CN102057536B - 单馈送多单元的超材料天线装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种复合左右手CRLH超材料MTM天线装置的设计和工艺，其包括CRLH MTM装置，该CRLH MTM包括：MTM单元，其形成在基底上；以及导电发射短截线，其形成在所述基底上，与所述多个MTM单元中的每一个相邻，并电磁耦合到所述多个MTM单元中的每一个。

Description

单馈送多单元的超材料天线装置

优先权声明和相关申请

本专利申请要求以下美国专利申请的优先权：

序号12/408,642，标题为“Single-Feed Multi-Cell Metamaterial AntennaDevices”，于2009年3月20日提交；

临时序号61/042,699，标题为“Dual Cell Metamaterial(MTM)AntennaSystems”，于2008年4月4日提交；以及

临时序号61/053,616，标题为“Single-Feed Dual Cell MetamaterialQuadband and Pentaband Antenna Devices”，于2008年5月15日提交。

以上申请的公开内容通过引用结合在本文中，作为本申请说明的一部分。

背景技术

电磁波在大多数材料中的传播服从(E，H，β)向量场的右手定则，其中，E是电场，H是磁场，并且β是波矢量。相速度方向和信号能量传播(群速度)方向相同，折射率是正数。这样的材料是“右手”(RH)的。大多数自然材料是RH材料。人工材料也可以是RH材料。

超材料(MTM)具有人工结构。当被设计成具有比超材料所传导的电磁能量波长更短的结构平均单位单元(unit cell)尺寸p时，超材料对于所传导的电磁能量可表现为均质介质。和RH材料不一样，超材料可以显示出负折射率，介电常数ε和磁导率μ同时为负，并且相速度方向与信号能量传播方向相反，其中，(E，H，β)向量场的相对方向遵循左手定则。仅支持负折射率并且介电常数ε和磁导率μ同时为负的超材料是纯“左手”(LH)超材料。

很多超材料是LH超材料和RH材料的混合体，因此是复合左右手(CRLH)超材料。CRLH超材料在低频可以表现得像LH超材料，而在高频表现得像RH材料。在Caloz和Itoh著的“Electromagnetic Metamaterials：Transmission Line Theory and Microwave Applications”，John Wiley & Sons(2006)，中描述了各种CRLH超材料的设计和特性。Tatsuo Itoh在ElectronicsLetters，第40卷，No.16(2004年8月)的“Invited paper：Prospects forMetamaterials”中描述了CRLH超材料及其在天线中的应用。

可以构造和设计CRLH超材料，使其展现出为特定应用定制的电磁特性，并且可将其用于对于其它材料而言困难、无法现实、不能实行的那些应用中。此外，可以使用CRLH超材料来开发用RH材料无法开发的新应用，构造用RH材料无法构造的新设备。

发明内容

本文提供了复合左右手(CRLH)超材料(MTM)天线的实现。在一个方面中，一种CRLH MTM天线包括：基底；在基底上形成的多个MTM单元(cell)；以及在基底上形成的导电发射短截线(conductive launch stub)，该导电发射短截线与多个MTM单元中的每一个相邻，并电磁耦合到所述多个MTM单元中的每一个。

在另一个方面中，一种CRLH MTM天线装置包括：绝缘基底，其在第一侧上具有第一表面并在与所述第一侧相反的第二侧上具有第二表面；第一单元导电贴片(cell conductive patch)，其形成在所述第一表面上；第二单元导电贴片，其形成在所述第一表面上并通过绝缘间隙与所述第一单元导电贴片相邻；以及共享的导电发射短截线，其形成在第一表面上，与第一单元导电贴片和第二单元导电贴片这两者相邻，并通过绝缘间隙与第一单元导电贴片和第二单元导电贴片中的每一个隔开，以电磁耦合到第一单元导电贴片和第二单元导电贴片中的每一个。共享的导电发射短截线包括延伸带线路，该延伸带线路将信号导向第一单元导电贴片和第二单元导电贴片，并从第一单元导电贴片和第二单元导电贴片接收信号。该装置包括：单元地导电电极，其形成在所述第二表面上，并位于由第一单元导电贴片和第二单元导电贴片投影在第二表面上的投影区外部；第一单元导电过孔贴片，其形成在第二表面上，并在由第一单元导电贴片投影在第二表面上的投影区中；第一单元导电过孔连接器(a first cell conductive via connector)，其形成在基底上，将第一单元导电贴片连接到第一单元导电过孔贴片；第二单元导电过孔贴片，其形成在第二表面上，并在由第二单元导电贴片投影在第二表面上的投影区中；第二单元导电过孔连接器，其形成在所述基底上，将第二单元导电贴片连接到第二单元导电过孔贴片；第一导电带线路，其形成在第二表面上，将第一单元导电过孔贴片连接到单元接地导电电极；以及第二导电带线路，其形成在第二表面上，将第二单元导电过孔贴片连接到单元地导电电极。

在另一个方面中，一种CRLH MTM天线装置包括：绝缘基底，其在第一侧具有第一表面并在与所述第一侧相反的第二侧上具有第二表面；第一单元导电贴片，其形成在所述第一表面上；第二单元导电贴片，其形成在所述第一表面上并与所述第一单元导电贴片隔开；以及导电发射短截线，形成在所述第一表面上，与所述第一单元导电贴片和所述第二单元导电贴片这两者相邻，并通过绝缘间隙与所述第一单元导电贴片和所述第二单元导电贴片中的每一个隔开，以电磁耦合到所述第一单元导电贴片和所述第二单元导电贴片中的每一个。所述导电发射短截线包括：第一导线，其从外部发射电缆接收信号；第二导线，其从所述导电发射短截线的第一端延伸，并将所述信号导向所述第一单元导电贴片和所述第二单元导电贴片；蜿蜒导线，其从所述导电发射短截线的第二端延伸到远离所述第一导电贴片和所述第二导电贴片的位置；单元接地导电电极，其形成在所述第二表面上，并位于由所述第一单元导电贴片和所述第二单元导电贴片以及所述导电发射短截线投影在所述第二表面上的投影区外部；第一单元导电过孔贴片，其形成在所述第二表面上，并在由所述第一单元导电贴片投影在所述第二表面上的投影区中；第一单元导电过孔连接器，其形成在所述基底上，将所述第一单元导电贴片连接到所述第一单元导电过孔贴片；第二单元导电过孔贴片，其形成在所述第二表面上，并在由所述第二单元导电贴片投影在所述第二表面上的投影区中；第二单元导电过孔连接器，其形成在所述基底上，将所述第二单元导电贴片连接到所述第二单元导电过孔贴片；第三导电过孔贴片，其形成在所述第二表面上，并基本上在由所述蜿蜒带线路投影在所述第二表面上的投影区中；第三导电过孔连接器，其形成在所述基底中，将所述蜿蜒带线路的末端连接到所述第三导电过孔贴片；第一导电带线路，其形成在所述第二表面上，将所述第一单元导电过孔贴片连接到所述单元接地导电电极；以及第二导电带线路，其形成在所述第二表面上，将所述第二单元导电过孔贴片连接到所述单元接地导电电极。

在附图、详细说明和权利要求书中具体描述了这些和其它方面以及实施方式，及其各种变化。

附图说明

图1示出基于四个单位单元的一维CRLH MTM TL(传输线)的一个例子；

图2示出图1所示一维CRLH MTM TL的等效电路；

图3示出图1所示一维CRLH MTM TL的等效电路的另一种表示；

图4A示出图2所示一维CRLH TL等效电路的双端口网络矩阵表示；

图4B示出图3所示一维CRLH TL等效电路的另一种双端口网络矩阵表示；

图5示出基于四个单位单元的一维CRLH MTM天线的一个例子；

图6A示出与图4A所示传输线情况类似的一维CRLH天线等效电路的双端口网络矩阵表示；

图6B示出与图4B所示传输线情况类似的一维CRLH天线等效电路的另一种双端口网络矩阵表示；

图7A示出平衡情况的频散曲线的一个例子；

图7B示出非平衡情况的频散曲线的一个例子；

图8示出基于四个单位单元具有被截切的接地部的一维CRLH MTM TL的一个例子；

图9示出了图8所示的具有被截切的接地部的一维CRLH MTM TL的等效电路；

图10示出基于四个单位单元的具有被截切的接地部的一维CRLH MTM天线的一个例子；

图11示出基于四个单位单元的具有被截切的接地部的一维CRLH MTMTL的另一例子；

图12示出了图11所示的具有被截切的接地部的一维CRLH MTM TL的等效电路；

图13示出CRLH MTM单馈送多单元(SFMC)天线结构的等效电路；

图14A-图14D分别示出示例单馈送多单元超材料天线结构的顶层的顶视图、底层的顶视图、侧视图以及三维立体图；

图15A-图15B分别示出图14A-图14B所示的单馈送多单元超材料天线结构的顶层和底层的顶视图的实际制造示例的照片；

图16示出单馈送多单元超材料天线结构中的电磁耦合的方向的流向；

图17示出图14A-图14D的单馈送多单元超材料天线结构的模拟回波损耗；

图18示出图15A-图15B的单馈送多单元超材料天线结构的经测量的回波损耗；

图19示出图15A-图15B的单馈送多单元超材料天线结构的经测量的效率；

图20A-图20C分别示出图14A-图14D的单馈送多单元超材料天线结构在900MHz、1.575MHz和2.5GHz上的模拟辐射图案；

图21A-图21D分别示出示例的单馈送多单元超材料五波段天线结构的顶层的顶视图、底层的顶视图、侧视图和三维立体图；

图22示出图21A-图21的单馈送多单元超材料五波段天线结构的模拟回波损耗；

图23A-图23B分别示出图21A-图21B所示的单馈送多单元超材料五波段天线结构的顶层和底层的顶视图的实际制造示例的照片；

图24A-图24B分别示出图23A-图23B的单馈送多单元超材料五波段天线结构的经测量的回波损耗和经测量的效率；

图25A-图25B分别示出单馈送多单元超材料五波段天线结构的顶层和底层的顶视图的实际制造“调节”示例；以及

图26A-图26B分别示出图25A-图25B所示的单馈送多单元超材料五波段天线结构的制造“调节”示例的“调节”测量的回波损耗和“调节”测量的效率。

在附图中，类似的组件和/或特征可以具有相同的附图标记。此外，可以利用跟随在附图标记之后的在类似组件之间进行区分的破折号和第二标记来区分各种相同类型的组件。如果在说明书中仅使用了第一附图标记，则该说明适用于具有相同的第一附图标记(而无论第二附图标记如何)的类似组件中的任何一个。

具体实施方式

超材料(MTM)结构可被用来构造天线和其它电气元件和设备，从而得到诸如尺寸减小和性能提高等大范围的技术进步。MTM天线结构可制造在包括诸如传统FR-4印刷电路板(PCB)或柔性印刷电路(FPC)板的电路板等的各种电路平台上。其它制造技术的例子包括薄膜制造技术、片上系统(SOC)技术、低温共烧陶瓷(LTCC)技术，以及单片微波集成电路(MMIC)技术。2007年4月27日提交的名为“Antennas，Devices，and Systems Based onMetamaterial Structures”的序号为11/741,674的美国专利申请(美国公开号US-2008-0258981-A1)和2007年8月24日提交的名为“Antennas Based onMetamaterial Structures”的序号为11/844,982的美国专利申请(美国公开号US-2008-0048917-A1)中说明了示例的MTM天线结构。将这两个专利申请的公开内容通过引用结合在本文中，作为本申请说明的一部分。

MTM天线或MTM传输线(TL)是具有一个或更多个MTM单位单元的MTM结构。每个MTM单位单元的等效电路包括右手串联电感(LR)、右手旁路电容(CR)、左手串联电容(CL)，以及左手旁路电感(LL)。将LL和CL构造和连接成向单位单元提供左手特性。可以利用分布式电路元件、集总电路元件或二者的组合来实现这种类型的CRLH TL或天线。每个单位单元小于～λ/4，其中，λ是在CRLH TL或天线中传输的电磁信号的波长。

纯LH材料遵循向量三元组(E，H，β)的左手定则，并且相速度方向与信号能量传播方向相反。LH材料的介电常数ε和磁导率μ都为负。取决于工作方式(regime)或频率，CRLH超材料既可以展现出左手电磁传播模式又可以展现出右手电磁传播模式。在某些情况下，当信号的波矢量为零时，CRLH超材料可展现出非零群速度。这种情况出现在左手和右手模式彼此平衡时。在非平衡模式中，存在带隙，在带隙中电磁波传播被禁止。在平衡情况下，频散曲线在左手和右手模式之间的传播常数的转变点β(ω_o)＝0处不会表现出任何不连续，其中，传导波长是无限的，即，λ_g＝2π/|β|→∞，而群速度为正：

$v_g=\frac{\mathrm{d\ω}}{\mathrm{d\β}}{|}_{\mathrm{\β}=0}>0.$

这种状态对应于LH区域中TL实施方式中m＝0的零阶模式。CRHL结构支持低频的精细频谱，其散射关系遵循负β抛物线区域。这使得可构造物理尺寸较小，而在操作和控制近场辐射图案时却又具有独特的较大的电磁容量的设备。当将此TL用作零阶谐振器(ZOR)时，允许常数幅度和相位谐振跨越整个谐振器。可将ZOR模式用来构建基于MTM的功率组合器和分离器或分配器、定向耦合器、匹配网络，以及漏波天线。

在RH TL谐振器的情况下，谐振频率对应于电气长度θ_m＝β_ml＝mπ(m＝1，2，3...)，其中，l是TL的长度。TL长度应足够长，以获得谐振频率的低频谱和较宽频谱。纯LH材料的工作频率是在低频。CRLH MTM结构与RH或LH材料有很大不同，其可用于达到RF频谱范围的高频区域和低频区域。在CRLH情况下，θ_m＝β_ml＝mπ，其中，l是CRLH TL的长度，参数m＝0，±1，±2，±3...±∞。

图1示出了基于四个单位单元的一维(1D)CRLH MTM传输线(TL)的一个例子。一个单位单元包括单元贴片(cell patch)和过孔(via)，单位单元是重复自身以构造MTM结构的最小单元。在基底上放置四个单元贴片，以将相应的中心过孔连接到接地面。

图2示出了图1所示的一维CRLH MTM TL的等效网络电路。ZLin′和ZLout′分别对应于TL输入负载阻抗和TL输出负载阻抗，它们是由于各端处的TL耦合而产生的。这是双层印刷结构的一个例子。LR是由于电介质基底上的单元贴片而产生的，CR是由于夹在单元贴片和接地平面之间的电介质基底而产生。CL是由于存在两个相邻的单元贴片而产生，过孔引起了LL。

每个单独的单位单元可以具有两个谐振ω_SE和ω_SH，分别对应于串联(SE)阻抗Z和旁路(SH)导纳Y。在图2中，Z/2模块包括LR/2和2CL的串联组合，Y模块包括LL和CR的并联组合。这些参数之间的关系表示如下：

${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}=\frac{1}{\sqrt{\mathrm{LL\; CR}}};$ ${\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}=\frac{1}{\sqrt{\mathrm{LR\; CL}}};$ ${\mathrm{\ω}}_R=\frac{1}{\sqrt{\mathrm{LR\; CR}}};$ ${\mathrm{\ω}}_L=\frac{1}{\sqrt{\mathrm{LL\; CL}}}$

where， $Z=\mathrm{j\ωLR}+\frac{1}{\mathrm{j\ωCL}}$ and. $Y=\mathrm{j\ωCR}+\frac{1}{\mathrm{j\ωLL}}$

Eq.(1)

图1中输入/输出边缘处的两个单位单元不包括CL，因为CL代表两个相邻的单元贴片之间的电容，而在这些输入/输出边缘处没有这种电容。边缘单位单元处缺少的CL部分使得频率ω_SE无法产生谐振。因此，仅有ω_SH作为m＝0的谐振频率出现。

为了简化计算分析，一部分ZLin′和ZLout′串联电容器被包括进来，以补偿该缺少的CL部分，并将剩余的输入和输出负载阻抗分别表示为ZLin和ZLout，如图3所示。在这样的情况下，所有单位单元具有相同的参数，用图3中的两个串联Z/2模块和一个旁路Y模块表示，其中，Z/2模块包括LR/2和2CL的串联组合，Y模块包括LL和CR的并联组合。

图4A和图4B分别示出了图2和图3所示的没有负载阻抗的TL电路的双端口网络矩阵表示。

图5示出了基于四个单位单元的一维CRLH MTM天线的一个例子。图6A示出了图5中的天线电路的双端口网络矩阵表示。图6B示出了图5中的天线电路的双端口网络矩阵表示，其中，在边缘处为了说明缺少的CL部分进行了修改，从而使所有单元相同。图6A和6B分别与图4A和4B所示的TL电路类似。

在矩阵符号中，图4B表示的关系如下：

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{Vin}\\ \mathrm{Iin}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}\mathrm{AN}& \mathrm{BN}\\ \mathrm{CN}& \mathrm{AN}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\mathrm{Vout}\\ \mathrm{Iout}\end{array}\right),---\mathrm{Eq}.\left(2\right)$

其中，AN＝DN，因为当从Vin和Vout端进行观察时，图3所示的CRLHMTM TL电路是对称的。

在图6A和6B中，参数GR′和GR表示辐射电阻，参数ZT′和ZT表示终端阻抗。ZT′、ZLin′和ZLout′分别包括来自额外的2CL的贡献，表达如下：

$\mathrm{ZL}{\mathrm{in}}^{\′}=\mathrm{ZLin}+\frac{2}{\mathrm{j\ωCL}},$ $\mathrm{ZL}{\mathrm{out}}^{\′}=\mathrm{ZLout}+\frac{2}{\mathrm{j\ωCL}},$ $Z{T}^{\′}=\mathrm{ZT}+\frac{2}{\mathrm{j\ωCL}}.$

Eq.(3)

由于辐射电阻GR或GR′或者是通过构建天线或者是通过模拟天线才能得到，所以很难优化天线设计。因此，优选的是采用TL法，然后利用各种终端ZT模拟其对应的天线。Eq.(1)中的关系对于图2中的电路是成立的，其具有修改值AN′、BN′和CN′，这些值反映了在两个边缘处缺少CL部分。

可以根据通过使N个CRLH单元结构与nπ传播相位长度谐振得到的频散等式来确定频带，其中，n＝0，±1，±2，...±N。此处，N个CRLH单元中的每个是用Eq.(1)中的Z和Y表示的，这不同于图2所示的终端单元缺少CL的结构。因此，可以想象，与这两个结构相关联的谐振是不同的。然而，深入的计算表明，除了n＝0之外的所有的谐振都相同，其中，在图3中的结构中ω_SE和ω_SH都谐振，并且在图2中的结构中仅ω_SH谐振。正的相位偏移(n＞0)对应于RH区域谐振，负值(n＜0)与LH区域谐振相关联。

具有Z和Y参数的N个同样的CRLH单元的散射关系如下式：

其中，Z和Y在Eq.(1)中给出，AN由如图3所示的N个相同的CRLH单位单元的线性级联得到，p是单元尺寸。奇数n＝(2m+1)和偶数n＝2m谐振分别与AN＝-1和AN＝1相关联。对于图4A和图6A中的AN′，无论单元数量多少，由于末端单元处缺少CL，n＝0模式仅在ω₀＝ω_SH处谐振，而不会同时在ω_SE和ω_SH处谐振。对于表1中指出的不同的χ值，由下式给出高阶频率：

For n＞0， ${\mathrm{\ω}}_{\±n}^2=\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2+\mathrm{\χ}{\mathrm{\ω}}_R^2}{2}\±\sqrt{{\left(\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2+\mathrm{\χ}{\mathrm{\ω}}_R^2}{2}\right)}^2-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2}.---\mathrm{Eq}.\left(5\right)$

表1提供了N＝1，2，3，和4时的χ值。应注意，无论边缘单元处存在(图3)还是不存在(图2)完整的CL，高阶谐振|n|＞0都相同。进一步，n＝0附近的谐振具有小的χ值(接近χ的下界0)，而高阶谐振倾向于达到χ的上界4，如Eq.(4)中所示。

表1：N＝1，2，3和4个单元时的谐振

在图7A和7B中分别对于ω_SE＝ω_SH(平衡，即，LR CL＝LL CR)的情况和ω_SE≠ω_SH(非平衡)的情况示出了作为频率ω的函数的频散曲线β。在后一种情况下，在min(ω_SE，ω_SH)和max(ω_SE，ω_SH)之间存在频率间隙。极限频率ω_min和ω_max值由Eq.(5)中的相同谐振等式给出，其中，χ达到其上限χ＝4，如下式所示：

${\mathrm{\ω}}_{\min }^2=\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2+4{\mathrm{\ω}}_R^2}{2}-\sqrt{{\left(\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2+4{\mathrm{\ω}}_R^2}{2}\right)}^2-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2}$

${\mathrm{\ω}}_{\max }^2=\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2+4{\mathrm{\ω}}_R^2}{2}-\sqrt{{\left(\frac{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2+{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2+4{\mathrm{\ω}}_R^2}{2}\right)}^2-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SH}}^2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{SE}}^2}.---\left(6\right)$

此外，图7A和7B提供了在频散曲线上的谐振位置的例子。在RH区域(n＞0)中，结构尺寸l＝Np，其中p是单元尺寸，随着频率降低而增加。相反，在LH区域中，随着Np的值变小，达到的频率越低，从而尺寸减小。频散曲线提供了这些谐振周围的带宽的一些指示。例如，LH谐振具有较窄的带宽，因为频散曲线几乎是平的。在RH区域中，带宽较宽，因为频散曲线比较陡峭。因此，获得宽带的第一条件，第一BB条件(1^st BB condition)，可表示如下：

$\mathrm{COND}1:1^{\mathrm{st}}\mathrm{BBcondition}{\left|\frac{\mathrm{d\&beta;}}{\mathrm{d\&omega;}}\right|}_{\mathrm{res}}={|-\frac{\frac{d\left(\mathrm{AN}\right)}{\mathrm{d\&omega;}}}{\sqrt{(1-{\mathrm{AN}}^2)}}|}_{\mathrm{res}}<<1\mathrm{near\&omega;}={\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{res}}={\mathrm{\&omega;}}_0,{\mathrm{\&omega;}}_{\&PlusMinus;1},{\mathrm{\&omega;}}_{\&PlusMinus;2}...$

$\&DoubleRightArrow;\left|\frac{\mathrm{d\&beta;}}{\mathrm{d\&omega;}}\right|={\left|\frac{\frac{\mathrm{d\&chi;}}{\mathrm{d\&omega;}}}{2p\sqrt{\mathrm{\&chi;}(1-\frac{\mathrm{\&chi;}}{4})}}\right|}_{\mathrm{res}}<<1\mathrm{with\; p}=\mathrm{cell\; size\; and}\frac{\mathrm{d\&chi;}}{\mathrm{d\&omega;}}{|}_{\mathrm{res}}=\frac{2{\mathrm{\&omega;}}_{\&PlusMinus;n}}{{\mathrm{\&omega;}}_R^2}(1-\frac{{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{SE}}^2{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{SH}}^2}{{\mathrm{\&omega;}}_{\&PlusMinus;n}^4}),---\mathrm{Eq}.\left(7\right)$

其中，χ是在Eq.(4)中给出的，ω_R是在Eq.(1)中定义的。Eq.(4)中的散射关系指示，当|AN|＝1时发生谐振，这导致Eq.(7)的第一BB条件(COND1)中的分母为零。要提醒的是，AN是N个相同的单位单元(图4B和图6B)的传输矩阵的第一元素。计算表明，COND1确实独立于N，并且是由Eq.(7)中的第二个等式给出的。如表1中所示，分子的值和谐振处的χ的值定义频散曲线的斜度，从而定义可能的带宽。目标结构至多在尺寸Np＝λ/40处，带宽超出4％。对于具有较小单元尺寸p的结构，Eq.(7)指示较高的ω_R值满足COND1，即，较低的CR和LR值，因为对于n＜0，在表1中χ值接近4处，也就是(1-χ/4→0)时，发生谐振。

如前面所述，一旦频散曲线斜度值较陡，则下一步是识别适当的匹配。理想的匹配阻抗具有固定值，可以不需要很大的匹配网络覆盖区域。此处，“匹配阻抗”一词是指诸如在天线中的单边馈送情况下的馈线和终端。为了分析输入/输出匹配网络，可以对图4B中的TL电路计算Zin和Zout。由于图3中的网络是对称的，可以直接表明Zin＝Zout。可见，Zin独立于N，如下式所示：

${\mathrm{Zin}}^2=\frac{\mathrm{BN}}{\mathrm{CN}}=\frac{B1}{C1}=\frac{Z}{Y}(1-\frac{\mathrm{\&chi;}}{4}),---\mathrm{Eq}.\left(8\right)$

Zin仅有正实数值。B1/C1大于零的一个原因是Eq.(4)中|AN|≤1的条件，这导致了如下的阻抗条件：

O≤-ZY＝χ≤4.

第二宽带(BB)条件(2^nd BB condition)是Zin随着谐振附近的频率发生轻微变化，而保持稳定的匹配的条件。应记得，实数输入阻抗Zin′包括来自CL串联电容的贡献，如Eq.(3)中所示。第二BB条件如下给出：

$\mathrm{COND}2:2^{\mathrm{ed}}\mathrm{BBcondition}:\mathrm{near\; resonances},\frac{\mathrm{dZin}}{\mathrm{d\&omega;}}{|}_{\mathrm{near\; res}}<<1.---\mathrm{Eq}.\left(9\right)$

不同于图2和图3的传输线例子，天线设计的开路一侧具有无限大的阻抗，其与结构边缘阻抗匹配不佳。以下等式给出电容终端：

$Z_T=\frac{\mathrm{AN}}{\mathrm{CN}},---\mathrm{Eq}.\left(10\right)$

其依赖于N，并且为纯虚数。由于LH谐振通常比RH谐振更窄，所以与n＞0区域相比，所选择的匹配值更靠近在n＜0区域中得到的那些值。

为了增加LH谐振带宽，应当减小旁路电容器CR。这种减小可导致更陡的频散曲线的更高的ω_R值，如Eq.(7)中所解释的那样。有各种降低CR的方法，包括但不限于：1)增加基底厚度，2)减小单元贴片面积，3)减小顶部单元贴片下面的接地面积，以得到“被截切的接地部”，或者以上技术的组合。

图1和5中所示的结构是用导电层覆盖基底的整个底部表面，作为完整的地电极。已经设计了被截切的地电极的图案，使得基底表面的一个或更多个部分被暴露，可以使用此被截切的地电极将地电极的面积减小到小于整个基底表面的面积。这样可增加谐振带宽，并可调谐谐振频率。参考图8和11讨论了两种被截切的接地部结构的例子，其中，基底的地电极一侧的单元贴片的覆盖区域中的地电极数量已经被减小，并使用了剩余的带状线(过孔线)将单元贴片的过孔连接到单元贴片的覆盖区域外部的主地电极。可在各种配置中实现此被截切的接地部的方法，以实现宽带谐振。

图8示出了四个单元传输线的情况下的被截切的地电极的一个例子，其中，沿着单元贴片下面的一个方向，地电极的尺寸小于单元贴片。接地导电层包括过孔线，过孔线连接到过孔并从单元贴片的下面通过。过孔线的宽度小于各单位单元的单元贴片的尺寸。与不能增加基底厚度或者不能减小单元贴片面积(因为这与天线效率的降低相关联)的商业设备的其它实施方法相比，使用被截切的接地部是更优的选择。当接地部被截断切时，如图8所示通过将过孔连接到主接地的金属化带(过孔线)引入另一电感器Lp(图9)。

图10示出了与和图8中的TL结构类似的被截切的接地部对应的四单元天线。

图11示出了被截切的接地部结构的另一种例子。此例中，接地导电层包括过孔线和在单元贴片的覆盖区域外部形成的主接地。各过孔线在第一远端处连接到主接地，并在第二远端处连接到过孔。过孔线的宽度小于各单位单元的单元贴片的尺寸。

可以得到被截切的接地部结构的等式。在被截切的接地部例子中，旁路电容CR变小，如下所述，谐振遵循Eq.(1)、(5)和(6)中的相同等式以及表1：

方法1(图8和图9)

在用(LR+Lp)替换LR后，利用Eq.(1)、(5)和(6)以及表1来表示谐振。

此外，对于|n|≠0，各模式有两个谐振，分别对应于(1)用(LR+Lp)替换LR的ω±n和(2)用(LR+Lp/N)替换LR的ω±n，其中，N是单位单元的个数。相应的阻抗等式是：

${\mathrm{Zin}}^2=\frac{\mathrm{BN}}{\mathrm{CN}}=\frac{B1}{C1}=\frac{Z}{Y}(1-\frac{\mathrm{\&chi;}+{\mathrm{\&chi;}}_P}{4})\frac{(1-\mathrm{\&chi;}-{\mathrm{\&chi;}}_P)}{(1-\mathrm{\&chi;}-{\mathrm{\&chi;}}_P/N)},\mathrm{where\&chi;}=-\mathrm{YZand\&chi;}=-{\mathrm{YZ}}_P,---\mathrm{Eq}.\left(11\right)$

其中，Zp＝jωLp，并且Z和Y是在Eq.(2)中被定义的。Eq.(11)中的阻抗等式规定，两个谐振ω和ω′分别具有低阻抗和高阻抗。因此，在多数情况下容易调谐到ω谐振附近。

方法2(图11和图12)

在用(LL+Lp)替换LL后，利用Eq.(1)、(5)和(6)以及表1来表示谐振。在第二种方法中，当旁路电容CR降低时，组合旁路电感器(LL+Lp)增加，这导致LH频率较低。

图13示出CRLH MTM单馈送多单元(SFMC)天线结构的等效电路。在图13中，将由(C_R1，L_L1)表示的第一MTM单元1307和由(C_R2，L_L2)表示的第二MTM单元1311彼此并联，并共享一根馈送线L_R 1301。在该电路设计中，可以提供不同的电容性负载C_L1 1303和C_L2 1305来根据电容性耦合C_L1 1303和C_L2 1305降低并行的MTM单元之间的破坏性互动。除了相互耦合之外，如这两个MTM单元的L_M 1313和C_M 1315所示，该SFMC模型的等效电路能够被简化为包括(C_L1，L_R，C_R1，L_L1)和(C_L2，L_R，C_R2，L_L2)这两个单独单位MTM单元结构的并行组合。可由两个过孔踪迹之间的距离来控制L_M 1313，并可由这两个MTM单元(1307和1311)之间的距离来控制C_M 1315。结果，这里所述的两个MTM单元之间的互动和耦合可有利于GPS频段、DCS以及PCS频段效率。

可以通过参照具体示例和附图来理解这里示出的基于MTM天线结构的实施方式及其优点。在一种实现中，一种复合左右手(CRLH)超材料(MTM)天线结构可以使用共享单个馈送线的两个级联的MTM单元贴片。可以以各种方式来设计这里所述的MTM单元贴片和馈送线的数目、类型和构造。例如，MTM单元贴片的数目可包括超过两个级联单元，并且可将馈送线设计为支持多个发射台(launch pad)。在另一种实现中，可以利用两个MTM单元中的每一个和发射台之间电磁耦合以及该两个MTM单元之间的电磁耦合来控制谐振频率以及相关的效率。可以在具有支持诸如GPS和WWAN的多频段的单端口的天线系统中实现这些MTM天线结构。受益于此MTM天线设计的装置包括无线笔记本计算机、GPS装置或者发送或接收多个RF信号的任何其它装置。由于这些MTM天线结构有效地将两个或更多个天线组合为单个天线，所以可能降低构造成本和覆盖区尺寸。

可以利用传统的FR-4印刷电路板来实现这些天线结构。其它制造技术的示例包括但不限于薄膜制造技术、片上系统(SOC)技术、低温共烧陶瓷(LTCC)技术，以及单片微波集成电路(MMIC)技术。

图14A-图14D示出基于单馈送双单元(SFDC)MTM天线结构的单馈送多单元(SFMC)MTM天线设计。该天线包括在具有两个相反的表面1400和1430的基底1459中形成的两个单元1403和1405。图14A是所述的SFDCMTM天线结构的顶层的顶视图，并示出在第一表面1400上形成的第一单元1403的第一单元导电贴片1415；在第一表面1400上形成的第二单元1405的第二单元导电贴片1417，其通过绝缘单元间隙1418与第一单元导电贴片1415相邻；以及在第一表面1400上形成的共享导电发射短截线1401，其与第一单元导电贴片1415和第二单元导电贴片1417这两者相邻，并分别通过针对第一单元1403的电容性耦合间隙与针对第二单元1405的电容性耦合间隙与第一单元导电贴片1415和第二单元导电贴片1417中的每一个隔开，第一单元和第二单元分别与第一单元导电贴片1415和第二单元导电贴片1417中的每一个电磁耦合。共享的导电发射短截线1401包括导引信号并从第一单元导电贴片1415和第二单元导电贴片1417接收信号的延伸带线路。顶部接地端导电电极1423形成在第一表面1400上，并与第一单元导电贴片1415和第二单元导电贴片1417间隔开。在此例中，将顶部接地端导电电极1423构成图案为包括具有第一端和第二端并且第二端连接到馈送线1414的接地共面波导(CPW)1421。共享导电发射短截线1401具有连接到馈送线1414的延伸带线路，以将信号引导至两个单元导电贴片1415和1417并从两个单元导电贴片1415和1417引导信号。

图14B和图14C分别示出SFDC MTM天线结构的底层的顶视图和SFDC MTM天线结构的横截图。在图14B中，将底部接地端导电电极1439示出在第二表面1430上，并位于由第一单元导电贴片1415和第二单元导电贴片1417投影在第二表面1430上的投影区(footprint)外部。第一单元1403具有在第二表面1430上的由第一表面1400上的第一单元导电贴片1415投影在第二表面1430的投影区中形成的第一单元导电过孔贴片1435，以及在基底1459上形成的将第一表面1400上的第一单元导电贴片1415连接到第二表面1430上的第一单元导电过孔贴片1435的第一单元导电过孔连接器1451。第二单元1405包括在第二表面1430上的由第一表面1400上的第二单元导电贴片1417投影在第二表面1430的投影区中形成的第二单元导电过孔贴片1437，以及在基底1459上形成的将第一表面1400上的第二单元导电贴片1417连接到第二表面1430上的第二单元导电过孔贴片1437的第二单元导电过孔连接器1453。

第一导电带线路1431也在第二表面1430上形成，并将第一单元导电过孔贴片1435连接到底部接地端导电电极1439，并且，第二导电带线路1433在第二表面1430上形成，将第二单元导电过孔贴片1437连接到底部接地端导电电极1439。

图14D示出图14A至图14C的单馈送双单元(SFDC)MTM天线结构的三维立体图。在此附图中，阐释了第一表面1400和第二表面1430之间的中间层关系，以示出位于第一表面1400上的组件相对于位于第二表面1430上的组件的相对定位。三维视图中所示的元件包括第一导电贴片1415、第一单元导电过孔连接器1451、共享导电发射短截线1401、第二单元导电过孔连接器1453、第二导电贴片1417、接地CPW 1421和顶部接地端电极1423。

图15A和图15B示出利用基于上述设计的FR-4基底制造的样本天线的图像。该样本天线具有连接顶部接地端电极1507和底部接地端电极1517的过孔线矩阵1500。这样的过孔线阵列设计在图14A至图14D所示的平板阵列之后建模并用在所述经制造的样本中。如图15A所示，该天线结构的特征在于同时馈送两个级联MTM单元贴片1501和1503的单发射短截线1505。接地CPW线路1509连接到馈送线1506，馈送线1506连接到发射短截线1505。在另一种实现中，可以利用共面的波导(CPW)线路而无需底部GND来向天线元件馈送。在另一种实现中，利用探测贴片、电缆连接器或其它形式的RF馈送线来向天线元件馈送。

接地CPW线路可以用来通过馈送线和发射短截线向天线元件传送电力。具体地说，馈送线可以作为阻抗匹配装置，从CPW线向发射短截线传送电力。间隙1510可以分隔发射短截线和多个MTM单元(1501、1503)中的每一个，以使这些元件电磁耦合。例如，在4-12mil之间的范围的各个间隙的维度可以不同，并且有利于天线的性能。各个MTM单元可通过过孔(1512-1，1512-2)和过孔迹线(1513-1，1513-2)单独连接到底部GND 1517。

这里所述并且图16进一步说明的两个级联MTM单元被馈送以使得MTM单元#11601和发射短截线1605之间的电磁耦合以及MTM单元#21603和发射短截线1605之间的电磁耦合处于同一方向。在图16中示意性示出这种情况中的电磁能量流(1607-1，1607-2)。在该图中，顶层和底层这两者相互重叠。该设计允许耦合效应的相互增强，从而生成高效的辐射模式。这些辐射模式可以源自单个MTM单元的电磁辐射以及两个MTM单元之间的互动。

表1总结了这里所述的SFDC MTM天线设计的组件、说明和位置。

表1SFDC MTM天线设计的元件部分

针对各个单元和各种其它组件的结构改变能够影响谐振以及多个模式的匹配。具体地说，天线谐振能够被左手模式的存在影响。一般地说，左手模式有助于激励并更好地匹配最低谐振并改善更高谐振的匹配。

可以以各种构造来实现图14A-图14D所示的设计。例如，发射短截线可以具有不同的几何形状，例如，但不限于，矩形、螺旋形(圆形、椭圆形、矩形或者其它形状)，或者蜿蜒形；MTM单元贴片可以具有不同的几何形状，例如，但不限于，矩形、螺旋形(圆形、椭圆形、矩形或者其它形状)，或者蜿蜒形；过孔台可以具有不同的几何形状和尺寸，例如，但不限于，矩形、圆形、椭圆形、多边形或者不规则的形状；并且发射短截线和MTM单元贴片之间的间隙可以采用不同的形式，例如，但不限于，直线形、弯曲形、L形、蜿蜒形、锯齿形或者不连续线形。在一些实现中，将MTM单元连接到GND的过孔迹线可以位于顶层或底层。其它MTM单元可以与这两个MTM单元串行级联，以提供多单元1维结构，或者在正交方向上级联，以生成2维结构，或者在彼此顶部级联以生成3维结构。可以按照2008年10月13日提交的序号为12/250,477名为“Single-Layer Metallization and Via-lessMetamaterial Structures”美国专利申请中所述的单层结构或者按照2008年11月13日提交的信号为12/270,410名为“Metamaterial Structures withMultilayer Metallization and Via”的美国专利申请(美国公开号__________)中所述的3D MTM天线结构来实现图14A-图14D中的天线设计，通过引用将这两个美国专利申请并入本文，作为本文公开说明的一部分。在单层金属化MTM设计中，各个MTM单元可包括在基底的表面上形成的单元导电贴片、在基底的表面上形成的并与单元导电贴片隔开的接地端电极，以及在基底的表面上形成的将单元导电贴片连接到接地端电极的导线。因此，可以在同一基底表面上形成MTM单元的所有组件。在3维天线设计中，天线可以在基底上方几毫米处或者在接地端上方一定高度处。可以将天线设计为支持单频段或多频段。可以基于针对天线的具体要求来在天线中使用上述特征中的一个或者更多个。

作为针对图14A-图14D和图15A-15B中所示的SFDC MTM天线的具体实现示例，可以使用具有基本不同的尺寸和形状的两个MTM单元来构造SFDC MTM天线，从而由一个MTM单元生成的辐射模式基本不受其它MTM单元的微小结构改变的影响。这样的天线具有如下的装置参数：PCB由介电常数4.4并且约45mm宽、80mm长和1mm厚的FR4制成；天线的整体高度为GND上方约10mm并且总长度约为38mm；接地CPW馈线约1.01mm宽，并且在两侧上具有0.2mm气隙，作为针对FR4PCB基底的50欧姆传输线；天线馈线约10mm长，0.8mm宽；发射短截线约20mm长，0.4mm宽；第一单元#1基本上是总长约7.5mm、总宽约6.5mm的“L”形；并且第二单元#2基本是长约24mm宽约5mm的矩形。在第一单元#1和发射短截线之间提供4mil间隙，并在第二单元#2和发射短截线之间提供6mil间隙。单元#1和单元#2之间的距离约0.2mm。过孔迹线接地单元#1总长约19.2mm，而过孔迹线接地单元#2总长约43mm。两个过孔迹线如图14B、14D和15B所示弯曲为一定形状。

此示例中的天线具有如图17(模拟的)和如图18(测量的)所示的四个频段。根据测量，最低(第一)频段在-6dB回波损耗处，中心大约为900MHz带宽为32MHz。控制此频段的因素可包括MTM单元#2的布局和对应的过孔迹线。第二频段在回波损耗为-6dB处，中心大约在1.58GHz带宽为370MHz。控制此频段的因素可包括MTM单元#1的布局和对应的过孔迹线。单元#1和单元#2之间的距离直接影响第二谐振。换言之，由于两个MTM单元被使得靠近在一起，第二谐振更加受到这些单元的布局的影响。第三频段覆盖2.5GHz直到2.7GHz的范围。针对此谐振的带宽在-10dB处约为155MHz。第四频段覆盖4GHz至6GHz的范围。两个单元之间的相互影响可以是控制第三频段和第四频段的因素。

从图19可以看出与各个频段相关联的效率。经测量的效率导致该附图指示具有良好效率的辐射模式。

图20A示出与第一谐振相对应的在900MHz处的模拟辐射图案。如该附图所示，辐射通常指向y方向，这是图14D所示的天线的校准方向。

图20B示出与第二谐振相对应的在1.575GHz处的模拟辐射图案。如该附图所示，与图20A所示的第一谐振相比，在此谐振处，辐射通常指向y方向。

图20C示出与第三谐振相对应的在2.5GHz处的模拟辐射图案。如该附图所示，该辐射通常具有宽侧辐射图案的特性，其朝向±z方向。

因此，这里所述的特征和结构可以用来构造包括共享单个发射短截线的两个或更多个MTM单元的天线结构。这些天线结构能够产生多个谐振，并可利用双层PCB上的印刷技术来制造这些天线结构。这里所述的MTM天线结构可以覆盖多个非连接频段和连接的频段。在一些实现中，可以按照与双MTM单元类似的方式通过单个共享馈线来向多于两个的MTM单元进行馈送，以满足更复杂的规范。这里所示的结构能够用来设计例如，但不限于滤波器、功率接合器和分离器、双工器等的其他RF部件。这里所示的结构能够用来设计RF前端子系统。

图21A-图21D示出单馈送双单元MTM五频段天线结构中的SFMCMTM天线设计的实现。该设计包括绝缘基底2167以及两个MTM单元，绝缘基底2167在第一侧上具有第一表面2100和在与该第一侧相反的第二侧上具有第二表面2140。参照图21A，在第一表面2100上形成针对两个MTM单元的第一单元导电贴片2119和第二单元导电贴片2121，并且第一单元导电贴片2119和第二单元导电贴片2121彼此隔离。在此示例中，第一单元导电贴片2119和第二单元导电贴片2121具有不同的形状和尺寸。导电发射台2107被定位在第一表面2100上，与第一单元导电贴片2119和第二单元导电贴片2121这两者相邻，并通过绝缘间隙2101与第一单元导电贴片2119和第二单元导电贴片2121中的每一个分隔开，以便使第一单元导电贴片2119和第二单元导电贴片2121中的每一个电磁耦合到导电发射台2107。顶部接地端电极2125形成在第一表面2100上，并与第一单元导电贴片2119和第二单元导电贴片2121间隔开。

导电发射台2107包括第一导线2117，以从外部发射电缆接收信号。在第一端，导电发射台2107延伸到第二导线2103中，该第二导线2103将信号导向第一单元导电贴片2119和第二单元导电贴片2121。第二导线2103分支进入第三导线2123，该第三导线2123插入在第一单元导电贴片2119和第二单元导电贴片2121之间，并通过绝缘间隙2105与第一单元导电贴片2119和第二单元导电贴片2121分离开。第三导线2123有助于第一单元导电贴片2119和第二单元导电贴片2121之间的电磁耦合。在第二端，导电发射台2107能够附接到蜿蜒导线2109，该蜿蜒导线2109延伸到远离第一单元导电贴片2119和第二单元导电贴片2121的位置。

在其它实现中，第二导线2103不分支，从而，不存在第三导线2123。于是，第一导电单元贴片2119被定位为通过绝缘间隙2105与第二导电单元贴片2121相邻。

参照图21A至图21C，该设计包括形成在基底2167的第二表面2140上的单元接地端导电电极2153，单元接地端导电电极2153位于由第一单元导电贴片2119和第二单元导电贴片2121以及导电发射台2107投影在基底2167的第二表面2140上的投影区外部。并且，在第二表面2140上并且在由第一单元导电贴片2119投影在第二表面2140上的投影区内部，存在第一单元导电过孔贴片2147。第一单元导电过孔连接器2161形成在基底2167中，并将第一单元导电贴片2119连接到第一单元导电过孔贴片2147。

此外，图21A至图21C中的设计包括在第二表面2140上形成的并且在由第二单元导电贴片2121投影在第二表面2140上的投影区中的第二单元导电过孔贴片2141。第二单元导电过孔贴片2141在第二表面2140上形成并在由第二单元导电贴片2121投影在第二表面2140上的投影区内部。第二单元导电过孔连接器2163形成在基底2167上，将第二单元导电贴片2121连接到第二单元导电过孔贴片2141。

图21A-图21C中的设计包括在第二表面2140上形成并随后在蜿蜒带线2109投影在第二表面2140上的投影区内部的第三导电过孔贴片2145。第三导电过孔连接器2165形成在基底2167上，并将蜿蜒带线2109的末端连接至第三导电过孔贴片2145。另外，第一导电带线2149形成在第二表面2140上，并将第一单元导电过孔贴片2147连接至单元接地导电电极2153，并且，第二导电带线2143形成在第二表面2140上，将第二单元导电过孔贴片2141连接至单元接地导电电极2153。

图21D示出图21A-图21C中的单馈送双单元MTM五波段天线结构的三维立体图。第一表面2100和第二表面2140之间的层间关系被示出，以阐释位于第一表面2100上的组件相对于位于第二表面2140上的组件的相对定位。三维视图中阐释的元件包括蜿蜒导线2109、导电发射台2107、第一单元导电贴片2119、第二导线2103、第二导电单元贴片2121、第一导线2117、第三导线2123以及顶部接地端电极2125。

图23A和图23B中示出在FR-4基底上制造的实际示例。在图23A和23B中，示出连接顶部接地端电极1507和底部接地端电极的过孔矩阵。在图21A-图21D所示的板层阵列之后对这样的过孔阵列设计建模，并且将该过孔阵列设计用于所制造的示例中，以降低预期数字差异可忽略的模拟次数。在图23A-23B中，五波段天线构造的特征在于同时馈送两个级联MTM单元贴片2175和2177的单发射台2183和附加到导电发射台2183的蜿蜒式导线2181。在此示例中，发射电缆2178连接到第一导线2176，第一导线2176又连接到发射台2183。可以以各种方式设计这里所述的馈送线，该示例性实施方式完全不对本领域普通技术人员实施另选的设计进行限制。例如，馈送天线元件的其它方案可包括使用接地CPW线、具有探测贴片却没有底部GND的传统CPW线，或者其它形式的RF馈送线。

发射电缆2178能够通过馈送线2176和发射台2183向天线元件传送电力。馈送线2176能够作为阻抗匹配装置，从发射电缆2178向发射台2183传送电力。在发射台2183和不同位置的MTM单元2175和2177中的每一个之间形成间隙2173，以将这些元件电磁耦合。例如，各个间隙的维度在0.2-0.8mm之间，各个间隙的维度可以不同并且将影响天线的性能。各个MTM单元(2175或2177)分别通过过孔(2191-1，2191-2)和过孔线(2190-1，2190-2)连接到底部GND 2189。

可以馈送两个级联MTM单元2175和2177以使得MTM单元#12175和发射台2183之间的电磁耦合与MTM单元#22177和发射台2183之间的电磁耦合方向相同。本设计允许耦合效应的相互增强，从而产生足够的辐射模式。这些辐射模式源自来自单个MTM单元的电磁辐射以及两个MTM单元2175和2177之间的相互作用。根部在发射台2183的蜿蜒式短截线2181负责引入另一种高效率的模式，使得该天线结构负载额外的波段。

图24A-图24B分别示出图23A-图23B中所制造的天线结构的经测量的回波损耗和经测量的效率。

在表2中总结了这里说明的单馈送双单元(SFDC)MTM五波段天线设计的组件、说明和位置。

表2SFDC MTM天线设计的元件部件

当改变各个单元的结构时，蜿蜒短截线和各种其它部件可以实现多种模式的谐振和匹配。具体地说，可以利用左手模式的存在来实现天线谐振。一般地说，左手模式有助于激励并且更好地匹配最低谐振并且提高较高谐振的匹配。

可以以各种构造来实现上述设计。例如，发射短截线可以具有诸如但不限于矩形、螺旋形(圆形、椭圆形、矩形和其它形状)的不同的几何形状或者蜿蜒形状；MTM单元贴片可以具有诸如但不限于矩形、螺旋形(例如，圆形、椭圆形、矩形和其它形状)的不同几何形状，或者蜿蜒形状；蜿蜒短截线可具有诸如但不限于矩形或螺旋形(圆形、椭圆形、矩形和其它形状)的不同几何形状，并可放置在顶层或底层，或者放置在该结构之上的几微米处；并且，过孔台可以具有诸如但不限于矩形、多边形或者具有不同尺寸的不规则形状的不同几何形状。发射短截线和MTM单元贴片之间的间隙可以采用诸如但不限于直线、曲线、L形、蜿蜒形、锯齿形或不连续线的不同形式。将MTM单元连接到GND的过孔踪迹可以位于顶层或底层，并且可以以不同的方式行进或蜿蜒。可以将这里所述的天线放置在基底上方几微米处或地面上方一定高度处。附加的MTM单元可以与两个MTM单元串行级联，以形成多单元1维结构，以正交方向级联以形成2维结构或者在顶部互相级联以形成3维结构。可以将这里所述的天线设计为支持单波段或多波段。

在以下给出的示例中，两个MTM单元可以具有基本上不同的尺寸和形状，因此由一个单元产生的辐射模式不受其它MTM单元的微小结构变化的显著影响。并且，当匹配校正时，可以存在蜿蜒短截线谐振，其中，能够识别并调谐蜿蜒短截线的谐振模式。图25A-图25B示出经调谐的天线结构的制造示例，其中，经调谐的所制造的天线设计的组件与图23A-23B中所示的未调谐的示例的组件相同。然而，在该经调谐的所制造的天线示例中，可以将铜带选择性地添加到组件中，以便降低谐振频率。例如，图25A-25B示出添加到发射台的第一铜带2191、添加到第二导线的第二铜带2193和添加到第三导电过孔贴片的第三铜带2195。图26A和图26B分别示出所制造的示例的经调谐的测量回波损耗和经调谐的测量效率。在下一部分中示出对模拟和未调谐的示例的这些结果的分析和比较。

以下列出用于实现如图21A、23A和25A所示的SFDC MTM五波段天线设计的设计参数的少量示例：

PCB的尺寸大约是54mm宽、90mm长以及1mm厚。该材料可包括介电常数为4.4的FR4。

天线的整体高度大约为在GND以上10.5mm，并且其总长度大约为53mm。

天线馈送线大约为1.7mm长、0.5mm宽。发射台可以在天线的不同部分具有不同的宽度并且总长度可以为大约28.2mm。

单元#1基本上是‘L’形。较长的“腿”宽度约为1mm、长度约为5.7mm；另一只腿宽度约为1.3mm长度约为4mm。较长的腿和发射台之间存在0.25mm的间隙，而较短的腿和发射台之间存在0.8mm的间隙。

单元#2基本上是矩形，长度约为23.5mm，宽度约为4mm。单元#2和发射台之间存在0.2mm的间隙。

单元#1和单元#2之间的距离约为1.8mm，其间具有发射台的延伸，以帮助电磁耦合。

蜿蜒短截线在顶层的总长度约为154mm，并且其在底层上继续具有长度约为8.5mm、宽度约为7mm的矩形贴片。

过孔踪迹接地单元#1的总长度约为20.9mm，而过孔踪迹接地单元#2的总长度约为41.85mm。这两个过孔踪迹的宽度均约为0.3mm，并且可以弯曲成图21B、21D、23B和25B所示的一些形状。

该示例中的天线具有图22(模拟的)、图24A(未调谐的测量的)以及图26A(经调谐的测量的)所示的五个频段。在这些附图中的每一个中，可以对额外的模式计数。然而，该额外的模式很可能是由于对属于主模式的谐波的包围。根据产生该模式的天线元件与剩余天线元件的相互作用，该模式可以是有效率的或没有效率的。在此天线示例中，该模式是有效率的。

根据图24A中的未调谐示例的测量值，最低(第一)谐振的中心约在860MHz处，带宽为72MHz，回波损失约为-6dB。控制该谐振的因素可包括MTM单元#2的布局、对应的过孔踪迹以及单元和发射台之间的间隙。第二谐振的中心约在1.17GHz处，带宽为25MHz，回波损失约为-6dB。控制该谐振的因素可包括蜿蜒短截线的长度及其源于发射台上的位置。图24A所示的第三谐振的中心位于1.67GHz处，并且可由MTM单元#1的布局、对应的过孔踪迹以及单元和发射台之间的间隙来控制。如图24A所示，该谐振的带宽约为180MHz。图24A所示的结果归因于伴随着单元#2的RH谐振所出现的谐振，因此产生非常宽的谐振，可以覆盖三种较高频率的蜂窝电话波段。在未调谐的示例中，天线结构的该“高波段”的范围为从约1.62GHz至2.25GHz。

为了覆盖所有五个蜂窝电话波段，可以按照图26A所示的经调谐的示例中的频率来控制由蜿蜒短截线产生的第二谐振。在该示例中，示出天线结构具有两个主要波段：覆盖从约815MHz至990MHz范围的“低”波段以及覆盖从约1.5GHz至2.18GHz范围的“高”波段。并且，单元#1和单元#2之间的距离可能影响第三谐振。换言之，随着两个MTM单元彼此接近，这两个单元之间的间隔的减小可能会使得对于第三谐振的影响增加。

可以从分别针对未调谐和经调谐的示例的图24B和26B看出与各个波段相关联的效率。从该附图得到的经测量的效率指示所示出的辐射模式具有优良的效率。

因此，这里所述的天线设计可用于制造包括两个MTM单元、一个发射台和蜿蜒短截线的天线结构，以覆盖不同的蜂窝电话波段。这些天线结构能够产生多个谐振，并能够利用双层PCB上的印刷工艺来进行制造。

总之，以上示出了覆盖多个非连接的和连接的频段的SFDC MTM五波段天线的未调节和经调节的示例。其它实现可以扩展到如下应用：

可以按照与双MTM单元类似的方式来利用单个共享的馈送线馈送多于两个MTM单元，以满足更复杂的规范。

这里所示的结构可用来设计诸如但不限于滤波器、功率组合器和分配器、同向双工器以及RF前端子系统的其它RF组件。

尽管本说明书包含了很多具体例子，但这些例子不应被理解为是对本发明或权利要求的范围的限制，而应仅是对本发明的特定实施例的具体特征的描述。也可以在单个实施例中组合实施在本说明中就不同的独立实施例的上下文而描述的某些特征。反之亦然，也可以在多个不同的独立实施例中或者在任何适当的子组合中分开实施在单个实施例的上下文中所描述的各种特征。并且，尽管上文描述的特征是按照它们在某些组合中出现时的样子描述的，甚至最初就是这样在权利要求中提出的，但是，在一些情况下，可以从权利要求的组合中切除一个或多个特征，并且权利要求所保护的组合可以针对子组合或子组合的变形。

因此，已经说明了具体实施方式。基于所说明和所图示的来得到所述实时方式的变形和增强以及其它实施方式。

Claims (11)

1.一种复合左右手CRLH天线结构，包括：

绝缘基底，其在第一侧上具有第一表面并在与所述第一侧相反的第二侧上具有第二表面；

第一单元导电贴片，其形成在所述第一表面上；

第二单元导电贴片，其形成在所述第一表面上；

共享的导电发射短截线，其形成在所述第一表面上，与所述第一单元导电贴片和所述第二单元导电贴片这两者相邻，并电容性耦合到所述第一单元导电贴片和所述第二单元导电贴片中的每一个，所述第一单元导电贴片和所述第二单元导电贴片分别使用电容耦合间隙，共享的导电发射短截线包括延伸带线路，该延伸带线路将信号导向所述第一单元导电贴片和所述第二单元导电贴片，并从所述第一单元导电贴片和所述第二单元导电贴片接收信号；

接地电极，其完全位于由所述第一单元导电贴片和所述第二单元导电贴片投影在所述第二表面上的投影区外部；

第一单元导电过孔连接器，其将所述第一单元导电贴片耦合到所述接地电极；

第二单元导电过孔连接器，其将所述第二单元导电贴片耦合到所述接地电极；

第一导电带线路，其形成在所述第二表面上，以将所述第一单元导电贴片通过所述第一单元导电过孔连接器连接到所述接地电极；以及

第二导电带线路，其形成在所述第二表面上，以将所述第二单元导电贴片通过所述第二单元导电过孔连接器连接到所述接地电极。

2.根据权利要求1所述的天线结构，包括：

耦合到所述导电发射短截线的蜿蜒导线。

3.根据权利要求1所述的天线结构，其中：

所述第一单元导电贴片和所述第二单元导电贴片的形状和尺寸不同。

4.根据权利要求1所述的天线结构，其中：

所述第一单元导电贴片和所述第二单元导电贴片均是具有右手(RH)谐振频率和左手(LH)谐振频率的谐振器。

5.根据权利要求1所述的天线结构，其中：

所述共享的发射短截线是针对所述天线结构的单馈送。

6.根据权利要求1所述的天线结构，其中：

所述共享的导电发射短截线和所述第一单元导电贴片在其间形成第一串联电容；以及

所述共享的导电发射短截线和所述第二单元导电贴片在其间形成第二串联电容。

7.根据权利要求6所述的天线结构，其中：

所述第一导电带线路从所述第一单元导电贴片至所述接地电极形成第一旁路电感；以及

所述第二导电带线路从所述第二单元导电贴片至所述接地电极形成第二旁路电感。

8.根据权利要求7所述的天线结构，其中：

所述第一单元导电贴片和所述第二单元导电贴片以及所述共享的导电发射短截线被构造为支持两个或更多个谐振频率。

9.根据权利要求7所述的天线结构，其中：

所述第一串联电容和所述第一旁路电感具有相关联的左手LH谐振频率。

10.根据权利要求2所述的天线结构，包括导线，其从所述共享的导电发射短截线分支，并位于所述第一单元导电贴片和所述第二单元导电贴片之间。

11.根据权利要求1所述的天线结构，包括：

第一单元导电过孔贴片，其形成在所述第二表面上，所述第一单元导电过孔贴片将所述第一导电带线路连接到所述第一单元导电过孔连接器；

第二单元导电过孔贴片，其形成在所述第二表面上，所述第二单元导电贴片将所述第二导电带线路连接到所述第二单元导电过孔连接器。