CN101902422A - 一种高速光msk调制系统及调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于光纤通信和光网络传输技术领域，具体为一种高速光MSK信号调制系统及调制方法。该调制系统主要由4个相同的马赫泽德调制器组成，分成上下两路；上下两路调制器进行不同的偏置，然后通过合适的预编码方案进行调制。本发明可以在以正弦波驱动的条件下产生包络恒定的光MSK信号。产生的光MSK信号增强了对光纤非线性效应的抵抗能力，降低了光纤通信系统的接收机灵敏度，改善了传输性能。

Description

一种高速光MSK调制系统及调制方法

技术领域

本发明属于光纤通信和光网络传输技术领域，具体涉及一种高速光最小移频键控(MSK)信号调制系统及调制方法。

背景技术

如今，高速因特网接入、移动电话声音数据服务、多媒体广播系统和为了网格计算与远程存储的大容量数据网络等服务的应用对通信系统的带宽是极大的考验。光通信系统能够在数千公里的传输距离中支持Tb/s的容量，从而使之成为大容量传输系统的技术基础。

光纤通信以其巨大的带宽资源和良好的通信质量成为骨干传输的优先选择，而波分复用(WDM)技术在光纤中的应用，由于增加了并行传输波长的数量，从而极大程度上提高了光传输系统的容量，是目前最为成熟的技术。为了进一步提高WDM系统的传输能力需要提高复用的波长数和增加单个通道的数据传输速率。一旦复用波长数和单通道数据传输速率得到改善，WDM系统的性能将会成倍数的提高。随着掺铒光纤放大器(EDFA)的诞生，损耗不再是制约光传输系统传输性能的主要因素，而被光纤色散和非线性效应所替代，在40Gb/s及以上的高速长距离传输系统中，这一点变得尤为明显。

新型光调制格式因为其在信号噪声适应能力、抗光纤的传输损伤、适应窄带光滤波器等方面的特性，尤其是在非线性效应、信道串扰、色散容限和PMD容限等方面对传输性能有极大的改善，引起了人们的广泛关注。新型调制格式只需要对发送端和接收端作一定改造，不需要增加和改动线路设备就能完成，特别适合系统的升级，因此，新型调制格式研究对现有光纤通信系统升级有着重要的意义。

新型的调制格式如差分四相移相键控(DQPSK)、归零差分移相键控(RZ-DPSK)，载波抑制归零差分移相键控(CSRZ-DPSK)等，都能够改善因自发辐射噪声，光纤色散和光纤的非线性性带来的灵敏度代价。光最小移频键控(MSK)因为其具有更窄的频谱和恒定的传输包络而在密集波分复用系统(DWDM)中备受关注。光MSK信号属于连续相位调制格式的一种，在比特间相位是连续的，在比特内相位改变为

传输的包络是恒定的，正是因为这些特点，使得光MSK信号对光纤色散和非线性效应有很好的抵抗能力，极大程度上改善了光通信系统的性能。

如图1所示为现有技术之一的光MSK调制实现方法的系统图。连续激光器通过分束器分为两路，分别耦合进MZM1和MZM2，10Gb/s数据比特流经过预编码之后分为I、Q两路，分别和2.5Gb/s的三角波信号一起驱动MZM1和MZM2，最后将I路和Q路输出的光信号合路，即可得到光MSK信号。

经研究发现，上述技术至少存在如下缺点：

虽然利用该系统可以产生包络恒定，相位连续的理想的光MSK信号，但是需要采用的驱动信号为2.5Gb/s的三角波信号。在实际应用中，如果调制速度提高到40Gb/s以上，需要的三角波驱动信号速率更高，然而高速的理想三角波信号难以产生，并且很难提取时钟信号，从而使得该产生的MSK信号难以解调。三角波信号分为两路驱动MZM时，其中一路需要进行延时一个比特，如果延时控制不够准确对产生的光MSK信号有很大影响。

为了解决高速三角波难以产生和时钟信号难以提取的问题，现有的技术之二使用容易产生的相同速率的正弦波替代三角波来驱动MZM。如图2所示为该技术的光MSK调制实现方法的系统图。

连续激光器经过由2.5Gb/s的正弦信号驱动的MZM1调制后分为两路，其中I路直接耦合进MZM2，Q路经过延时和移相后耦合进MZM3，10Gb/s数据比特流经过预编码之后分为两路分别驱动MZM2和MZM3，最后将I路和Q路输出的光信号合路，即可得到光MSK信号。

经研究发现，上述技术至少存在如下缺点：

利用相同速率的正弦波替代三角波产生的光MSK信号虽然相位是连续的，比特内相位改变为

但是该光MSK信号的包络不是恒定的，是不断变化的。这就必然导致了其对非线性效应的抵抗减弱，与此同时，包络的不恒定导致在利用延迟干涉解调时产生的解调信号的眼图中间部分有一个突起，降低了眼张开度(EOP)。同现有技术一类似，正弦信号分为两路驱动MZM时，其中一路需要进行延时一个比特，如果延时控制不够准确对产生的光MSK信号有很大影响。

发明内容

本发明的目的在于提供提一种系统的传输性能好、对非线性效应抵抗能力强的高速光MSK调制系统及调制方法。

本发明是通过以下技术方案实现的：

本发明提出的高速光MSK调制系统如图3所示。其结构主要是由4个相同的马赫泽德调制器(MZM)组成，分成上下两路。不受传输速率的限制，正弦信号直接驱动上下两路第一个马赫泽德调制器，上下两路马赫泽德调制器的偏置不同。连续激光器经光分束器分为两路后分别被MZM1和MZM3进行调制，而MZM1和MZM3所采用的偏置是不同的，即MZM1偏置在Vpi/2处，MZM3偏置在Vpi处，这里的Vpi表示为在MZM中使得光信号产生π相位变化的电压值。从而经过调制后产生不同占空比的载波抑制归零信号(CSRZ)，然后分别耦合进MZM2和MZM4中，高速的信息数据经过预编码之后分为两路，分别作为MZM2和MZM4的驱动信号，最后将输出的经调制的CSRZ信号合并，即得到光MSK信号。这里，MZM1、MZM2、MZM3和MZM4依次为第一马赫泽德调制器、第二马赫泽德调制器、第三马赫泽德调制器和第四马赫泽德调制器。

本发明的调制方法与现有技术一和二的主要区别在于，采用正弦信号驱动MZM，并且在并行的MZM结构中对I路和Q路的调制器进行不同的偏置，I路偏置点为Vpi/2，Q路偏置点为Vpi。通过这样的改进，使得调制产生的光MSK信号具有恒定的包络和连续的相位变化。

对于MSK信号，如果不进行预编码，通过解调器解调出的信号可能和原始信号不能匹配，并且对于调制器不同的偏置情况，其预编码方案不同。因此，本发明中，对于MSK信号进行预编码，如图4所示为预编码的逻辑图。基本原理是将前一输出的结果和当前比特进行同或或者异或，然后依次输出，通过选路开关实现。

由上述本发明提供的技术方案可以看出，本发明通过合理的预编码方法并且对上下两路进行不同的偏置，具有以下的优越性：

1)采用容易产生的正弦波替代三角波，有助于提取时钟信号，方便对该调制信号进行解调。

2)在上下两路采用不同的偏置，能够产生包络恒定，相位连续，比特内变化

的光MSK信号，从而改善了对非线性效应的抵抗能力。

3)通过不同的偏置手段，使得正弦波可以直接驱动MZM，不同于现有方案一和现有方案二，需要对其中一路进行延时，避免了延时不精确的问题，可以提高产生的光MSK信号的质量。

4)经过合理的预编码方案，可以正确解调产生的光MSK信号，解调信号眼图中间的突起消除了，降低了系统的灵敏度，提高了传输系统的性能。

5)本方案只是改变了并行结构中MZM的偏置电压和电域中的预编码方案，可以采用相同的解调系统，不会增加调制器的个数，不会增加器件的复杂度。

本发明适用于大容量长距离高速光纤通信和光网络传输的信号调制与解调领域，可用于改善传输系统的新型调制格式的产生方法。

附图说明

图1Michael 0hm等人提出的以三角波为驱动信号的光MSK调制方法系统图。

图2Jinyu Mo、Guo-Wei Lu等人提出的以正弦波为驱动信号的光MSK调制方法系统图。

图3本发明以正弦波为驱动信号，I路和Q路偏置不同产生光MSK信号调制方法系统图。

图4本发明光MSK信号调制的预编码方法的逻辑电路图。

图5基于matlab仿真现有技术一、现有技术二及本发明产生的光MSK信号的包络及相位图。其中(a)(b)分别为本发明光MSK信号的包络图和相位图，(c)(d)分别为现有技术二的光MSK信号的包络图和相位图，(e)(f)分别为现有技术一的光MSK信号的包络图和相位图。

图6本发明I路和Q路数据信号在时域的对应关系图。

图7基于matlab仿真本发明在四种情况下产生光MSK信号的相位图。(a)为偶数比特序列全为“0”，奇数比特序列全为“0”的情况；(b)为偶数比特序列全为“0”，奇数比特序列全为“1”的情况；(c)为偶数比特序列全为“1”，奇数比特序列全为“0”的情况；(d)为偶数比特序列全为“1”，奇数比特序列全为“1”的情况。

图8三种方案产生的光MSK信号的光谱图。

图9本发明和现有技术二构成的系统在4×100km完全补偿的传输链路传输下误码率和接收到的光功率关系及其眼图。

图10三种方案产生的光MSK信号对光纤色散的抵抗性。

图11各种调制方案在色散完全补偿的100km传输链路上传输时对光纤非线性效应的抗性。

图12本发明和现有技术二在色散完全补偿的4×100km传输链路上传输时对光纤非线性效应的抗性。

图13本发明测试系统图。

图中标号：1-连续发光半导体激光器，2-第一马赫泽德调制器，3-第二马赫泽德调制器，4-第-1比特延时器，5-

相位移相器，6-加法器，7-第三马赫泽德调制器，8-第二1比特延时器，9-第四马赫泽德调制器，10-4选1开关，11-标准单模光纤，12-色散补偿光纤，13-掺铒光纤放大器，14-光电二极管。

具体实施方式

下面将根据本发明提出的光MSK调制器及调制方法，完整的描述具体实施过程。同时为了体现本方案的效果，与现有技术一和现有技术二产生的光MSK信号进行探测灵敏度、色度色散和非线性效应的分析。

本发明的光MSK信号调制方法如下：

对于MZM，其传输方程为：

$T_E=\frac{1}{2}(e^{{\mathrm{j\φ}}_1}+e^{j({\mathrm{\φ}}_2+\mathrm{\φ})})$

在搭建的仿真系统中，由于MZM采取的是推挽式工作方式，在并行结构的上下两路的MZM的驱动信号和偏置电压都是相同的，所以上式可以改写为：

$T_E=\frac{1}{2}(e^{{\mathrm{j\φ}}_1+\mathrm{\φ}}+e^{-j({\mathrm{\φ}}_1+\mathrm{\φ})})$

$=\cos ({\mathrm{\φ}}_1+\mathrm{\φ})$

假设输入的光信号为，输入的驱动信号为

并行结构上路输入的调制信号为u₁＝V_πa(t)，并行结构上路输入的调制信号为u₂＝V_πb(t)，其中A为振幅，f0为激光器频率，V_π为MZM中使相位变化为π的电压，T_b为码元间隔，a(t)、b(t)为经调制产生的包含传输信号的非归零码信号。

在本发明中，并行结构上路的MZM的偏置点取在传输最大值和最小值之间，即相位改变为从而得到上路光信号通过第一个MZM1之后的场的表达式为：

$E_{\mathrm{out}\sin 1}={\mathrm{Ae}}^{j2\mathrm{\π}{f}_{0}t}\·\cos (\frac{\mathrm{\π}}{2}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2T_b}t\right)+\frac{\mathrm{\π}}{2})$

通过第二个MZM2进行调制，将传输信号加载到光信号上，得到的场的表达式为：

$E_{\mathrm{out}1}={\mathrm{Ae}}^{j2\mathrm{\π}{f}_{0}t}\·\cos (\frac{\mathrm{\π}}{2}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2T_b}t\right)+\frac{\mathrm{\π}}{2})\·\cos \left(\mathrm{\πa}\left(t\right)\right)$

$=-{\mathrm{Ae}}^{j2\mathrm{\π}{f}_{0}t}\·\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2T_b}t\right)\right)\·\cos \left(\mathrm{\πa}\left(t\right)\right)$

并行结构下路的MZM的偏置点取在传输最小值之间，即相位改变为π，从而得到下路光信号通过第一个MZM3之后的场的表达式为：

$E_{\mathrm{out}\sin 2}={\mathrm{Ae}}^{j2\mathrm{\π}{f}_{0}t}\·\cos (\frac{\mathrm{\π}}{2}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2T_b}t\right)+\mathrm{\π})$

经过90度移相，再通过第二个MZM4进行调制，将传输信号加载到光信号上，得到的场的表达式为：

$E_{\mathrm{out}2}={\mathrm{Ae}}^{j2\mathrm{\π}{f}_{0}t}\·\cos (\frac{\mathrm{\π}}{2}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2T_b}t\right)+\mathrm{\π})\·\cos \left(\mathrm{\πb}\left(t\right)\right)\·e^{j\frac{\mathrm{\π}}{2}}$

$=-{\mathrm{Ae}}^{j2\mathrm{\π}{f}_{0}t}\·\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{2}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2T_b}t\right)\right)\·\cos \left(\mathrm{\πa}\left(t\right)\right)\·e^{j\frac{\mathrm{\π}}{2}}$

在输出端得到的调制产生的MSK信号表达式为：

$E_{\mathrm{MSK}\_\mathrm{novel}}=E_{\mathrm{out}1}+E_{\mathrm{out}2}$

$={-\mathrm{Ae}}^{j2\mathrm{\π}{f}_{0}t}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2T_b}t\right)\right)\cos \left(\mathrm{\πa}\left(t\right)\right)-{\mathrm{Ae}}^{j2\mathrm{\π}{f}_{0}t}\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{2}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2T_b}t\right)\right)\cos \left(\mathrm{\πb}\left(t\right)\right)e^{j\frac{\mathrm{\π}}{2}}$

$={-\mathrm{Ae}}^{j2\mathrm{\π}{f}_{0}t}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2T_b}t\right)\right)\cos \left(\mathrm{\πa}\left(t\right)\right)-j\·{\mathrm{Ae}}^{j2\mathrm{\π}{f}_{0}t}\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{2}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2T_b}t\right)\right)\cos \left(\mathrm{\πb}\left(t\right)\right)$

在不同的信息比特位“0”和“1”条件下，调制产生的非归零信号a(t)和b(t)的幅值取0(对应比特位为“0”)，或者是1(对应的比特位为“1”)，因此cos(πa(t))和cos(πb(t))只决定该项的符号。因此调制产生的MSK信号的功率为：

$P=E_{\mathrm{MSK}}\·E_{\mathrm{MSK}}^{*}=A^2$

调制产生的MSK信号的相位为：

同理，可以得到采用前面提到的现有技术一，三角波驱动MZM产生的光MSK信号表达式如下：

$E_{\mathrm{MSK}\_\mathrm{triangle}}=-{\mathrm{Ae}}^{j2\mathrm{\π}{f}_{0}t}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2T_b}t\right)\cos \left(\mathrm{\πa}\left(t\right)\right)-{\mathrm{Ae}}^{j2\mathrm{\π}{f}_{0}t}\cos \frac{\mathrm{\π}}{2T_b}t\cos \left(\mathrm{\πb}\left(t\right)\right)e^{j\frac{\mathrm{\π}}{2}}$

$=-{\mathrm{Ae}}^{j2\mathrm{\π}{f}_{0}t}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2T_b}t\right)\cos \left(\mathrm{\πa}\left(t\right)\right)-j\·{\mathrm{Ae}}^{j2\mathrm{\π}{f}_{0}t}\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{2T_b}t\right)\cos \left(\mathrm{\πb}\left(t\right)\right)$

同时可以得到采用前面提到的现有技术二，正弦波驱动MZM且上下两路偏置相同，产生的光MSK信号表达式如下：

$E_{\mathrm{MSK}\_\sin \mathrm{usoidal}}=E_{\mathrm{out}1}+E_{\mathrm{out}2}$

$={-\mathrm{Ae}}^{j2\mathrm{\π}{f}_{0}t}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2T_b}t\right)\right)\cos \left(\mathrm{\πa}\left(t\right)\right)-{\mathrm{Ae}}^{j2\mathrm{\π}{f}_{0}t}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2}\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{2T_b}t\right)\right)\cos \left(\mathrm{\πb}\left(t\right)\right)e^{j\frac{\mathrm{\π}}{2}}$

$={-\mathrm{Ae}}^{j2\mathrm{\π}{f}_{0}t}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2T_b}t\right)\right)\cos \left(\mathrm{\πa}\left(t\right)\right)-j\·{\mathrm{Ae}}^{j2\mathrm{\π}{f}_{0}t}\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{2}\sin \left(\frac{\mathrm{\π}}{2T_b}t\right)\right)\cos \left(\mathrm{\πb}\left(t\right)\right)$

我们以matlab平台进行信号仿真，得到三种方案产生的光MSK信号的包络和相位如图5所示。

可以发现本发明产生的光MSK信号输出功率恒定，相位在传输比特间是连续的，在比特内按正弦函数变化，变化

相位。现有技术二产生的光MSK信号包络不是恒定的。

本发明的光MSK信号传输系统预编码方法如下：

从系统图中可以看出，由于MSK信号分成了I、Q两路，所以调制产生的MSK信号每一个比特位的相位是由I、Q两路的信号决定的，如果直接将原始信号分为两路传输然后进行解调，很显然不能解调出正确的信号，因而需要对原始信号进行合适的编码。

首先研究I、Q两路信号如何决定调制产生的MSK信号的相位。I、Q两路信号所包含的比特信息在时域的关系如图6所示。

利用matlab仿真平台，编写MSK调制信号产生的代码，如图7所示为不同的偶数比特序列和奇数比特序列产生的光MSK信号相位图。

如果我们假设在一个比特内相位上升代表“1”，下降代表“0”，则可以列出真值表如下：

a0	a1	q1
			1	1	1
0	0	1
			1	0	0
0	1	0

a2

a1

q2

1	1	1
			0	0	1
1	0	0
			0	1	0

a2	a3	q3
			1	1	0
0	0	0
			1	0	1
0	1	1

a4	a3	q4
			1	1	0
0	0	0
			1	0	1
0	1	1

a4	a5	q5
			1	1	1
0	0	1
			1	0	0
0	1	0

a6	a5	q6
			1	1	1
0	0	1
			1	0	0
0	1	0

......

从而得出的逻辑关系式为：

q1＝a0⊙a1→a1＝q1⊙a0

q2＝a2⊙a1→a2＝q2⊙a1

$q3=a2\⊕a3\→a3=q3\⊕a2$

$q4=a4\⊕a3\→a4=q4\⊕a3$

q5＝a4⊙a5→a5＝q5⊙a4

q6＝a6⊙a5→a6＝q6⊙a5

......

根据以上的逻辑关系式，如果令q0＝a0，我们可以发现MSK传输系统的编码规律为：

a0＝q0

a1＝q1⊙a0＝q1⊙q0

a2＝q2⊙a1＝q2⊙q1⊙q0

从而可以得到如图4所示的预编码逻辑电路框图。

所述的预编码逻辑电路由四个逻辑门：异或门1、同或门1、同或门2和异或门2，以及一个4选1开关组成，具体如下：原始数据比特流分为四路同时输入到异或门1、同或门1、同或门2和异或门2四个逻辑门中；从异或门1输出的信号分为两路，一路输出到4选1开关接口1中，另一路延时一个1个比特之后作为同或门1的另一个输入信号；从同或门1输出的信号分为两路，一路输出到4选1开关接口2中，另一路延时一个1个比特之后作为同或门2的另一个输入信号；从同或门2输出的信号分为两路，一路输出到4选1开关接口3中，另一路延时一个1个比特之后作为异或门2的另一个输入信号；从异或门2输出的信号分为两路，一路输出到4选1开关接口4中，另一路延时一个1个比特之后作为异或门1的另一个输入信号；4选1开关依次选通接口1、2、3和4，时间间隔为1个比特持续的时间。

下面以40Gb/s传输速率为例，对本发明、现有技术一和现有技术二的产生的新型光MSK信号传输性能进行比较。

图8所示为本发明、现有技术一和现有技术二产生的光MSK信号的光谱图。可以发现三种方案的光谱图比较接近，主要能量集中在主瓣上，旁瓣下降的很快。同时可以发现以三角波为驱动信号的MSK_triangle旁瓣下降得最快，而以现有技术二产生的MSK_sinusoidal信号旁瓣下降得最慢。

图9所示为本发明和现有技术二构建的系统的误码率和接收功率的关系图及解调信号的眼图。搭建测试系统时，采用线宽为150kHz的连续发光激光器，传输总距离为4×100km，每个跨度使用的SSMF的长度为100km，色散参数为16ps/nm·km，色散补偿光纤(DCF)长为16km，色散参数为-100ps/nm·km，每个系统色散均完全补偿，并且考虑了每个跨度放大器的ASE噪声，偏振模色散(PMD)以及光纤非线性效应。解调器由马赫泽德干涉仪(MZI)以及平衡探测的接收机构成。可以发现本发明产生的光MSK信号因为是恒定包络的，产生的解调信号的眼图中间部分没有突起，提高了EOP，降低了系统的灵敏度大约3dB左右，改善了系统的传输性能。

图10所示为三种方案产生光MSK信号对色散的抵抗性。搭建测试系统时，采用线宽为150kHz的连续发光激光器，忽略了放大器的ASE噪声，偏振模色散(PMD)以及光纤各种非线性效应。采用长为10km，色散值为16ps/nm·km的SSMF和长为1.6km的DCF，通过改变DCF的色散参数，模拟仿真出光MSK信号对于残留色散的抵抗性。可以发现本发明和现有技术一的色散抗性接近，比现有技术二的色散抗性好。

图11、12所示本发明对光纤非线性效应的抵抗性。搭建测试系统时，采用线宽为150kHz的连续发光激光器，忽略了放大器的ASE噪声，偏振模色散(PMD)。采用色散完全补偿的传输链路，通过改变耦合进光纤的光功率来模拟仿真光MSK信号对于光纤非线性效应的抵抗性。可以发现，由于本发明通过改变MZM的偏置，产生包络恒定的光MSK信号，相对于现有技术二来说，提高了对光纤非线性效应的抗性，改善了传输系统的性能。

Claims (4)

1.一种高速光MSK信号的调制系统，其特征在于主要由4个相同的马赫泽德调制器组成，分成上下两路：MZM1和MZM2，MZM3和MZM4；连续激光器经光分束器分为两路后分别进入MZM1和MZM3，进行调制，MZM1和MZM3所采用的偏置不同，即MZM1偏置在Vpi/2处，MZM3偏置在Vpi处，这里的Vpi表示为在MZM中使得光信号产生π相位变化的电压值；经过调制后产生不同占空比的CSRZ信号，然后分别耦合进MZM2和MZM4中；信息数据经过预编码之后分为两路，分别作为MZM2和MZM4的驱动信号；最后输出的经调制的CSRZ信号合并，即得到光MSK信号；

这里，MZM1、MZM2、MZM3和MZM4依次为第一马赫泽德调制器、第二马赫泽德调制器、第三马赫泽德调制器和第四马赫泽德调制器；CSRZ为载波抑制归零信号。

2.一种高速光MSK信号的调制方法，其特征在于采用如权利要求1所述的调制系统，该系统主要由4个相同的马赫泽德调制器组成，分成上下两路：MZM1和MZM2，MZM3和MZM4；连续激光器经光分束器分为两路后分别进入MZM1和MZM3，进行调制，MZM1和MZM3所采用的偏置不同，即MZM1偏置在Vpi/2处，MZM3偏置在Vpi处，这里的Vpi表示为在MZM中使得光信号产生π相位变化的电压值；经过调制后产生不同占空比的CSRZ信号，然后分别耦合进MZM2和MZM4中；信息数据经过预编码之后分为两路，分别作为MZM2和MZM4的驱动信号；最后输出的经调制的CSRZ信号合并，即得到光MSK信号；

这里，MZM1、MZM2、MZM3和MZM4依次为第一马赫泽德调制器、第二马赫泽德调制器、第三马赫泽德调制器和第四马赫泽德调制器；CSRZ为载波抑制归零信号。

3.如权利要求2所述的调制方法，其特征在于所述的预编码的电路结构满足以下逻辑关系式：

a0＝q0

a1＝q1⊙a0＝q1⊙q0

a2＝q2⊙a1＝q2⊙q1⊙q0

......

其中q0，q1，q2...是需要编码的原始数据比特流，a0，a1，a2...是经编码之后的数据比特流，“⊙”表示同或逻辑关系，

表示异或逻辑关系。

4.如权利要求4中所述的调制方法，其特征在于所述的预编码电路由四个逻辑门：第一异或门、第一同或门、第二同或门和第二异或门，以及一个4选1开关组成；原始数据比特流分为四路同时输入到第一异或门、第一同或门、第二同或门和第二异或门四个逻辑门中；从第一异或门输出的信号分为两路，一路输出到4选1开关的第一接口中，另一路延时一个1个比特之后作为第一同或门的另一个输入信号；从第一同或门输出的信号分为两路，一路输出到4选1开关的第二接口中，另一路延时一个1个比特之后作为第二同或门的另一个输入信号；从第二同或门输出的信号分为两路，一路输出到4选1开关的第三接口中，另一路延时一个1个比特之后作为第二异或门的另一个输入信号；从第二异或门输出的信号分为两路，一路输出到4选1开关的第四接口中，另一路延时一个1个比特之后作为第一异或门的另一个输入信号；4选1开关依次选通其第一、第二、第三、第四接口，时间间隔为1个比特持续的时间。

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