CN101902138A - 一种电流控制型同步整流驱动电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种电流控制型同步整流驱动电路，包括电流互感器CT、整形与复位电路、推挽电路三个部分，在整形与复位电路中加入电容Cp，利用该电容Cp的存储电荷所形成反向电压抽取饱和三极管少子；控制电流互感器，使得在给同步管门极电容充电的初始时刻，电容Cp上存有电荷，此时三极管Q1处于饱和状态，利用电容Cp的反向电压来抽取三极管Q1中由于饱和而在的基极和集电极中积累的少子，使该三极管迅速从饱和状态中恢复，从而提高同步管开通速率。采用本发明能加快同步管开通速率，提高高频开关电源的效率。
Description
技术领域
本发明涉及一种电流型同步整流驱动电路，尤指一种应用于高频开关电源的电流控制型同步整流驱动电路。
背景技术
随着各种电能转换装置的节能的要求越来越高，必须提高电源的转换效率。传统的DC/DC电源转换中，变压器副边大都采用肖特基二极管进行整流。传统的二极管整流由于二极管本身的导通损耗而使电源效率急剧下降，尤其当输出电流较大时，二极管的损耗更加明显，这限制了电源效率的提高。为了提高效率，同步整流技术应运而生，它采用MOSFET代替肖特基二极管进行整流，降低了整流管损耗，实现提高电源效率的目的。由此，同步整流技术被广泛地应用在低电压高电流的DC/DC变换电路中。
同步整流技术有多种，其中电流型同步整流技术以其能够有效消除电流反向，轻载效率较高而备受青睐。如图1所示，已有发明专利(中国发明专利申请号：200810061336.3。)采用较为简单的电路实现了同步整流技术，具有成本低、轻载时效率高等特点，但是该电路产生的驱动电压上升缓慢，在高频情况下，电源效率会大大降低，此外，该电路应用场合受主电路输出电压限制，主电路输出电压升高时，电源效率也会降低。开关电源的高频化是一种发展趋势，事实上，无论是理论分析的结果还是从实际经验的结论都表明，电路中变压器、电感和电容的重量及体积，都与供电电源频率平方根成反比，那么提高频率会显著地节约能量和成本。原有电路(电路图如图1(a)，典型波形图如图1(b))中同步管驱动电路也可以用于高频开关电源，但是存在如下缺点：
1)同步管开通缓慢。原因如下：在同步管关断阶段，整形与复位电路中的三极管SQ1会进入饱和状态，在同步管重新开通之前，SQ1要从饱和状态中恢复，恢复过程需要一段时间，在这段时间内，电流互感器(Current Transformer，后文简称CT)二次侧的电流不能给门极电容充电，导致同步管开通缓慢，体二极管导通，损耗增加，电源效率下降，这种影响在高开关频率时愈发明显。
2)、当主电路输出电压较大时(Vo＞20V)，整流驱动电路不能使用了。原因如下：现有技术(图1(a))的的驱动电压大小为Vo+Vd(Vd代表二极管的导通压降)，当Vo＞20V时，同步管驱动电压必将大于20V，而这已经超过了同步管MOSFET门极电压所允许的最大值，同步管会被烧坏。原电路添加了齐纳管VR1来限制输出电压，这种方法损耗非常大，在实际应用中非常不切实际。
发明内容
本发明要解决的技术问题是，针对现有技术现状，提供一种在高频率下能够提高开关电源的效率并具有较宽使用范围的电流控制型同步整流驱动电路。
为了解决上述技术问题，本发明提供一种电流控制型同步整流驱动电路，包括电流互感器CT、整形与复位电路、推挽电路三个部分；
在整形与复位电路中加入电容Cp，利用该电容Cp的存储电荷所形成反向电压抽取饱和三极管少子；控制电流互感器，使得在给同步管门极电容充电的初始时刻，电容Cp上存有电荷，此时三极管Q1处于饱和状态，利用电容Cp的反向电压来抽取三极管Q1中由于饱和而在的基极和集电极中积累的少子，使该三极管迅速从饱和状态中恢复，从而提高同步管开通速率；
或者在整形与复位电路中，加入一条用于少子放电的通路，所述通路由三极管Q4和电阻R3构成；在给同步管门极电容充电的初始时刻，三极管Q1处于饱和状态，基极和集电极含有由于饱和而积累的少子，此时三极管Q4开通，所述少子通过三极管Q4流走，使三极管Q1迅速从饱和状态中恢复，从而提高同步管开通速率。
作为本发明的电流控制型同步整流驱动电路的改进：在整形与复位电路和推挽电路之间添加齐纳稳压管ZD1、二极管D3及电阻R2，由此构成一个电压箝位电路来箝住同步管的门极电压，使其适应高输出电压的开关电源电路。
本发明解决上述问题的技术方案是：提供两种方法使三极管Q1迅速从饱和状态中恢复，从而加快同步管开通速率，提高高频开关电源的效率；提供一种箝位电路，拓宽同步整流驱动电路的使用范围。
所述的加速开通的一种方法是：在原有整形与复位电路中加入电容Cp，利用该电容的存储电荷所形成反向电压抽取饱和三极管少子。合理设计CT的励磁电感等其他参数，使得在同步管门极电容充电的初始时刻，电容Cp上存有电荷并形成反向电压，利用电容Cp的反向电压来抽取饱和三极管Q1中基极和集电极中的少子，使该三极管Q1迅速从饱和状态中恢复，从而达到加速同步管开通的目的。
所述的加速开通的另一种方法是：在原有整形与复位电路中，加入一条用于少子放电的通路，该通路由三极管Q4和电阻R3构成。在同步管门极电容充电的初始时刻，三极管Q4开通，饱和三极管Q1中基极和集电极的少子通过三极管Q4流走，使三极管Q1迅速从饱和状态中恢复，从而达到加速同步管开通的目的。
上述两种改进方法都可以明显地改善同步管的驱动信号，如图2所示，可以看到，相比于改进前，加速开通后的驱动信号的上升速率明显加快。
所述的箝位电路由齐纳稳压管ZD1、二极管D3及电阻R2构成，D3与R2并联然后与ZD1串联，其中D3的阳极与ZD1的稳压端相连。箝位电路添加在整形与复位电路和推挽电路之间，将输出电压箝位在ZD1的额定电压。由于箝位电路在推挽电路的前级，损耗非常小。
具体为：
根据本发明，加速开通的电流型同步整流驱动电路，可以采用这样的连接方式：CT的二次侧绕组N2同名端与NPN三极管Q1的集电极相连；将Q1的发射极作为该整流驱动电路的参考地(后文简称参考地)，与同步管(MOSFET)的源极相连；电容Cp与电阻R1并联组成阻抗，该阻抗一端与N2的非同名端相连，另一端与Q1基极相连；二极管D1的阴极与N2的非同名端相连，D1的阳极与参考地相连；NPN三极管Q2和PNP三极管Q3构成推挽电路，其中Q2、Q3的基极相连构成推挽的输入端，Q2、Q3的发射极相连构成推挽的输出端；推挽电路的输入端与Q1的集电极和二极管D2的阳极相连，D2的阴极与Q2的集电极以及开关电源输出的正电压端相接；推挽电路的输出端接同步管的门极；Q3的集电极与参考地相连；该电路的参考地与开关电源输出的负电压端相连。该电路中多余的能量通过二极管D2回馈到开关电源的主电路中。
根据本发明，加速开通的电流型同步整流驱动电路，还可以采用另一种实现方式：CT的二次侧绕组N2同名端与NPN三极管Q1的集电极相连；将Q1的发射极作为参考地，与同步管(MOSFET)的源极相连；NPN三极管Q4的集电极与Q1的基极相连，Q4的发射极与Q1的发射极相接；电阻R2和Q4构成少子放电通路，R2一端与Q4的基极相接，另一端与Q4的集电极相连；电阻R1的一端与N2的非同名端相连，另一端与三极管Q1基极相连；二极管D1的阴极与N2的非同名端相连，D1的阳极与参考地相连；NPN三极管Q2和PNP三极管Q3构成推挽电路，其中Q2、Q3的基极相连构成推挽的输入端，Q2、Q3的发射极相连构成推挽的输出端；推挽电路的输入端与Q1的集电极和二极管D2的阳极相连，D2的阴极与Q2的集电极以及开关电源输出的正电压端相接；推挽电路的输出端接同步管的门极；Q3的集电极与参考地相连；该电路的参考地与开关电源输出的负电压端相连。该电路中多余的能量通过二极管D2回馈到开关电源的主电路中。
根据本发明，为了拓宽同步整流驱动电路的使用范围，提高同步整流驱动电路的稳定性，在上述电路基础上添加箝位电路，箝位电路的连接方式是：电阻R3与二极管D3并联，然后与齐纳稳压管ZD1串联构成箝位电路，其中D3的阳极与ZD1的稳压端相连；箝位电路一端与CT二次侧绕组N2的同名端相连，另一端与三极管Q1的射极一起接入驱动电路的地；推挽电路的输入端(Q2、Q3的基极)接入ZD1的稳压端。
作为本发明的进一步改进，本发明也可以采用自供电的形式，自供电电路没有能量回馈，而是在二极管D2阴极和驱动电路的参考地之间，添加一个电容Cb来提供偏置电压，自供电型电路的参考地无需与主电路的地相连，使用时无需考虑同步管的位置，这在一定程度上也扩大了使用范围。
综上所述，本发明的主要发明点是：
1、利用电容上的电荷来抽取饱和三极管基极和集电极的少子，提高同步管的开通速率，从而达到提高开关电路效率的目的，并使该同步整流驱动电路能够应用于高频开关电源。
2、也可以利用三极管和电阻构成的少子放电通路使三极管迅速从饱和状态恢复，达到提高同步管开通速率的目的。
3、添加箝位电路，拓宽了该同步电流驱动电路的使用范围。
与现有技术相比，本发明的优点如下：
1、同步管开通速率快，减少了体二极管开通时间，提高了开关电源的效率，能够适应电力电子高频化的发展趋势，而且电路简单，易于实现。
2、添加箝位电路，使本发明能够适应各类输出电压电流的开关电源电路，拓宽了该同步电流驱动电路的使用范围，并在一定程度上提高了电源的稳定性。
附图说明
下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细说明。
图1(a)为现有技术中电流控制同步整流驱动电路图，图1(b)为该电路的典型工作波形图。
图2为现有技术同步整流电路与加速开通后的驱动波形对比图。
图3为能够加速开通的一种电流型同步整流驱动电路。
图4为能够加速开通的另一种电流型同步整流驱动电路。
图5为箝位后的加速开通型电流型同步整流驱动电路。
图6为箝位后的另一种加速开通型电流型同步整流驱动电路。
图7为自供电的加速开通箝位型同步整流驱动电路。
图8为图5实施方式在反激同步整流应用的电路图。
图9为图7实施方式在反激同步整流应用的电路图。
图10为图8所示电路的关键节点的电压与电流波形图。
具体实施方式
本发明所列出的应用于反激式变换器的两个实施例是为了更好的说明本发明的工作原理，而不是将本发明更广泛的特征限制在所述的实施例中，事实上，本发明可用于各类DC/DC变换电路中。
参考图3至图10，对本发明进行详细描述如下。
实施例1、一种加速开通的电流型同步整流驱动电路，如图3所示，包括一个电流互感器CT，CT由磁芯、绕组N1和N2构成，一个同步管MOSFET，一个整形与复位电阻R1，一个加速电容Cp，一个复位三极管Q1，两个推挽电路三极管Q2、Q3，两个二极管电路D1、D2。
CT的二次侧绕组N2同名端与NPN三极管Q1的集电极相连；将Q1的发射极作为该整流驱动电路的参考地(后文简称参考地)，与同步管(MOSFET)的源极相连；电容Cp与电阻R1并联组成阻抗，该阻抗一端与N2的非同名端相连，另一端与Q1基极相连；二极管D1的阴极与N2的非同名端相连，D1的阳极与参考地相连；NPN三极管Q2和PNP三极管Q3构成推挽电路，其中Q2、Q3的基极相连构成推挽的输入端，Q2、Q3的发射极相连构成推挽的输出端；推挽电路的输入端与Q1的集电极和二极管D2的阳极相连，D2的阴极与Q2的集电极以及开关电源输出的正电压端相接；推挽电路的输出端接同步管的门极；Q3的集电极与参考地相连；该电路的参考地与开关电源输出的负电压端相连。该电路中多余的能量通过二极管D2回馈到开关电源的主电路中。
实施例2、另一种加速开通的电流型同步整流驱动电路，如图4所示，包括一个电流互感器CT，CT由磁芯、绕组N1和N2构成，一个同步管MOSFET，一个整形与复位电阻R1，一个加速电阻R2，一个加速三极管Q4，两个推挽电路三极管Q2、Q3，两个二极管电路D1、D2。
CT的二次侧绕组N2同名端与NPN三极管Q1的集电极相连；将Q1的发射极作为参考地，与同步管(MOSFET)的源极相连；NPN三极管Q4的集电极与Q1的基极相连，Q4的发射极与Q1的发射极相接；电阻R2和Q4构成少子放电通路，R2一端与Q4的基极相接，另一端与Q4的集电极相连；电阻R1的一端与N2的非同名端相连，另一端与三极管Q1基极相连；二极管D1的阴极与N2的非同名端相连，D1的阳极与参考地相连；NPN三极管Q2和PNP三极管Q3构成推挽电路，其中Q2、Q3的基极相连构成推挽的输入端，Q2、Q3的发射极相连构成推挽的输出端；推挽电路的输入端与Q1的集电极和二极管D2的阳极相连，D2的阴极与Q2的集电极以及开关电源输出的正电压端相接；推挽电路的输出端接同步管的门极；Q3的集电极与参考地相连；该电路的参考地与开关电源输出的负电压端相连。该电路中多余的能量通过二极管D2回馈到开关电源的主电路中。
实施例3、箝位后的加速开通型电流型同步整流驱动电路，如图5所示，与实施例1不同的是，在CT二次侧N2的同名端与推挽电路的输入端之间，添加箝位电路。
具体为：电阻R3与二极管D3并联，然后与齐纳稳压管ZD1串联构成箝位电路，其中D3的阳极与ZD1的稳压端相连；箝位电路一端与N2的同名端相连，另一端接参考地；推挽电路的输入端(Q2、Q3的基极)接入ZD1的稳压端。其余部分与图3所示的实施例1相同。
该实施例可以应用于主电路输出电压高于20V的场合。很明显，若没有箝位电路，该电路产生的门极驱动电压要大于Vd+20V(Vd代表二极管的导通压降)，这已经超过了同步管MOSFET门极电压所允许的最大值，会烧坏同步管。而添加箝位电路后，驱动电压会被箝位在ZD1的稳定电压Vz。选取合适的稳压管(例如Vz＝12V)，该同步整流电路又能正常工作了。而且，由于箝位电路在推挽电路的前级，损耗很小。
实施例4、箝位后的另一种加速开通型电流型同步整流驱动电路，如图6所示，与实施例2不同的是，在CT二次侧N2的同名端与推挽电路的输入端之间，添加箝位电路。具体为：电阻R3与二极管D3并联，然后与齐纳稳压管ZD1串联构成箝位电路，其中D3的阳极与ZD1的稳压端相连；箝位电路一端与N2的同名端相连，另一端接参考地；推挽电路的输入端(Q2、Q3的基极)接入ZD1的稳压端。其余部分与图3所示的实施例2相同。
该实施例中的箝位电路的作用与前实施例相同。
实施例5、一种自供电的加速开通箝位型同步整流驱动电路，如图7所示。
本实施例5与实施例3(如图5所示)相比，具有如下区别点：自驱动电路没有能量回馈，而是在二极管D2阴极和驱动电路参考地之间，添加一个用于提供偏置电压的电容Cb。参考地与同步管的源极相接。
本实施例所述整流驱动电路，通过CT不仅获得驱动的时间信号，而且获得了驱动同步管门极的能量。电容Cb储存从CT感应得到的能量，可以提供一个稳定的电压Vbias。Vbias由CT的匝比、同步管的门极电容和主电路输出电流决定。本电路的参考地无需和主电路的地相连，扩大了本电路的使用的灵活性。此外，本实施例的驱动电压与主电路输出电压大小无关，因此，本实施例可以用于各种输出电压的开关电源。
本电路中的箝位电路的作用，与实施例3、4类似，也是为了箝位同步管驱动电压。但是，这里不是用于解决输出电压过高的问题，而是为了提高电路的稳定性。当输出电流由于某些情况(如短路等)变得异常大时，同步管的驱动电压也容易超出MOSFET的最大允许值。添加箝位电路后，就可以避免这种情况，因为驱动电压始终被箝位在Vz。
图8所示是实施例3(图5)在反激同步整流电路的应用。具体连接方式是，将实施例3所示电路的同步管(MOSFET)和CT的一次侧绕组N1，串入反激式变换器输出的负电压端。
下面结合图8所示电路的关键节点的波形图(图10)，对本电路工作过程进行详细描述。设反激式变换器工作于断续模式，输出电压大小为Vo，设Vo＞20V，Vz表示稳压管的稳定电压，Vgs表示同步管(MOSFET)的门极电压，VCT表示CT二次侧绕组N2的电压。
反激电路原边的开关管关断，副边电流由0迅速增大，如图10-(a)所示。t＝t0时刻，CT二次侧感应电流超过励磁电流，通过推挽电路的放大作用，该电流给MOS管的门极电容充电，其门极电压Vgs迅速上升，如图10-(b)所示。
t＝t1时刻，由于稳压管ZD1的作用，Vgs被箝位在Vz。t＞t1，VCT大小超过Vo，二极管D2导通，多余能量通过D2回馈到主电路上。在这一阶段，励磁电流iLm以特定斜率增大，如图10-(a)所示。
t＝t2时刻，CT的感应电流下降到与励磁电流相等，此时刻之后，CT二次侧N2输出电流反向，三级管Q1导通，形成放电回路，通过推挽电路的放大作用，MOS管的门极电容上的贮存电荷通过三极管Q3放电，Vgs迅速下降，如图10-(b)所示。t＝t3时刻，Vgs下降到0。
设t＝t4时刻，进入下一个周期的充电阶段，如图10-(a)、(b)所示。在t3～t4阶段，三极管Q1进入饱和状态。励磁电流依次通过R1，Cp，以及三极管Q1的基极和集电极所形成的PN结进行放电，设计R1，Cp以及励磁电感Lm的大小，使t＝t4时刻，励磁电流没有下降到零，使这时电容Cp上存有一定电荷。当进入下一个周期的充电阶段，CT二次侧感应电流超过励磁电流，也就是t4时刻，电容Cp上的反向电压迅速抽取三极管Q1中，由于饱和在基极和集电极中积累的少子，使三极管Q1迅速从饱和状态恢复，不至于影响到三极管的开通速度，从而在实质上提高同步管的开通速率。而这一点，也是本发明的关键发明点。
图9所示是实施例5(图7)在反激同步整流电路的应用。具体链接方式是，将实施例5所示电路的同步管(MOSFET)和CT的一次侧绕组N1，串入反激式变换器输出的正电压端。
其具体工作过程与图8所示电路非常类似，所不同的是，在t1～t2时间段，从CT的获得的能量不是回馈到主电路的输出，而是储存于偏置电容Cb中，用于下一个周期驱动同步管。如实施例5的描述，整流驱动电路通过CT，不仅获得了驱动的时间信号，而且获得了驱动同步管门极的能量。同步整流驱动电路的参考地，没有与反激式变换器输出端的地相接。所以这种自驱动的同步整流方案，可以使同步管的位置非常灵活，扩大了该整流方法的使用范围。
最后，还需要注意的是，以上列举的仅是本发明的若干个具体实施例。显然，本发明不限于以上实施例，还可以有许多变形。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是本发明的保护范围。
Claims (2)
1.一种电流控制型同步整流驱动电路，包括电流互感器CT、整形与复位电路、推挽电路三个部分，其特征是：
在整形与复位电路中加入电容Cp，利用该电容Cp的存储电荷所形成反向电压抽取饱和三极管少子；控制电流互感器，使得在给同步管门极电容充电的初始时刻，电容Cp上存有电荷，此时三极管Q1处于饱和状态，利用电容Cp的反向电压来抽取三极管Q1中由于饱和而在的基极和集电极中积累的少子，使该三极管迅速从饱和状态中恢复，从而提高同步管开通速率；
或者在整形与复位电路中，加入一条用于少子放电的通路，所述通路由三极管Q4和电阻R3构成；在给同步管门极电容充电的初始时刻，三极管Q1处于饱和状态，基极和集电极含有由于饱和而积累的少子，此时三极管Q4开通，所述少子通过三极管Q4流走，使三极管Q1迅速从饱和状态中恢复，从而提高同步管开通速率。
2.根据权利要求1所述的电流控制型同步整流驱动电路，其特征是：在所述整形与复位电路和推挽电路之间添加齐纳稳压管ZD1、二极管D3及电阻R2，由此构成一个电压箝位电路来箝住同步管的门极电压，使其适应高输出电压的开关电源电路。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C12 | Rejection of a patent application after its publication | ||
| RJ01 | Rejection of invention patent application after publication |
Application publication date: 20101201 |