CN102017461A - 高效及一致的无线下行链路信道配置 - Google Patents

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Abstract

本发明描述了一种无线通信系统中用于下行链路信号的配置、配置下行链路信号的方法、生成下行链路信号的装置、用于接收和处理下行链路信号的装置。无线通信系统中的下行链路信号被重新配置为一系列帧，其中每个帧承载提供快速小区搜索和系统获取的前导码。具体地，前导码包括主前导码和次前导码，其中，主前导码对系统中的所有基站和基站中的所有扇区是公用的，次前导码对每个基站是高效唯一的，并且可进一步基于扇区来区分。此外，导频信号与基站对齐以在帧内的相同时间出现，并且导频信号的PN序列值基于小区标识和天线标识，从而根据次前导码的获取实现干扰或邻近基站所发射的导频的预测。同样，从工作带中心向外选择性地分配导频位。由于导频布置和导频调制，该方案使得在不知道频率带宽的情况下能够进行干扰抑制和信道估计，这在广播信道系统中尤其有利。

Description

高效及一致的无线下行链路信道配置
相关申请的交叉参考
本申请要求于2008年3月10日提交的美国临时申请系列第61/035,355号的权益，出于所有目的其全部内容结合于此作为参考。
本申请涉及于2008年11月5日提交的题为“Advanced Technology Frame Structure with Backward Compatibility”的第12/265,435号美国专利申请，出于所有目的其全部内容结合于此作为参考。
技术领域
本发明涉及无线通信领域。更具体地，本发明涉及用于无线通信系统的高效下行链路帧结构。
背景技术
无线通信系统经常面临类似的性能问题。例如，无线通信系统需要通过使每个客户能够快速获取并处理系统提供的消息来支持许多客户。此外，客户或用户站需要能够处理降低性能(诸如小区间干扰)的因素和参数。
期望无线系统以优化系统性能的方式解决诸如上述性能问题的各个方面。
发明内容
本文描述了用于无线通信系统中的下行链路信号的配置、配置下行链路信号的方法、生成下行链路信号的装置、以及用于接收和处理下行链路信号的装置。无线通信系统中的下行链路信号被重新配置为一系列帧，每一帧均承载提供快速小区搜索和系统获取的前导码。具体地，前导码包括主前导码和次前导码，其中，主前导码对系统中的所有基站和基站中的所有扇区是公用的，次前导码对每个基站是高效唯一的，并且可进一步基于扇区来区分次前导码。此外，导频信号与基站对齐以在帧内的相同时间出现，并且导频信号的PN序列值基于小区标识和天线标识，从而根据次前导码的获取来实现对于干扰或相邻基站所发射的导频的预测。同样，从工作带中心向外选择性地分配导频位。由于导频布置和导频调制，该方案使得在不知道频率带宽的情况下能够进行干扰抑制和信道估计，这在广播信道系统中尤其有利。
一个方面包括在无线通信系统中下行链路信令的方法。该方法包括发射具有至少一部分是在无线通信系统内的多个扇区和基站上公用的前导码，以及发射在时间和频率上与不同的基站发射的至少一个不同导频序列对齐的导频序列。
附图说明
从下面结合附图阐述的详细说明中，本公开的实施方式的特点、目的和优点将变得显而易见，其中，相同的参考标号表示相同的元件：
图1是无线通信系统的实施方式的简化框图；
图2a至图2b是包括前导码的下行链路帧结构的实施方式的简化时序图；
图3是示出OFDMA系统中的下行链路帧的实施方式的时间/频率图；
图4是示出时隙的实施方式的简化时间/频率图；
图5是示出时隙内的导频布置的实施方式的简化时间/频率图；
图6是示出导频序列PN发生器的简化功能图；
图7是基站的实施方式的简化功能框图；以及
图8是用户站的实施方式的简化功能框图。
具体实施方式
本文描述了一种用于无线通信系统的下行链路信号的配置，具体地，描述了在正交频分多址(OFDMA)无线通信系统中的下行链路信号的配置。本文描述的下行链路信号和配置实现了高效的系统设计、支持多输入多输出(MIMO)配置、支持小区间干扰抑制(IIM)技术并且支持新的帧结构。在其他特征中，下行链路信号的配置可被配置为包括：(1)主通用前导码，(2)基于扇区ID使用可预测PN码的次前导码，(3)独立于系统带宽的用于主前导码及次前导码两者的固定频率带宽，(4)基于扇区ID和天线ID使用可预测PN码的导频信号，(5)保持始终如一地设置在独立于所使用的排列方案的时隙内的导频位，或(6)其某种组合。
主前导码可以是通用的前导码。即，可以遍布无线通信系统内的所有基站以及基站中的所有扇区来配置相同的主前导码。使用对所有扇区通用的主前导码使客户站能够使用宏分集来获取主前导码。
次前导码可能对区域中的每个基站是专用的，从而客户站通常不会具有使用相同的次前导码同时观测两个基站的能力。因此，从客户站的角度来看，可以将次前导码看作对每个基站是唯一的。次前导码也可标识基站的扇区，或基于基站的扇区配置次前导码，从而相同基站的不同扇区将发射不同的次前导码。
在一个实施方式中，次前导码可具有超过600个的唯一可能性配置。当然，在其他实施方式中，唯一可能的次前导码的数量可根据具体的系统要求而变化。因此，基站或基站的扇区不必共享次前导码，除非存在比可能性的数量更多数量的基站或扇区。在这种情况下，可以这样分配扇区ID或基站ID，使得在特定覆盖区域内发射的次前导码是明确的。因为次前导码独立于主前导码，所以在获取期间可实施并行处理。
用于发射前导码(包括主前导码和次前导码)的带宽可以是固定的。此外，用于发射前导码的带宽可以等于或小于承载前导码的帧的带宽。当帧具有比前导码更宽的带宽时，未被前导码包括的帧的频带可用于支持某些其他目的，诸如数据发射。
可以基于基站标识和扇区标识来预测由每个基站广播并且在每个基站的每个扇区中的导频信号。例如，可结合标识基站和扇区的小区ID基于伪随机序列发生器来生成基站内的特定扇区的导频序列。在某些实施方式中，导频序列也可以取决于天线配置(诸如用于发射序列的天线的数量)。在一个实施方式中，天线的数量可对应于分集天线的数量(其可能不同于物理天线的数量)。
从所有基站发射的导频信号可以是时间和频率对齐的或同步的，从而在帧内以基本相同的时间和频率出现。在由第一扇区和第一基站支持的覆盖区域内的客户站可以根据共享消息确定一个或多个邻近基站的标识。因此，由于客户站知道邻近基站的标识和/或数量，所以它可预测每个邻近基站发射的导频的位置和值。区别地接收和检测时间上基本对齐的导频音的能力极大地方便了信道估计。高效执行信道估计的能力可以有助于小区间干扰抑制(IIM)技术的实施。
在一个实施方式中，可以按照有助于接收和处理的方式将导频PN序列的位分配给多个导频子载波。从工作频带的中间开始向外分配导频PN序列位。在每个帧的开始处，重启或重置导频序列。
导频序列可以是可预测的，例如，基于根据获取的次前导码可以确定的扇区ID和天线ID。在某些情况下，由于客户站在解码广播信道上的信息之前可能不知道扇区中使用的天线数量，所以可通过利用基于预定的天线数量生成的导频序列，在预定数量的天线上发送广播信道中的导频信息，诸如当存在单个天线时，可以将其标识为天线0。可选地，多个天线可以使用天线0PN序列来确定广播信道的PN序列。由于这种可预测性，可以将干扰抑制用在广播频道上。
图1是实施本文所述的先进技术帧结构的下行链路信号配置的系统100的简化功能框图。无线通信系统100包括多个基站，诸如耦合至网络114(诸如广域网)的基站110-1和110-2。每个基站(例如，110-1)在其各自的覆盖区域(有时称为小区，例如，112-1)内为设备服务。
第一基站110-1服务第一覆盖区域112-1，第二基站110-2服务相应的第二覆盖区域112-2。为了讨论的目的，基站110-1和基站110-2被图示为相邻的或邻近的基站。
覆盖区域112-1和覆盖区域112-2可被划分为扇区。例如，第一基站110-1可被配置为使用多个天线以支持具有三个不同扇区112-1a、112-1b、和112-1c的划分为扇区的覆盖区域112-1。
例如，基站110-1和基站110-2在各自的覆盖区域112-1和覆盖区域112-2内为那些设备服务。如图1所示，第一用户站或客户站120a以及第二用户站或客户站120b在第一覆盖区域112-1内，并可由第一基站110-1支持。
第一基站110-1和第二基站110-2中的每个均可以支持如本文所述的高效下行链路信号结构。基站110-1和基站110-2中的每个均可以发射包括主前导码和次前导码的前导码。可在系统内的基站110上共享主前导码，而次前导码可以基于基站ID和/或扇区ID而不同。
每个基站(例如，110-1和110-2)也可以发射导频序列，结合基站ID值、扇区ID值以及天线数量基于伪随机数序列发生器来确定该导频序列。
第一用户站或客户站120a以及第二用户站或客户站120b可以被配置为接收高效下行链路信号并获取帧时序、基站和扇区ID值，或基于高效下行链路信号中的信息进行通信。
无线系统100可以是诸如在IEEE 802.16e中所述的正交频分多址(OFDMA)系统。此外，系统100可以利用IEEE 802.16e的帧结构或某些其他帧结构，诸如针对IEEE 802.16m提出的并且在2008年11月5日提交的题为“Advanced Technology Frame Structure with Backward Compatibility”的相关申请美国专利申请第12/265,435号中描述的先进帧结构。
可选地，无线系统100可以支持某些其它类型的通信系统，诸如但不限于，长期演进(LTE)系统，或者OFDMA、IEEE802.16、或LTE中的一种或多种的某些变形。
在申请“Advanced Technology Frame Structure with Backwards Compatibility”中，描述了将802.16m系统结合在现有802.16e系统内的新的帧结构。以下描述的技术方面可应用于802.16m系统，包括部署为绿野系统(Greenfield system)的系统或结合在现有802.16e系统内的系统。该技术方面还可应用于其它类型的系统，包括但不限于，长期演进(LTE)系统。LTE指的是在第三代合作伙伴项目(3GPP)内提高全球移动电话服务(UMTS)移动电话标准来应对未来需求的项目。其目标包括提高效率、降低成本、改善服务，利用新频谱机会和更好地与其他开放标准集成。
图2a至图2b是包括前导码的下行链路帧结构的实施方式的简化时序图。
图2a示出了实现先进技术的基站透视的先进技术帧实施方式。在操作中，图2a的帧的实施方式可由图1中所示的系统支持。实现先进技术的基站能够支持与用户站或客户站的通信，其中，用户站或客户站被配置为接收传统帧(legacy frame)或先进技术帧或两者。由于以时分方式将帧中的传统和先进技术部分多路复用至空中链路(air link，广播链路)，所以先进技术使基站能够在每个子子帧中分配或处理资源分配中的数据，以支持与所有用户站的通信。
每个帧201可以包括前导码211，该前导码包括主前导码和次前导码。如图2a的时序图所示，前导码211的带宽可能比帧201的带宽窄。帧201的带宽可以是固定的或是可变的，但前导码211的带宽对于所有帧201是固定的。
图2b示出了在基本上消除了对于传统通信支持的时刻的先进技术帧203。几乎整个下行链路和上行链路子帧专用于支持先进技术通信。因此，先进技术帧结构支持向先进技术的有序转换，同时保持对传统设备的支持。
对于传统设备，无论其支持或缺乏，每个帧203均包括前导码211，该前导码包括主前导码和次前导码。如图2b的帧203所示，前导码211在带宽方面比帧203带宽窄。在其他实施方式中，前导码211的带宽和帧203的带宽可以基本上相同。
在正交频分多址(OFDMA)系统中，发射站可以使用快速傅里叶变换(FFT)来创建在频带上分布的子载波的规则阵列。调制每个子载波以承载诸如用户数据、控制信息、导频信令等的信息。接收站也可以使用FFT、IFFT、或某些其他变换以从子载波提取信息。
出于举例的目的，本文包括某些采样数值。这些值仅旨在便于描述。可以使用许多不同的数值来实施该技术的各方面。
在本文所描述的实施例中，将IEEE802.16m系统中的信令的采样时间定义为：Tsamp＝1/(12500×2048)s＝0.0390625μs，得到Fs＝25.6MHz。其对应于具有子载波间隔Δf＝12.5kHz音调间隔的2048点FFT的采样时间。有用符号时间为Tb＝80μs。该实施例支持有用符号时间的1/8或1/4的循环前缀(CP)。1/8的CP得到保护时间Tg＝10μs，得到符号时间Ts＝90μs，1/4的CP得到保护时间Tg＝20μs，得到符号时间Ts＝100μs。
图3是示出配置为如图2a所示的绿野部署的OFDMA帧300的一部分的帧级表示的示意图。该原理可直接应用于结合图2b所示的另一系统而部署的系统。在图3中，在水平轴上示出时间302，并且从左至右增加。在垂直轴上示出频率304，并且从下到上增加。在OFDMA中，通过给单独的客户站分配OFDAM音调组来实现多路访问。这些音调在本文中称为子载波。例如，将子载波组306示为图3上的点阵列。在图3中，如四个符号边界310所示，该子载波组306有五个符号宽。如15个子载波边界312所示，该子载波组306有16个子载波高。
基站不对于特定客户站的使用来分配单独的子载波。相反，基站以固定大小的组向客户站分配子载波。这些组在本文中称为时隙并经常更一般地称为分配单位。在图3中，时隙308包含作为5个符号宽及16个子载波高的块而示出的子载波阵列。
子信道可被定义为一组邻近的子载波行，其根据以上给出的数值实施例包括16个子载波行并在频域上跨越200kHz。子信道根据频率测量并延伸超出时隙和帧边界。例如，使用哈希掩码在图3中示出子信道316，该子信道被指定为子信道1。
此外，NSub DL用于表示下行链路跨越的子信道数量，NSub UL用于表示上行链路跨越的子信道数量。在这个实施例中，子信道的数目可以按照整数步长从6至100变化。通常，基于可用频谱的频宽确定子信道的数量。子信道数量可在下行链路和上行链路之间是不同的以允许非对称FDD操作。在非对称FDD系统中，分配给上行链路和下行链路的频谱的跨度彼此不同。可基于频谱的可用性来设计这种系统或基于如下前提来设计该系统，即，用于上行链路和下行链路的预期数据负载是不同的。表1示出了一组可能的系统带宽的某些示例性值，假设NSub DL＝NSub UL。
表1  占用带宽的比较
时隙的持续时间称为时隙时间(h.)。在图3中，时隙时间为5个符号宽。时隙时间是时间的测量并延伸超出子信道边界。例如，使用哈希掩码在图3中示出时隙时间320，该时隙时间被指定为时隙6。
使用以上逐步阐明和描述的定义，时隙可以定义为在时间和频率方面以一个时隙时间跨越一个子信道的区域。
假设帧的持续时间是5ms，使用以上给出的示例性数字学，表2示出了用于每个支持的CP的每帧时隙时间的数量，以及在帧结束时未使用的时间量。
表2  时隙时序
  CP   时隙/帧(M)   未使用时间
  1/8   11   1280Tsamp＝50μs
  1/4   10   0
对于FDD系统，将一个帧中的下行链路时隙时间分配给包括下行链路、多点传送和广播服务(MBS)以及空(未使用)时隙的多种目的中的一种。MBS用于每次将用户数据发送给多于一个用户，并可用于提供移动电视服务。将上行链路时隙时间分配给上行链路和空(未使用)时隙。对于TDD系统，将时隙时间分配给上行链路、下行链路、MBS以及空时隙。
假设图3中所示的帧300如图所示被配置为具有8个子信道和10个时隙的TDD帧。因此，NSub DL＝NSub UL＝NSub XX＝8。从
Figure BPA00001237545300111
Figure BPA00001237545300112
来标记子信道，其中最低编号的子信道对应于最低频率。
假设每个子信道的16个子载波作为一组，则8个子信道跨越从-8Nsub XX至8Nsub XX＝[-64]至[64]的子载波行。使用n作为所关心的子信道，空子信道0(n＝0)只包含0(DC)子载波324并且不被使用。如果n＜0，则子载波n包含从16n至16(n+1)-1的子载波行。如果n＞0，则子载波n包含从16(n-1)+1至16n的子载波行。
图3示出时隙的编号方案。通过有序对(k，l)标识时隙，其中，k表示时隙跨越的子信道，l表示帧内的时隙时间。
图4是被指定为时隙(3，4)的时隙308的放大视图。通过有序四元组(k，l，m，n)标识单独的子载波，其中，(k，l)表示帧内的时隙，m＝0，…，15表示时隙(k，l)内的子载波，以及n表示时隙(k，l)内的符号。因此，子载波402被指定为子载波(3，4，8，2)。子载波行也在图4中示出。时隙308从子载波行33跨越至子载波行48。子载波402在子载波行41中。
帧中的第一时隙时间通常分配给下行链路并包括用于获取系统的同步和信息信号。根据需要，可在上行链路、下行链路信道、MBS以及空时隙之间划分其它时隙时间。
下行链路包括几个相关部分：下行链路前导码、下行链路导频以及下行链路信道。以固定的、已知的间隔发送下行链路前导码，客户站使用前导码以执行系统获取。客户站使用下行链路导频以进行信道估计。下行链路导频散布在数据载波中或稀疏地布置在时隙的子载波中。
导频模式可基于信道或其中发射导频的帧的部分、可用于系统的天线数量、或其某种组合而变化。
下行链路信道部分通常包括几个信道类型，该信道类型包括物理广播信道、物理下行链路数据信道、物理下行链路控制信道、物理多点传送信道等。
根据本发明的一个方面，将前导码划分为两块，即主前导码和次前导码。主前导码由客户站使用以识别帧时序。在一个实施方式中，主前导码跨越的子信道数量保持固定，与系统所使用的子信道的数量无关。在IEEE 802.16e兼容系统中，前导码跨越整个符号，因此跨度横跨可用于系统使用的每个子信道。在最初进入系统后，客户站不知道该系统正在使用多少子信道。但是，即使没有该信息，客户站也知道有助于加速系统获取的前导码的大小。
如关于图1所示，基站可包括多个扇区。根据一个方面，系统中每个基站的所有扇区发射相同的主前导码。假设这些扇区是时间同步的，则公用的主前导码的使用提供了宏分集，使得能够容易地获取帧时序以及发射带的中心位置。根据802.16e，不存在多个基站扇区所使用的公用前导码，因此，客户站无法使用宏分集来检测前导码。
继续以上给出的数值实施例，不论多少子信道构成帧，主前导码始终占用帧内的时隙时间0的符号2中的子信号-3至子信号3。在构成子信道-3至子信号3的96个子载波中，只占用与子载波行-41至子载波行41对应的子载波。在这些子信道内的其它子载波不具有设置在其上的能量。DC子载波也可以是空的或不具有设置在其上的能量。
尽管可使用其他调制方案，通过举例的方式，使用基于整数pu(x)＝exp(-jπx(x+1)/83)(其中x＝0，1，…83)的n次根的频域Zadoff-Chu序列调制该实施例中占用的子载波。以下给出了p(x)到子载波上的映射：
Figure BPA00001237545300131
在一个方面中，次前导码被映射至特定扇区的标识。因此，客户站可通过检测次前导码来识别基站扇区。
在一个方面中，次前导码跨越的子信道数目保持固定，与系统所使用的子信道数目无关。根据802.16e，前导码跨越整个符号，因此跨度横跨可用于系统使用的每个子信道。当客户站首先基于次前导码确定扇区标识时，客户站不知道系统中正在使用多少子信道。知道次前导码的跨度有助于确定扇区标识。根据另一方面，次前导码跨越与主前导码相同数量的子信道。然而，在又一方面，例如，次前导码可以跨越更多数量的子信道，以便有助于信道估计。
继续以上给出的数值实施例，给每个扇区分配0至624的标识编号。该扇区基于标识编号发射频域Zadoff Chu序列。根据一个方面，次前导码总是占用帧内时隙0的符号3中的子信道-3至子信道3。在96个这些子载波中，只占用子载波-41至子载波41，这些子信道内的其他子载波不具有设置在其上的能量。当然，DC子载波也可以是空的。使用Ncell ID表示扇区标识，由下式提供子载波调制：
Figure BPA00001237545300141
由于时间延迟对应于Zadoff-Chu序列中的频率偏移，所以这样选择该公式中的参数，以便在基站之间的期望到达时间不同的情况下可以唯一地识别扇区。即使在用于DC载波的穿刺之后，尽管对于频率偏移，任意2个不同的Zadoff-Chu序列之间的交叉相关仍然在相关峰值以下，约为-9dB。
图5示出表示承载导频位作为天线端口的函数的子载波的下行链路的一个时隙。在示例性实施方式中，该系统支持与单个扇区相关的1、2、或4分集天线上的发射。如果只使用一个天线，则将其指定为天线0。如果使用2个天线，则将其指定为天线0和1。如果使用4个天线，则将其指定为天线0、1、2和3。每个天线具有其导频的唯一布置，图5中示出了一个实施例。
根据图5，天线0分别将导频设置在时隙的符号1和符号3上的子载波4和子载波12处。但是，天线1将导频设置在时隙的符号0和符号2上的子载波4和子载波12处。类似地，天线3和天线4使用子载波0和子载波8，其中天线3将它们设置在符号1和符号3中，天线4把它们设置在符号0和符号2中。注意，未将导频设置在已由前导码占用的音调中。
根据一个方面，在下行链路和上行链路上使用相同的导频模式。在上行链路中，客户站通常只使用1个子信道和最多2个天线。由于基站和客户站可以更准确地使用内插而不是外插，所以用于天线0和天线1的导频信号位置在时隙的中心部分中。
根据上述方面，不论哪个基站扇区发射导频和正在利用的排列方案，都将导频始终分配给时隙内的相同子载波。此外，用于调制导频信号的PN序列直接绑定至基站扇区标识。知道时隙内的导频位的位置和扇区标识，客户站能够更容易地跟踪从干扰扇区接收的导频信号。这样做使信道估计不繁琐而且更准确。
继续以上给出的数值实施例，导频码是由从多项式p(x)＝x15+x7+x4+x+1生成的32767位M序列调制的二进制相移键控(BPSK)。图6示出产生这种序列的PN发生器的实施方式。PN发生器在每个帧的开始处使用扇区标识Ncell ID和天线端口p进行初始化。例如，9位标识编号被插入寄存器x1至x10中，2位天线端口编号被插入寄存器x11至x12中。
使用以上逐步阐明的子载波指定，用有序四元组(k，l，m，n)指定子载波，其中，k是子信道，l是帧内的时隙时间，m是时隙(k，l)内的子载波，以及n是时隙(k，l)内的符号。将PN发生器生成的导频位分配给以绝对值k(然后以l)增加的时隙。因此，由于序列发生器生成位，所以按照4个为一组将其分配给第一列中的每个时隙，诸如时隙(1，0)、(-1，0)、(2，0)、(-2，0)等，直到已分配了时隙时间0的所有子信道。
在时隙内，首先以增加m的顺序分配4个导频位，然后以增加n的顺序分配4个导频位。因此，在这些时隙内，对于天线0，将最前面的4个导频位分别插入子载波(1，0，4，1)、(1，0，12，1)、(1，0，4，4)、(1，0，12，4)。
然后该处理继续前进以将导频位分配给时隙时间1内的时隙，诸如(1，1)，(-1，1)(2，1)，(-2，1)等。该处理继续进行直到已经为帧中的所有时隙分配了导频位。基于每个音调(子载波)决定将导频位设置在特定时隙内的特定位置处。例如，可从承载前导码信息的那些载波中排除导频音。
以这种方式分配导频，从而无论子信道编号如何，客户站都可以知道哪些导频码用于广播和分配信道。
与使用不同的下行链路信号配置的其他系统实施方式(诸如802.16e系统)相比，本文以上描述的实施方式提供了几个优点。例如，根据802.16e系统，只基于扇区标识不可能预测来自邻近基站扇区的导频位的位置或值中的任意一个。根据802.16e，导频序列不是仅基于扇区标识和天线端口编号而生成的。此外，时隙内的导频位的布置可以诸如基于正在使用的排列方案而变化。根据本文所述的某些方面，时隙内的导频位的位置保持始终如一，与这些变量无关。由于本文描述的导频序列和导频位位置都可以仅基于扇区标识和天线端口编号来预测，所以客户站可以更容易地确定正在经历的来自邻近扇区的干扰。
仅仅通过举例的方式给出了导频布置的前述实施例。可以使用其他序列和序列生成方法。例如，如果该系统包括奇数个子信道(即，Nsub XX是奇数)，则需要修改以上给出的实施例。在这种系统中，导频时隙可能是基于半时隙而不是全时隙来分配。此外，时隙内的导频位的固定布置可根据不同系统而变化。例如，如果每个时隙时间的符号的数量改变，则可确定用于导频位的固定布置的新方案。
此外，在本发明的可选方面中，主前导码和次前导码可设置于在帧中稍后出现的时隙中，在某些情况下这种布置可在系统获取时间方面具有有利效果。
物理广播信道(PBCH)可以是用于将全局系统参数传送至客户站的信道。例如，它承载由系统中所有客户站收听的系统配置信息。通过广播信道发送的该信息包通常是短的，并且很少重复。
继续以上给出的数值实施例，物理广播信道占用帧内的时隙时间0的符号0和符号1中的子信道-3至子信道3。每个帧包含一个物理层广播数据包，其承载一个或多个完整的MAC层广播数据包。当结合导频和前导码结构时，时间和频率中的广播信道位置允许只使用从前导码搜索获得的信息利用干扰抑制技术的前导码解调。
图7是基站110的实施方式的简化功能框图，例如，该基站可以是图1的系统中的基站。
基站110包括发射机760和耦合至天线702的接收机710。接收机710被配置为(例如)基于由下行链路中的基站110提供的上行链路资源分配，从一个或多个用户站接收上行链路信号。
下行链路路径包括数据源730，该数据源包括要在下行链路资源分配上发射至使用天线702的基站110所支持的覆盖区域内的各用户站的位或编码符号。
数据源730耦合至可以被配置为(例如)支持诸如图2a和图2b所示的帧结构或传统帧结构的先进资源映射器742的输入端。
导频PN发生器720可以被配置为基于(例如)基站ID、扇区ID、或某些其他标识参数、或其某些组合来生成导频PN序列。导频发生器720的输出端可耦合至调度器770的另一输入端。
前导码发生器722可以被配置为生成主前导码和准唯一次前导码。前导码发生器722可将主前导码和次前导码耦合至调度器770。例如，前导码发生器722可基于查询表或发生器模块来生成通用的主前导码。前导码发生器722可以按照类似方式生成次前导码。例如，前导码发生器722可在存储器中的查询表中存储唯一的次前导码，或者可使用Zadoff-Chu序列、扇区ID、某些其他标识参数、或其某些组合来生成次前导码。
调度器770可耦合至系统时钟772，或与系统时钟同步。调度器770可基于由系统时钟772提供的系统时间来选择性地将导频PN或前导码耦合至资源映射器742。例如，在帧边界处，调度器770也可以基于系统时钟772重置PN发生器720。
图8是用户站120(可选地指以上的客户站)的实施方式的简化功能框图。例如，用户站120可以是图1的系统中的用户站120。
用户站120包括被配置为接收高效下行链路信号并处理在无线通信系统中用于管理通信、对信号进行获取和同步化的接收机。
用户站120包括上行链路信号和下行链路信号通过其进行通信的天线806。天线806将下行链路信号耦合至发射/接收(T/R)开关810。T/R开关810用于在下行链路子帧期间将下行链路信号耦合至用户站120的接收机，并且用于在上行链路子帧期间耦合来自用户站120的发射机部分的上行链路信号。
在下行链路部分或子帧期间，T/R开关810将下行链路信号耦合至接收RF前端820。例如，接收RF前端820可以被配置为将信号放大、频率转换为基带信号、并滤波该信号。该基带信号耦合至基带处理器840的接收输入端。
基带处理器840的接收输入端将接收的基带信号耦合至将模拟信号转换为数字表示的模拟-数字转换器(ADC)852。ADC 852的输出端可以耦合至可被配置为基本上限制了带外噪声和干扰的接收滤波器853。接收滤波器853的输出端耦合至转换模块，诸如用于将接收的OFDM符号的时域采样转换为相应的频域表示的快速傅里叶变换(FFT)引擎854。例如，FFT引擎854的采样周期和积分时间可以(例如)基于下行链路频率带宽、符号速率、子载波间距、以及在下行链路带上分布的子载波的数量、或某些其他参数或参数的组合来配置。
FFT引擎854的输出端可以耦合至下行链路信道分路器(channelizer)856，该分路器可被配置为从分配给特定用户站120的那些符号中提取子载波。例如，下行链路信道分路器856可被配置为提取(将用户站120分配给其的)传统的或增强的下行链路子子帧的部分。下行链路信道分路器856的输出端可耦合至目的地模块858。目的地模块858表示(可以将接收的数据向其路由的)内部目的地或输出端口。
用户站120也包括被配置为访问经采样的下行链路信号并获取主前导码和唯一的次前导码的前导码解码器870。用户站还可以包括被配置为访问帧同步下行链路采样以提取导频序列的导频解码器880。导频解码器880还可以基于经解码的导频信号生成一个或多个信道估计。前导码解码器870和导频解码器880可以耦合至信道分路器856以控制所分配的下行链路资源中的数据提取。类似地，前导码解码器870和导频解码器880可以耦合至上行链路信道分路器864以控制对于合适的所分配的上行链路资源的上行链路数据的分配。
上行链路路径与下行链路信号路径是互补的。基带处理器840的源模块862(其可以表示内部数据源或输入端口)生成上行链路数据或将上行链路数据耦合至基带处理器840。源862将上行链路数据耦合至上行链路信道分路器864，该分路器用于将上行链路数据耦合至被分配以支持上行链路发射的合适的上行链路资源。
上行链路信道分路器864的输出端耦合至IFFT引擎866，该引擎用于将接收的频域子载波转换为相应的时域OFDM符号。上行链路IFFT引擎866可以支持与下行链路FFT引擎854支持的子载波数量和带宽相同的数量和带宽。
上行链路IFFT引擎866的输出端耦合至整形带宽并去除带外噪声的发射滤波器867。来自发射滤波器867的输出耦合至将数字信号转换为模拟表示的数字-模拟转换器(DAC)868。模拟基带信号耦合至发射前端822，其中，该信号被频率转换为上行链路带中的期望频率。发射前端822的输出端耦合至用于在上行链路子帧期间将上行链路信号耦合至天线806的T/R开关810。
LO 830耦合至选择性地将LO 830耦合至接收前端820或发射前端822中的一个的开关832或多路分离器，从而与T/R开关810的状态同步。
本文描述了在无线通信系统中用于高效下行链路信号的生成高效下行链路信号、接收高效下行链路信号的方法和装置。额外的相关信息可参见相关的题为“Advanced Technology Frame Structure with Backward Compatibility”的第12/265,435号美国专利申请，其全部内容结合于此作为参考。
如本文所使用的术语“耦合”或“连接”用于表示间接的耦合以及直接的耦合或连接。当耦合两个以上块、模块、设备、或装置时，可在两个耦合的块之间存在一个或多个中介块。
结合本文公开的实施方式描述的方法、过程、或算法的步骤可直接在硬件、由处理器执行的软件模块、或两者的组合中实施。方法或处理中的各种步骤或动作可以按照所示顺序执行，或可以按照另一顺序执行。此外，可省略一个或多个处理或方法步骤，或可以向该方法和处理中添加一个或多个处理或方法步骤。额外的步骤、块、或者动作可添加在该方法和处理的开始、结束、或中间存在的元素中。
提供了本公开的实施方式的以上描述，使本领域的任何普通技术人员能够利用或使用本公开的实施方式。这些实施方式的各种修改对本领域的普通技术人员来说将是显而易见的，并且在不背离本公开的范围的情况下，本文所定义的一般原则可用于其他实施方式。

Claims (10)

1.一种在无线通信系统中下行链路信令的方法，所述方法包括：
发射具有至少一部分对于所述无线通信系统内的多个扇区和基站是公用的前导码；以及
发射在时间和频率上与不同的基站发射的至少一个不同的导频序列对齐的导频序列。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，发射所述前导码包括：
发射对于多个扇区和基站公用的主前导码；以及
发射次前导码。
3.根据权利要求2所述的方法，其中，发射所述前导码包括：基于一族Zadoff Chu序列来生成次前导码。
4.根据权利要求3所述的方法，其中，发射所述前导码进一步包括：将所述Zadoff Chu序列映射到至少标识基站和扇区的小区ID。
5.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：基于至少标识基站和扇区的小区ID来生成所述导频序列。
6.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：基于天线端口值来生成所述导频序列。
7.一种在基本上如本文所述的无线通信系统中下行链路信令的方法。
8.一种被配置为在基本上如本文所述的无线通信系统中发射下行链路信令的装置。
9.一种被配置为在基本上如本文所述的无线通信系统中接收下行链路信令的装置。
10.一种在广播信道结构中分配导频的方法，使得能够进行基本上如本文所述的PN序列的可预测性和干扰抑制。
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