述当前时钟周期的信息码发送给所述混沌状态估计模块；加法器，所述加法器用于根据所述上一时钟周期的混沌信号与预定误差因子相加以形成所述上一时钟周期的混沌状态估计信号；和延迟模块，所述延迟模块用于延迟所述当前时钟周期的混沌信号一时钟周期，并把延迟后的混沌信号发送给所述混沌状态估计模块。

根据本发明实施例的混沌直接序列扩频信号的接收装置，信息码估计模块通过对上述发射装置发送的扩频信号进行计算以解调出信息码，由于信道上的加性噪声是不可避免的，上述接收装置不仅针对加性噪声信道，而且对多径衰落信道的影响能够起到抵御作用，具有重要的工程实用意义。另外，针对混沌直接序列扩频通信的研究，通常是基于有方合作通信的条件下的，即假设在接收端已知发送的混沌系统结构，包括混沌映射的方程和初值等参数。而上述接收装置通过Tent混沌映射，并根据Tent与各种混沌映射的内在关系解调出对于上述发射装置发送的混沌系统结构、参数、初值完全未知的扩频信号的信息码，因此，能够应用于扩频信号发射装置与接收装置非合作的情况，更具有实际意义。

在本发明的一个实施例中，所述混沌状态估计模块与所述信息码估计模块第一次运行时，所述上一时钟周期的信息码、所述上一时钟周期的混沌状态估计信号和所述上一时钟周期的混沌信号分别为预设估计值。

在本发明的一个实施例中，所述信息码估计模块用于根据无先导卡尔曼滤波方程计算所述下一时钟周期的信息码，其中，所述无先导卡尔曼滤波方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{b}}_{n+1}={\hat{b}}_n+v_n^{\left(2\right)}\\ z_{n+1}={\hat{b}}_{n+1}g\left({x^{\′}}_n\right)+n_n^{\left(2\right)}\end{array}\right.,$

其中，

为上一时钟周期的信息码估计值，

为当前时钟周期的信息码，x′_n为上一时钟周期的混沌信号估计值，z_n+1为所述第一或第三扩频信号，

为过程噪声，为观测噪声。

在本发明的一个实施例中，所述混沌状态估计模块根据另一无先导卡尔曼滤波方程计算所述下一时钟周期的混沌信号，其中，所述另一无先导卡尔曼滤波方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{x^{\′}}_{n+1}=g\left({x^{\′}}_n\right)+v_n^{\left(1\right)}\\ z_{n+1}=\mathrm{sgn}\left({\hat{b}}_{n+1}\right)\·{x^{\′}}_{n+1}+n_n^{\left(1\right)}\end{array}\right.,$

其中，x′_n+1为当前时钟周期的混沌信号，

为另一过程噪声，

为另一观测噪声。

在本发明的一个实施例中，所述混沌信号的预设估计值由混沌映射收敛得到，其中，所述混沌映射表达式为：

X_n+1＝A-B|X_n|，

其中，当n为0时，A、B和X₀为预设值。

在本发明的一个实施例中，当所述噪声存在时，所述信息码估计模块用于计算当前时钟周期的信息码的无先导卡尔曼滤波方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{b}}_{n+1}={\hat{b}}_n+v_n^{\left(2\right)}\\ z_{n+1}={\hat{b}}_{n+1}(g\left({x^{\′}}_n\right)+\mathrm{\α})+n_n^{\left(2\right)}\end{array}\right.,$

其中，α为所述预定误差因子。

在本发明的一个实施例中，所述混沌直接序列扩频信号的接收装置设置在XtremeDSP开发板上。

本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1为本发明一个实施例的混沌直接序列扩频信号发射装置结构图；

图2为本发明一个实施例的混沌直接序列扩频信号接收装置结构图；

图3为本发明一个实施例的图2所示接收装置的信息码估计模块结构图；

图4为本发明一个实施例的图2所示接收装置的混沌状态估计模块结构图；

图5为本发明一个实施例中的混沌直接序列扩频信号发生装置与接收装置的连接示意图；

图6为本发明一个实施例的混沌直接序列扩频信号接收装置解调信息码与真实信息码对比图；和

图7为本发明一个实施例的解调信息码在8dB信噪比下的解调误差示意图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的全部实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。

在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是机械连接或电连接，也可以是两个元件内部的连通，可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。

以下结合附图首先描述根据本发明实施例的混沌直接序列扩频信号的发射装置。

如图1所示，为根据本发明实施例的混沌直接序列扩频信号的发射装置，根据本发明实施例的混沌直接序列扩频信号发射装置100包括混沌发生器组110、信息码产生器120和第一选通器130。

其中，所述混沌发生器组110用于生成混沌信号，所述信息码产生器120用于生成二进制信息码，所述第一选通器130用于根据所述混沌信号对所述二进制信息码扩频加密以生成第一扩频信号。

具体地，在本发明的一个实施例中，上述混沌信号为32位字长，第一选通器130用于判断所述二进制信息码在当前时钟周期的二进制位为1或者0，当判断所述二进制信息码当前时钟周期的二进制位为1时，则控制当前时钟周期的混沌信号与当前时钟周期的二进制位相乘以形成第一扩频信号，以及当判断所述二进制信息码当前时钟周期的二进制位为0时，则控制当前时钟周期的混沌信号取反以形成第一扩频信号。上述第一扩频信号实现对上述信息码的扩频加密以能够通过线路传输。其中，二进制信息码为一串长度为64位的信息，信息码产生器120将其循环输出，并且每1024个时钟周期改变输出一个二进制位。

根据本发明实施例的混沌直接序列扩频信号的发射装置100，第一选通器130控制混沌发生器组110在每个时钟周期产生的不同混沌信号对相应时钟周期信息码产生器120所产生的二进制信息码进行相乘，以实现对上述信息码的扩频加密，由此得到第一扩频信号。由于本发明硬件系统基于FPGA，可操作性高，通过数字电路得到的系统稳定性高，而且成本低，简单易行。

在本发明的一个优选实施例中，混沌直接序列扩频信号发射装置100还包括高斯噪声产生器140、多径衰落模块150、加法器160和第二选通器170。

其中，高斯噪声产生器140用于产生高斯噪声，多径衰落模块150用于对第一扩频信号进行多径传输以形成第二扩频信号，加法器160用于控制所述高斯噪声和所述第二扩频信号相加以得到第三扩频信号，第二选通器170用于接收所述第一扩频信号和所述第三扩频信号并控制所述第一扩频信号和所述第三扩频信号的输出。通过高斯噪声产生器140产生对第一扩频信号增加噪声，并且根据多径衰落模块150对第一扩频信号模拟多径衰落传输，使第一扩频信号具有加性噪声且收到多径衰落的影响，因此，得到的第三扩频信号更加仿真，具有实际应用的意义。

在本发明的一个实施例中，混沌发生器组110包括分别与第一选通器130相连的第一至第十混沌发生器，第一至第十混沌发生器分别对应于不同的混沌映射以产生不同的混沌信号。

十种不同的混沌映射表达式及参数取值如表1所示：

表1

在本发明的一个实施例中，混沌直接序列扩频信号的发射装置100还包括第一按键脉冲捕捉器180和第二按键脉冲捕捉器190。其中，当第一按键脉冲捕捉器180被第一至第十次触发时，通过Chaostouse信号依次选择上述第一至第十混沌发生器，而当第二按键脉冲捕捉器190被触发时，通过SNRSel信号控制高斯噪声产生器140产生不同信噪比的高斯噪声，在本发明的一个实施例中，可以产生信道无噪声和信噪比为8dB信噪比的高斯噪声。

根据本发明实施例的混沌直接序列扩频信号的发射装置，通过第一按键脉冲捕捉器的选择，能够得到十种不同的混沌信号，因此得到十种不同的扩频信号，而对扩频信号增加噪声以及模拟多径传输，使发送的扩频信号更加具有实际应用效果。另外，该发射装置设计简单，成本低且易于实现。

以下描述本发明实施例的混沌直接序列扩频信号的接收装置。

如图2所示，为本发明一个实施例的混沌直接序列扩频信号接收装置结构图。结合图3和图4，其中图4为本发明一个实施例的接收装置的信息码估计模块结构图，图3为本发明一个实施例的接收装置的混沌状态估计模块结构图。根据本发明实施例的混沌直接序列扩频信号的接收装置200包括混沌状态估计模块210、信息码估计模块220、加法器230和延迟模块。

其中，混沌状态估计模块210用于根据上述第一扩频信号或第三扩频信号、上一时钟周期的信息码和上一时钟周期的混沌信号计算当前时钟周期的混沌信号，信息码估计模块220用于根据所述第一扩频信号或第三扩频信号、上一时钟周期的信息码和上一时钟周期的混沌状态估计信号计算当前时钟周期的信息码，并把所述当前时钟周期的信息码发送给所述混沌状态估计模块210，加法器230用于根据所述上一时钟周期的混沌信号与预定误差因子相加以形成所述上一时钟周期的混沌状态估计信号，延迟模块240用于延迟所述当前时钟周期的混沌信号一时钟周期，并把延迟后的混沌信号发送给所述混沌状态估计模块210。

具体地，在本发明的一个实施例中，假设混沌直接序列扩频信号的接收装置200构造的离散混沌表达式x′_n+1＝g(x′_n)(接收装置200预设混沌表达式为Tent映射)拟合混沌直接序列扩频信号的发射装置100的混沌表达式x_n+1＝f(x_n)。由于信息码b_k相对混沌信号{x_n}是慢变信号(信息码每隔1024个时钟周期变换一次)，因此在很短时间内估计的信息信号

根据混沌直接序列扩频的原理，第一或者第三扩频信号为z_n+1＝sgn(b_n+1)·x′_n+1，于是，可以写成如下形式：

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{b}}_{n+1}={\hat{b}}_n+v_n^{\left(2\right)}\\ z_{n+1}={\hat{b}}_{n+1}g\left({x_n}^{\′}\right)+n_n^{\left(2\right)}\end{array}\right.,---\left(1\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{x^{\′}}_{n+1}=g\left({x^{\′}}_n\right)+v_n^{\left(1\right)}\\ z_{n+1}=\mathrm{sgn}\left({\hat{b}}_{n+1}\right)\·{x^{\′}}_{n+1}+n_n^{\left(1\right)}\end{array}\right.,---\left(2\right)$

其中，

为过程噪声，

为观测噪声。以上两式是无先导卡尔曼滤波的状态方程形式，因此可以用无先导卡尔曼滤波估计上述两式的状态向量。首先用式(1)估计然后用式(2)估计出x′_n+1，再根据式(1)估计

接着根据式(2)估计x′_n+2。如此循环估计，直至第一或第三扩频信号的解调完成，并实现信息码的解调。

由于上述方法不可避免的存在混沌拟合误差导致的跟踪误差以及无先导卡尔曼滤波过程噪声引起的跟踪误差，这两个误差相互叠加会影响混沌直接序列扩频信号解调的效果。

既然跟踪误差不可避免，最好的方法就是利用它。因此通过加入跟踪误差控制因子α的方法将混沌拟合误差和过程噪声共同带来的较大的跟踪误差变成有利因素并加以利用，根据跟踪误差的值域范围不同来解调混沌直接序列扩频信号(第一或者第三扩频信号)。在式(1)中加入跟踪误差控制因子α：

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{b}}_{n+1}={\hat{b}}_n+v_n^{\left(2\right)}\\ z_{n+1}={\hat{b}}_{n+1}(g\left({x_n}^{\′}\right)+\mathrm{\α})+n_n^{\left(2\right)}\end{array}\right.,---\left(3\right)$

其中，α为跟踪误差控制因子，它可以控制估计的信息码

中对应于不同信息码的跟踪误差的值域范围，根据该误差值域范围就可以解调出信息码。

根据本发明实施例的混沌直接序列扩频信号的接收装置2，信息码估计模块通过对上述发射装置发送的扩频信号进行计算以解调出信息码，由于信道上的加性噪声是不可避免的，上述接收装置不仅针对加性噪声信道，而且对多径衰落信道的影响能够起到抵御作用，具有重要的工程实用意义。另外，针对混沌直接序列扩频通信的研究，通常是基于有方合作通信的条件下的，即假设在接收端已知发送的混沌系统结构，包括混沌映射的方程和初值等参数。而上述接收装置通过Tent混沌映射，并根据Tent与各种混沌映射的内在关系解调出对于上述发射装置发送的混沌系统结构、参数、初值完全未知的扩频信号的信息码，因此，能够应用于扩频信号发射装置与接收装置非合作的情况，更具有实际意义。

【实施例】

如图5所示，为本发明一个实施例中的混沌直接序列扩频信号发生装置与接收装置的连接示意图。从图5中能够看出，在本发明的一个实施例中，混沌直接序列扩频信号的发射装置510和混沌直接序列扩频信号的发射装置520分别在一块型号均为Xilinx XtremeDSP Development Kit IV的FPGA实验板上实现。

混沌直接序列扩频信号的发射装置510负责产生混沌直扩信号(第一或第三扩频信号)并通过AWGN信道发送给混沌直接序列扩频信号的接收装置520。混沌直接序列扩频信号的接收装置520从模数转换器获得接收端信号，使用Tent映射解调，再将收到的观测量信号以及解调得到的信息码估计通过数模转换器输出。

从图5中还可以看出共有三个按钮用来控制整个实验系统。分别控制混沌直接序列扩频信号的发射装置510使用的混沌映射，信道信噪比以及混沌直接序列扩频信号的接收装置520使用的跟踪误差控制因子α。其中，在本发明的一个实施例中，控制方式为每次按动触点开关，FPGA内部与该按钮的相连的控制器便更换一次状态。三个控制器的状态数量不同：混沌选择器共有十种状态，对应十种混沌映射；SNR选择器共有两种状态，分别对应信道无噪声和信噪比为8dB两种情况；跟踪误差控制因子选择器共有两种状态，分别对应跟踪误差控制因子α为0和跟踪误差控制因子α为0.9两种情况。

混沌直接序列扩频信号的接收装置520将解调后的二进制信息码的估计结果通过DAC发送给示波器，同时，混沌直接序列扩频信号的发射装置510也将真实发送的二进制信息码通过DAC传递给示波器，示波器对这两路信号进行采样后，将数据传送给PC机做处理，可以统计该系统在不同信道条件下的误码率。

以下为应用本发明实施例的发射装置与接收装置对计算信息码正确率进行验证。如图6所示，为本发明一个实施例的混沌直接序列扩频信号接收装置解调信息码与真实信息码对比图。其中，信号A是混沌直接序列扩频信号的发射装置510传送给混沌直接序列扩频信号的接收装置520的通过信道影响后的混沌直接序列扩频信号波形，信号C是混沌直接序列扩频信号的发射装置510发送的真实二进制信息序列，信号B是通过接收机硬件解调后得到的二进制信息码估计序列。通过对信号B的门限判决，与发送的真实二进制序列对比，可以得到系统的误码率。

如图7所示，为本发明一个实施例的解调信息码在8dB信噪比下的解调误差示意图。其中，信号7A为盲解调的信息码波形，7B为实际发送的信息码波形，7C为低通滤波结果。在本发明的一个实施例中，使用的多径信道模型为H(z)＝1-0.3z^-1+0.2z^-2。从图7中可以看出，信息码71为实际的信息码，信息码72为解的信息码，波形73为信息码估计波形，波形74为实际发送的信息码波形。在8dB的信噪比条件下，共解调10550个二进制比特位，出现1次误码，累计的误码率小于10^-4。

通过本发明实施例的混沌直接序列扩频信号的发射与接收装置，在发出混沌信号及信息码的变化频率分别为27MHz和100kHz的条件下，混沌直接序列扩频信号的接收装置能够实时给出准确的解调结果。并且在信噪比为8dB时，信道模型为H(z)＝1-0.3z^-1+0.2z^-2条件下，经多次测试得到的解调结果的误码率最高值为9.4787×10^-5，小于10^-4。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同限定。

Claims (15)

1.一种混沌直接序列扩频信号的发射装置，其特征在于，包括：

混沌发生器组，所述混沌发生器组用于生成混沌信号；

信息码产生器，所述信息码产生器用于生成二进制信息码；

第一选通器，所述第一选通器用于根据所述混沌信号对所述二进制信息码扩频加密以生成第一扩频信号；

高斯噪声产生器，所述高斯噪声产生器用于产生高斯噪声；

多径衰落模块，所述多径衰落模块用于对所述第一扩频信号进行多径传输以形成第二扩频信号；

加法器，所述加法器用于控制所述高斯噪声和所述第二扩频信号相加以得到第三扩频信号；和

第二选通器，所述第二选通器用于接收所述第一扩频信号和所述第三扩频信号并控制所述第一扩频信号和所述第三扩频信号的输出。

2.如权利要求1所述的混沌直接序列扩频信号的发射装置，其特征在于，所述第一选通器用于判断所述二进制信息码在当前时钟周期的二进制位为1或者0，并在所述二进制信息码当前时钟周期的二进制位为1时，控制所述当前时钟周期的混沌信号与所述当前时钟周期的二进制位相乘以形成第一扩频信号，以及在所述二进制信息码当前时钟周期的二进制位为0时，控制所述当前时钟周期的混沌信号取反以形成第一扩频信号。

3.如权利要求1所述的混沌直接序列扩频信号的发射装置，其特征在于，所述混沌发生器组包括分别与所述第一选通器相连的第一至第十混沌发生器，所述第一至第十混沌发生器分别对应于不同的混沌映射以产生不同的混沌信号。

4.如权利要求3所述的混沌直接序列扩频信号的发射装置，其特征在于，还包括：

第一按键脉冲捕捉器，当所述第一按键脉冲捕捉器被第一至第十次触发时，依次选择所述第一至第十混沌发生器。

5.如权利要求1所述的混沌直接序列扩频信号的发射装置，其特征在于，还包括：

第二按键脉冲捕捉器，当所述第二按键脉冲捕捉器被触发时，控制所述高斯噪声产生器产生不同信噪比的高斯噪声。

6.如权利要求5所述的混沌直接序列扩频信号的发射装置，其特征在于，产生所述信噪比为8dB或信道无噪声。

7.如权利要求1所述的混沌直接序列扩频信号的发射装置，其特征在于，所述混沌信号为32位。

8.如权利要求1-7任一项所述的混沌直接序列扩频信号的发射装置，其特征在于，所述混沌直接序列扩频信号的发射装置设置在XtremeDSP开发板上。

9.一种混沌直接序列扩频信号的接收装置，其特征在于，包括：

混沌状态估计模块，所述混沌状态估计模块用于根据如权利要求3所述第一扩频信号或第三扩频信号、上一时钟周期的信息码和上一时钟周期的混沌信号计算当前时钟周期的混沌信号；

信息码估计模块，所述信息码估计模块用于根据所述第一扩频信号或第三扩频信号、上一时钟周期的信息码和上一时钟周期的混沌状态估计信号计算当前时钟周期的信息码，并把所述当前时钟周期的信息码发送给所述混沌状态估计模块；

加法器，所述加法器用于根据所述上一时钟周期的混沌信号与预定误差因子相加以形成所述上一时钟周期的混沌状态估计信号；和

延迟模块，所述延迟模块用于延迟所述当前时钟周期的混沌信号一时钟周期，并把延迟后的混沌信号发送给所述混沌状态估计模块。

10.如权利要求9所述的混沌直接序列扩频信号的接收装置，其特征在于，所述混沌状态估计模块与所述信息码估计模块第一次运行时，所述上一时钟周期的信息码、所述上一时钟周期的混沌状态估计信号和所述上一时钟周期的混沌信号分别为预设估计值。

11.如权利要求9所述的混沌直接序列扩频信号的接收装置，其特征在于，所述信息码估计模块用于根据无先导卡尔曼滤波方程计算下一时钟周期的信息码，其中，所述无先导卡尔曼滤波方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{b}}_{n+1}={\hat{b}}_n+v_n^{\left(2\right)}\\ z_{n+1}={\hat{b}}_{n+1}g\left({x\′}_n\right)+n_n^{\left(2\right)}\end{array}\right.,$

其中，

为上一时钟周期的信息码估计值，

为当前时钟周期的信息码，x'_n为上一时钟周期的混沌信号估计值，z_n+1为所述第一或第三扩频信号，

为过程噪声，为观测噪声，g(x'_n)为混沌直接序列扩频信号的接收装置构造的离散混沌函数。

12.如权利要求9所述的混沌直接序列扩频信号的接收装置，其特征在于，所述混沌状态估计模块根据另一无先导卡尔曼滤波方程计算下一时钟周期的混沌信号，其中，所述另一无先导卡尔曼滤波方程为：

其中，x'_n+1为当前时钟周期的混沌信号，

为另一过程噪声，

为另一观测噪声，x'_n为上一时钟周期的混沌信号估计值，z_n+1为所述第一或第三扩频信号，

为当前时钟周期的信息码，g(x'_n)为混沌直接序列扩频信号的接收装置构造的离散混沌函数。

13.如权利要求10所述的混沌直接序列扩频信号的接收装置，其特征在于，所述混沌信号的预设估计值由混沌映射收敛得到，其中，所述混沌映射表达式为：

X_n+1=A-B|X_n|，

其中，当n为0时，A、B和X₀为预设值，X_n+1为混沌直接序列扩频信号的发射装置的混沌表达式，X_n为混沌信号。

14.如权利要求11所述的混沌直接序列扩频信号的接收装置，其特征在于，当所述噪声存在时，所述信息码估计模块用于计算当前时钟周期的信息码的无先导卡尔曼滤波方程为：

$\left\{\begin{array}{c}{\hat{b}}_{n+1}={\hat{b}}_n+v_n^{\left(2\right)}\\ z_{n+1}={\hat{b}}_{n+1}(g\left({x\′}_n\right)+\mathrm{\α})+n_n^{\left(2\right)}\end{array}\right.,$

其中，α为所述预定误差因子，g(x'_n)为混沌直接序列扩频信号的接收装置构造的离散混沌函数。

15.如权利要9-14任一项所述的混沌直接序列扩频信号的接收装置设置在XtremeDSP开发板上。

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