CN101895311B - 信号接收方法及接收机 - Google Patents

Abstract

本发明实施例公开一种信号接收方法及接收机，涉及通信技术领域，可以提高接收机的性能。包括：获取将接收到的信号经过各径解扰解扩后得出的符号；利用预设的准则获取与所述符号对应的多径合并系数和反馈滤波系数；根据与所述符号对应的多径合并系数将所述符号进行多径合并，得到经过多径合并后的符号；获取在所述符号之前接收到的指定个数的符号经过硬判处理后得出的结果；根据与所述符号对应的反馈滤波系数对在所述符号之前接收到的指定个数的符号经过硬判处理得出的结果进行滤波，得到滤波后的结果；将所述经过多径合并后的符号减去所述经过滤波后的结果得出目标符号。本发明实施例可以应用于WCDMA系统及其他基于CDMA的系统中。

Description

信号接收方法及接收机

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种信号接收方法及接收机。

背景技术

随着WCDMA（Wideband Code Division Multiple Access，宽带码分多址）系统的不断发展，特别是HSPA（High Speed Packet Access，高速分组接入）的引入，各种高速率用户业务在系统中占据了越来越重要的地位。而传统的RAKE接收机已无法适应高速率的业务性能的要求，因而，为了满足不断增加的高速率业务性能的需求，WCDMA系统也逐步开始采用各种先进接收机。

目前，WCDMA系统中采用的先进接收机主要是各种基于线性均衡原理的接收机，如，LMMSE（Linear Minimum Mean Square Error，线性最小均方误差）接收机、GRAKE（Generalized RAKE）接收机。其中，LMMSE接收机通过对接收端的码片信号进行基于MMSE准则的均衡滤波，来抑制多径带来的符号间干扰，恢复扩频码字之间的正交性。GRAKE接收机采用多径分离、合并的结构，在多径合并时利用SINR（Signal to Interference plus Noise Ratio，信号与干扰加噪声比）准则获取最优的合并系数，并根据某些原则添加一些额外的解调径，提高多径合并时的干扰抑制能力。然而，当业务速率进一步提高、信道多径环境比较恶劣的时候，这些接收机的性能存在一定局限，残留的干扰信号相对较多，性能有待进一步提升。

发明内容

本发明的实施例提供一种信号接收方法及接收机，可以提高接收机的性能。

本发明实施例提供一种信号接收方法，包括：

获取将接收到的信号经过各径解扰解扩后得出的符号；

利用预设的准则获取与所述符号对应的多径合并系数和反馈滤波系数；

根据与所述符号对应的多径合并系数将所述符号进行多径合并，得到经过多径合并后的符号；

获取在所述符号之前接收到的指定个数的符号经过硬判处理后得出的结果；

根据与所述符号对应的反馈滤波系数对在所述符号之前接收到的指定个数的符号经过硬判处理得出的结果进行滤波，得到滤波后的结果；

将所述经过多径合并后的符号减去所述滤波后的结果得出目标符号。

本发明实施例提供一种接收机，包括：

解扰解扩模块，用于将接收到的信号进行解扰解扩，得到解扰解扩后的符号；

系数计算模块，用于利用预设的准则获取与所述解扰解扩模块得到的符号对应的多径合并系数和反馈滤波系数；

多径合并模块，用于根据所述系数计算模块得到的与所述解扰解扩模块得到的符号对应的多径合并系数将所述符号进行多径合并；

反馈滤波模块，用于根据所述系数计算模块得到的与所述解扰解扩模块得到的符号对应的反馈滤波系数对在所述解扰解扩模块得到的符号之前接收到的指定个数的符号经过硬判处理得出的结果进行滤波，得到滤波后的结果；

目标符号输出模块，用于将所述经过多径合并后的符号减去所述滤波后的结果得出目标符号。

本发明实施例中，针对信号进行解扰解扩后得到的符号获取与该符号对应的多径合并系数和反馈滤波系数，并根据得出的多径合并系数将该符号进行多径合并，根据得出的反馈滤波系数对经过硬判处理得出的符号中的指定个数的符号进行滤波，将上述经过多径合并后的符号减去经过滤波后的符号得出目标符号。

由于本发明实施例中的接收机在对接收到的各个符号进行多径合并和反馈滤波处理时，将在所述各个符号之前接收到的指定个数的符号进行硬判处理，并利用该硬判处理后得出的符号进行反馈滤波，可以提高接收机的性能，并且针对符号级的多径合并系数和反馈滤波系数计算，可以使得反馈更加及时。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明一实施例提供的信号接收方法的流程图；

图2为本发明一实施例提供的接收机的结构图；

图3为本发明另一实施例提供的信号接收方法的流程图；

图4为本发明另一实施例提供的接收机的结构图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明一实施例提供一种信号接收方法，如图1所示，该方法包括如下步骤：

101、获取将接收到的信号经过各径解扰解扩后得出的符号。

当有信号输入时，接收机会接收每个输入的信号，获取将接收到的各个信号进行解扰解扩后得出的符号。

102、利用预设的准则获取与所述符号对应的多径合并系数和反馈滤波系数。

接收机可以获取所述符号对应的多径合并系数和反馈滤波系数，该多径合并系数和反馈滤波系数随着接收到的符号的变化而更新。

103、根据与所述符号对应的多径合并系数将所述符号进行多径合并，得到经过多径合并后的符号。

根据101中获取的多径合并系数将所述经过各径解扰解扩后的符号进行多径合并。

104、获取在所述符号之前接收到的指定个数的符号经过硬判处理后得出的结果。

对于在所述符号之前已经接收到的符号，接收机会对其进行硬判处理，从经过所述硬判处理得出的结果中可以获取指定个数的符号经过硬判处理后的结果。

其中，进行硬判处理的过程可以为：将大于零的符号，进行硬判处理后表示为1；将小于零的符号，进行硬判处理后表示为-1。当然，也可以是其他的硬判方式，本实施例对此不做限定。

105、根据与所述符号对应的反馈滤波系数对所述经过硬判处理得出的指定个数的符号进行滤波，得到滤波后的结果。

根据101中获取的符号对应的反馈滤波系数对所述经过硬判处理得出的符号进行反馈滤波。

需要说明的是，当经过硬判处理的符号个数达不到指定个数时，可以从经过硬判处理后的结果中取出已有个数的符号的经过硬判处理得出的结果，将缺额个数的符号的经过硬判处理得出的结果设置为固定值，例如可以设置为零。比如，在处理第一个符号时，由于在它之前不存在指定个数的符号，此时，可以将指定个数的符号的经过硬判处理得出的结果都设置为零。

106、将上述经过多径合并后的符号减去上述滤波后的结果就可以得出目标符号。

本发明实施例中的接收机对接收到的各个符号进行处理时，利用该与符号对应的多径合并系数进行多径合并，获取在符号之前接收到的指定个数的符号经过硬判处理后得出的符号，并利用与符号对应的反馈滤波系数对经过硬判处理后得出的符号进行反馈滤波，然后将上述经过多径合并后的符号减去所述经过滤波后的符号得出目标符号，可以减少符号间的干扰，提高接收机的性能，并且针对符号级的多径合并系数和反馈滤波系数计算，可以使得反馈更加及时。

相应地，如图2所示的实施例提供一种接收机，该接收机可以包括：解扰解扩模块21，系数计算模块22，多径合并模块23，反馈滤波模块25和目标符号输出模块26。

其中，解扰解扩模块21用于将接收到的信号进行解扰解扩，得到解扰解扩后的符号。

系数计算模块22用于利用预设的准则获取与解扰解扩模块21得到的符号对应的多径合并系数和反馈滤波系数，将多径合并系数输出到多径合并模块23，同时将反馈滤波系数输出到反馈滤波模块25。

多径合并模块23用于根据系数计算模块22得到的所述解扰解扩模块21得到的符号对应的多径合并系数将所述符号进行多径合并。

反馈滤波模块25用于根据系数计算模块22得到的反馈滤波系数对在所述解扰解扩模块21得到的符号之前接收到的指定个数的符号经过硬判处理得出的结果进行滤波，得到滤波后的结果。

目标符号输出模块26将多径合并模块23得到的经过多径合并后的符号减去反馈滤波模块25得到的经过滤波后的结果，得出目标符号。

目标符号输出模块26得到的目标符号可以直接输出，也可以经过其他处理例如进行对数似然比计算等等。

进一步地，本实施例中的接收机还可以包括硬判模块24，硬判模块24用于对目标符号输出模块26得到的目标符号进行硬判处理。目标符号输出到硬判模块44后，可以参与下一个接收到的符号的反馈滤波处理的过程中。

需要说明的是，本实施例中的接收机的各个模块的实现方式和交互过程还可以进一步参考相应方法实施例中的相关描述。

由于目标符号是通过将经过多径合并后的符号减去经过滤波后的符号之后得出的，可以进一步消除信道多径带来的符号间干扰，提高了接收机的性能。由于本实施例中反馈滤波使用的是在所述符号之前接收到的符号，与现有接收机由于码片信号反馈不及时造成的性能损失相比，进一步地提高了接收机的性能。

为了进一步的提升接收机的性能，本发明另一实施例提供一种信号接收方法，如图3所示，该方法可以包括：

301、根据接收到的符号进行信道估计得出信道各径的衰落因子。

当有信号输入时，接收机可以获取将输入的信号进行解扰解扩后得出的符号，而对所述符号进行信道估计，可以得出信道各径的衰落因子。

302、利用预设的准则，获取与所述符号对应的多径合并系数和反馈滤波系数。

由于不同的符号有不同的多径合并系数和反馈滤波系数，因而，对于每个符号，接收机可以得到与其对应的多径合并系数和反馈滤波系数。

接收机所采用的多径合并系数和反馈滤波系数的计算方法可以有很多种，比如利用SINR准则获取最优的多径合并系数。在本发明实施例的应用场景中，本实施例中以接收机通过MMSE规则进行设计得出多径合并系数和反馈滤波系数为例进行说明，下面以WCDMA系统为例说明该多径合并系数和反馈滤波系数的计算方法的设计过程。

通常，WCDMA系统的发射信号x(t)可以表示为：

$x\left(t\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_k\left(t\right)=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{E_k}\underset{i=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}{s}_k\left(i\right)a_{k,i}(t-\mathrm{iT})---\left(1\right)$

其中，K表示码道个数；x_k(t)表示第k个码道的发射信号，E_k表示每个码道的平均符号发送能量；s_k(i)表示第k个码道的第i个发射符号，且其能量归一化|s_k(i)|²=1；

表示第k个码道第i个符号的扩频波形，由扩频码与根升余弦滤波器响应卷积可以得到所述扩频波形，SF为扩频因子，c_k，i(j)为码道k的OVSF码（Orthogonal Variable Spreading Factor，正交可变扩频因子）和特征扰码的乘积且|c_k，i(j)|²=1，T_c为码片时间间隔，T＝SF*T_c为符号时间间隔，p(t)表示能量归一化的根升余弦成形滤波器，即

假设信道冲击响应表示为

其中，L为信道多径数目，h_l为第l径的衰落因子，

将其他用户干扰和底噪建模为高斯白噪声n(t)，则接收信号可以表示为：

$r\left(t\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{l}x(t-{\mathrm{\τ}}_l)+n\left(t\right)---\left(2\right)$

对于第k₀码道、第i₀符号的解扰解扩结果可以采用下面的公式（3）来表示：

$y_{k_0,i_0}\left(t\right)=\underset{-\∞}{\overset{+\∞}{\∫}}r\left(\mathrm{\τ}\right)a_{k_0,i_0}^{*}(\mathrm{\τ}-t)\mathrm{d\τ}$

$=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{E_{k_0}}{h}_l{s}_{k_0}\left(i_0\right)R_{k_0,i_0}^{k_0,i_0}(t-i_{0}T-{\mathrm{\τ}}_l)+\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i\≠i_0}{\overset{+\∞}{\underset{i=-\∞}{\mathrm{\Σ}}}}\sqrt{E_{k_0}}{h}_l{s}_{k_0}\left(i\right)R_{k_0,i}^{k_0,i_0}(t-\mathrm{iT}-{\mathrm{\τ}}_l)---\left(3\right)$

$+\underset{k\≠k_0}{\overset{K-1}{\underset{k=0}{\mathrm{\Σ}}}}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=-\∞}{\overset{+\∞}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{E_k}{h}_l{s}_k\left(i\right)R_{k,i}^{k_0,i_0}(t-\mathrm{iT}-{\mathrm{\τ}}_l)+\tilde{n}\left(t\right)$

其中，

表示扩频波形之间的互相关。

在上述公式(3)中，第一项是目标符号，第二项是本码道其他符号对目标符号的干扰（ISI），第三项是其他码道各个符号对目标符号的干扰（MAI）。

在上述公式（1）的描述中，采用一个无限长的响应函数来表示匹配滤波器响应p(t)，因而在上述公式(3)中，产生ISI和MAI的符号，包含了负无穷到正无穷之间所有时刻的发送符号。而实际上，由于匹配滤波器响应是一个振荡衰减的函数，从目标符号向两端延展一定长度的符号后，响应值已经可以忽略，所以上式可以进一步写作：

$y_{k_0,i_0}\left(t\right)\≈s_{k_0}\left(i_0\right)\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{E_{k_0}}{h}_l{R}_{k_0,i_0}^{k_0,i_0}(t-i_{0}T-{\mathrm{\τ}}_l)+\underset{i\≠i_0}{\underset{i=i_0-M}{\overset{i_0+N}{\mathrm{\Σ}}}}{s}_{k_0}\left(i\right)\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{E_{k_0}}{h}_l{R}_{k_0,i}^{k_0,i_0}(t-\mathrm{iT}-{\mathrm{\τ}}_l)---\left(4\right)$

$+\underset{k\≠k_0}{\overset{K-1}{\underset{k=0}{\mathrm{\Σ}}}}\underset{i=i_0-M}{\overset{i_0+N}{\mathrm{\Σ}}}{s}_k\left(i\right)\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{E_k}{h}_l{R}_{k,i}^{k_0,i_0}(t-\mathrm{iT}-{\mathrm{\τ}}_l)+\tilde{n}\left(t\right)$

上述公式（4）中以目标符号为原点，保留了在目标符号接收到的时刻之后的N个符号，以及之前的M个符号。截断长度的选择原则是保证对目标信号有明显干扰的符号都在截取的符号窗内。

假设接收端共有J条解调径，各径时延为d₁，…d_J，由各径解扰解扩信号组成的向量为y=[y(d₁) … y(d_J)]^T，那么(4)式还可以写成下面的矩阵形式：

$\left[\begin{array}{c}y\left(d_0\right)\\ .\\ .\\ .\\ y\left(d_J\right)\end{array}\right]=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[\begin{array}{ccccc}{g}_k(d_0,i_0-M)& ...& g_k(d_0,i_0)& ...& g_k(d_0,i_0+N)\\ .& & .& & .\\ .& & .& & .\\ .& & .& & .\\ g_k(d_J,i_0-M)& ...& g_k(d_J,i_0)& ...& g_k(d_J,i_0+N)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{s}_k(i_0-M)\\ .\\ .\\ .\\ s_k\left(i_0\right)\\ .\\ .\\ .\\ s_k(i_0+N)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\tilde{n}\left(d_0\right)\\ .\\ .\\ .\\ \tilde{n}\left(d_J\right)\end{array}\right]---\left(5\right)$

其中， $g_k(t,i)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{E_k}{h}_l{R}_{k,i}^{k_0,i_0}(t-\mathrm{iT}-{\mathrm{\τ}}_l).$

按照当前目标时刻、过去时刻、将来时刻的形式，对上式（5）进行分解后可以得到下面的公式（6）：

$y=\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{G}_k{s}_k+n$

$=g_{k_0,i_0}{s}_{k_0}\left(i_0\right)+\underset{k\≠k_0}{\overset{K-1}{\underset{k=0}{\mathrm{\Σ}}}}{g}_{k,i_0}{s}_k\left(i_0\right)+\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{G}_{k,1}{s}_{k,1}+\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{G}_{k,2}{s}_{k,2}+n---\left(6\right)$

其中： $s_{k,1}=\left[\begin{array}{c}{s}_k(i_0-M)\\ .\\ .\\ .\\ s_k(i_0-1)\end{array}\right],$ $s_{k,2}=\left[\begin{array}{c}{s}_k(i_0+1)\\ .\\ .\\ .\\ s_k(i_0+N)\end{array}\right],$ $g_{k,i_0}=\left[\begin{array}{c}{g}_k(d_0,i_0)\\ .\\ .\\ .\\ g_k(d_J,i_0)\end{array}\right],$ $n=\left[\begin{array}{c}\tilde{n}\left(d_0\right)\\ .\\ .\\ .\\ \tilde{n}\left(d_J\right)\end{array}\right]$

$G_{k,1}=\left[\begin{array}{ccc}{g}_k(d_0,i_0-M)& ...& g_k(d_0,i_0-1)\\ .& & .\\ .& & .\\ .& & .\\ g_k(d_J,i_0-M)& ...& g_k(d_J,i_0-1)\end{array}\right],$ $G_{k,2}=\left[\begin{array}{ccc}{g}_k(d_0,i_0+1)& ...& g_k(d_0,i_0+N)\\ .& & .\\ .& & .\\ .& & .\\ g_k(d_J,i_0+1)& ...& g_k(d_J,i_0+N)\end{array}\right]$

可以理解的是，上面的公式（6）只是其中一种表达形式，还可以存在其他的变型形式，本实施例不一一进行举例说明。

假设多径合并系数和反馈滤波系数分别采用f_F,f_B来表示，则目标符号的合并输出还可以表示为：

${\hat{s}}_{k_0}\left(i_0\right)=f_F^{H}y-f_B^H{\hat{s}}_1---\left(7\right)$

其中，

是当前接收到的符号之前的K个已接收符号的硬判结果，

${\hat{s}}_1={\left[\begin{array}{ccc}{\hat{s}}_{\mathrm{0,1}}^T& ...& {\hat{s}}_{K-\mathrm{1,1}}^T\end{array}\right]}^T.$

如果定义 $w=\left[\begin{array}{c}{f}_F\\ -f_B\end{array}\right],$ $z=\left[\begin{array}{c}y\\ {\hat{s}}_1\end{array}\right],$ 则上述公式（7）还可以表示成

假设反馈是完全正确的，根据MMSE准则，系数向量 $w=\left[\begin{array}{c}{f}_F\\ -f_B\end{array}\right],$ 根据下式进行计算：

$\mathrm{\ω}=r_{\mathrm{zz}}^{-1}{r}_{\mathrm{zs}}---\left(8\right)$

其中：

$r_{\mathrm{zz}}=E\left\{{\mathrm{zz}}^H\right\}$

$=E\left\{\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{yy}}^H& y{s}_1^H\\ s_1{y}^H& s_1{s}_1^H\end{array}\right]\right\}---\left(9\right)$

$r_{\mathrm{zs}}=E\left\{z{s}^{*}\right\}=\left[\begin{array}{c}{g}_{k_0,i_0}\\ 0\end{array}\right]---\left(10\right)$

上述R_nn为噪声信号的自相关矩阵，即，R_nn=E{nn^H}。

进一步，得出下面的公式：

$\mathrm{\ω}=r_{\mathrm{zz}}^{-1}{r}_{\mathrm{zs}}$

利用分块矩阵求逆定理：

${\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\Φ}}_{11}& {\mathrm{\Φ}}_{12}\\ {\mathrm{\Φ}}_{21}& {\mathrm{\Φ}}_{22}\end{array}\right]}^{-1}=\left[\begin{array}{cc}{({\mathrm{\Φ}}_{11}-{\mathrm{\Φ}}_{12}{\mathrm{\Φ}}_{22}^{-1}{\mathrm{\Φ}}_{21})}^{-1}& -{\mathrm{\Φ}}_{11}^{-1}{\mathrm{\Φ}}_{12}{({\mathrm{\Φ}}_{22}-{\mathrm{\Φ}}_{21}{\mathrm{\Φ}}_{11}^{-1}{\mathrm{\Φ}}_{12})}^{-1}\\ -{\mathrm{\Φ}}_{22}^{-1}{\mathrm{\Φ}}_{21}{({\mathrm{\Φ}}_{11}-{\mathrm{\Φ}}_{12}{\mathrm{\Φ}}_{22}^{-1}{\mathrm{\Φ}}_{21})}^{-1}& {({\mathrm{\Φ}}_{22}-{\mathrm{\Φ}}_{21}{\mathrm{\Φ}}_{11}^{-1}{\mathrm{\Φ}}_{12})}^{-1}\end{array}\right]---\left(12\right)$

最终可以得到：

$f_F={(\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{G}_k{G}_k^H+R_{\mathrm{nn}}-\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{G}_{k,1}{G}_{k,1}^H)}^{-1}{g}_{k_0,i_0}---\left(13\right)$

$f_{B,k}=G_{k,1}^H{f}_F$

$=G_{k,1}^H{(\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{G}_k{G}_k^H+R_{\mathrm{nn}}-\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{G}_{k,1}{G}_{k,1}^H)}^{-1}{g}_{k_0,i_0}---\left(14\right)$

$f_B={\left[\begin{array}{ccc}{f}_{B,0}^T& ...& f_{B,K-1}^T\end{array}\right]}^T---\left(15\right)$

其中， $\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{G}_k{G}_k^H=g_{k_0,i_0}{g}_{k_0,i_0}^H+\underset{k\≠k_0}{\overset{K-1}{\underset{k=0}{\mathrm{\Σ}}}}{g}_{k,i_0}{g}_{k,i_0}^H+\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{G}_{k,1}{G}_{k,1}^H+\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{G}_{k,2}{G}_{k,2}^H,$

因此，多径合并系数和反馈滤波系数的计算公式可以进一步写作：

$f_F={(\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{G}_k{G}_k^H+R_{\mathrm{nn}}-\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{G}_{k,1}{G}_{k,1}^H)}^{-1}{g}_{k_0,i_0}$

$={(g_{k_0,i_0}{g}_{k_0,i_0}^H+\underset{k\≠k_0}{\overset{K-1}{\underset{k=0}{\mathrm{\Σ}}}}{g}_{k,i_0}{g}_{k,i_0}^H+\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{G}_{k,2}{G}_{k,2}^H+R_{\mathrm{nn}})}^{-1}{g}_{k_0,i_0}---\left(16\right)$

$f_{B,k}=G_{k,1}^H{(g_{k_0,i_0}{g}_{k_0,i_0}^H+\underset{k\≠k_0}{\overset{K-1}{\underset{k=0}{\mathrm{\Σ}}}}{g}_{k,i_0}{g}_{k,i_0}^H+\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{G}_{k,2}{G}_{k,2}^H+R_{\mathrm{nn}})}^{-1}{g}_{k_0,i_0}---\left(17\right)$

从上面的推导过程可以得出，采用公式（16）可以计算得出多径合并系数，采用公式（17）可以计算得出反馈滤波系数，而在使用公式（16）和公式（17）进行计算时，获取与当前符号对应的信道各径衰落因子和扩频码即可计算得出多径合并系数和反馈滤波系数。而扩频码的获得方式可以参考现有技术。

当获取到与所述符号对应的信道各径的衰落因子和扩频码后，本发明实施例中的接收机可以根据公式（17）中方式获取多径合并系数，并根据公式计算反馈滤波系数。

本发明实施例中根据MMSE准则进行多径合并系数和反馈滤波系数的计算可以减少多径带来的符号间干扰，提高接收机的性能。

需要说明的是，本实施例是以MMSE准则为例进行的说明，对于其他预设准则，其计算过程有所不同，但在本发明实施例的基础上，本领域技术人员可以在不付出创造性劳动的基础上得到其他预设准则下的多径合并系数和反馈滤波系数，本实施例不一一举例说明。

303、根据与步骤301获取的所述符号对应的多径合并系数将所述符号进行多径合并，得到经过多径合并后的符号。

接收机对接收到的信号会进行解扰解扩，并根据302中得到的多径合并系数将经过各径解扰解扩后的符号进行多径合并。关于如何对符号进行多径合并的方式与现有技术类似，本实施例不做赘述。

304、获取在所述符号之前接收到的指定个数的符号经过硬判处理后得出的结果。

对于已经接收到的符号，接收机会采用类似图1所示实施例的方式得到目标符号，接收机会对得到的目标符号进行硬判处理，并可以将该硬判处理后得出的符号输出到进行反馈滤波的模块中。所述指定个数的已接收符号与所述符号在接收顺序上连续。比如，所述符号是第20个符号时，获取在所述符号之前接收到的十个符号经过硬判得出的符号，即：获取第10个到第19个符号经过硬判处理后得出的符号。可以理解的是，此处的指定个数的数目可以根据实际需要设置，本实施例对此不做限定。

本发明实施例中的接收机在进行硬判处理时，利用的是部分已接收符号，不存在符号反馈不及时的问题，与现有技术中接收机由于码片信号反馈不及时造成性能损失相比，可以进一步提高接收机的性能。

305、根据与所述符号对应的反馈滤波系数对所述经过硬判处理后得出的结果进行滤波，得到滤波后的结果。

此步骤中，可以根据已计算出的与所述符号对应的反馈滤波系数对所304中经过硬判处理得出的结果进行滤波。从上述公式7中的目标符号输出表达式：

可以看出，利用所述反馈滤波系数对经过硬判处理得出的结果

进行滤波。

306、将经过多径合并后的符号减去经过反馈滤波后的结果就可以得出目标符号。

接收机得到上述目标符号之后，可以将得出的目标符号进行硬判处理，硬判处理后得到的符号将参与到下一个接收到的符号进行反馈滤波的过程中。如此循环，直到输入信号的最后一个符号处理完成为止。

另外，在得到目标符号后，根据不同的需求，还可以对目标符号进行不同的处理，例如对目标符号进行对数似然比计算，从而可以利用计算出的对数似然比进行解码。

本发明实施例的接收机对接收到的符号进行处理时，结合MMSE准则进行计算多径合并系数和反馈滤波系数，利用已经接收到的指定个数的符号的经过硬判处理得出的结果进行反馈滤波，可以进一步消除信道多径带来的符号间干扰，提高了接收机的性能。

本发明另一实施例提供一种接收机，如图4所示，该接收机包括：解扰解扩模块41，系数计算模块42，多径合并模块43，硬判模块44，反馈滤波模块45，目标符号输出模块46和信道估计模块47。

其中，接收机接收到信号后，解扰解扩模块41用于将接收到的信号进行解扰解扩，得到解扰解扩后的符号。

信道估计模块47用于对所述符号进行信道估计，得出信道各径的衰落因子。所述信道各径的衰落因子可以输出至所述系数计算模块42。

系数计算模块42根据扩频码和信道估计模块47得到的信道各径的衰落因子进行多径合并系数和反馈滤波系数的计算，该扩频码可以得到所述符号对应的扩频波形。然后，所述系数计算模块42根据接收到的所述信道各径的衰落因子和扩频码获得与所述解扰解扩模块41得到的符号对应的多径合并系数和反馈滤波系数。具体应用过程中，可以根据公式 $f_F={(g_{k_0,i_0}{g}_{k_0,i_0}^H+\underset{k\≠k_0}{\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}}{g}_{k,i_0}{g}_{k,i_0}^H+\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{G}_{k,2}{G}_{k,2}^H+R_{\mathrm{nn}})}^{-1}{g}_{k_0,i_0}$ 获取与所述解扰解扩模块41得到的符号对应的多径合并系数，并根据公式

获取与所述解扰解扩模块41得到的符号对应的反馈滤波系数。

其中，f_F表示与所述解扰解扩模块41得到的符号对应的多径合并系数，f_B,k表示与所述解扰解扩模块41得到的符号对应反馈滤波系数，

$G_{k,1}=\left[\begin{array}{ccc}{g}_k(d_0,i_0-M)& ...& g_k(d_0,i_0-1)\\ .& & .\\ .& & .\\ .& & .\\ g_k(d_J,i_0-M)& ...& g_k(d_J,i_0-1)\end{array}\right],$ $G_{k,2}=\left[\begin{array}{ccc}{g}_k(d_0,i_0+1)& ...& g_k(d_0,i_0+N)\\ .& & .\\ .& & .\\ .& & .\\ g_k(d_J,i_0+1)& ...& g_k(d_J,i_0+N)\end{array}\right],$

J为接收端解调径的个数，d₁，…d_J为各径时延，R_nn为噪声信号的自相关矩阵，

E_k表示每个码道的平均符号发送能量，h_l为第l径的衰落因子，

表示扩频波形之间的互相关，a_k，i(t)表示第k个码道第i个符号的扩频波形，所述扩频波形由所述扩频码与根升余弦滤波器响应卷积得到。

多径合并模块43用于接收系数计算模块输出的多径合并系数，并根据所述多径合并系数将所述解扰解扩模块得到的符号进行多径合并。

上述系数计算模块42计算出所述符号对应的反馈滤波系数后，会将所述反馈滤波系数保存起来，并将反馈滤波系数输出至反馈滤波模块45。此时，反馈滤波模块45用于根据所述系数计算模块42得到的与所述解扰解扩模块41得到的符号对应的反馈滤波系数对在所述解扰解扩模块41得到的符号之前接收到的指定个数的符号经过硬判处理得出的结果进行滤波，得到滤波后的结果。

由于该反馈滤波使用的是已接收符号，与现有接收机由于码片信号反馈不及时造成的性能损失相比，进一步提高了接收机的性能。

在利用上述多径合并系数将符号进行多径合并，并利用反馈滤波系数对上述经过硬判处理的符号进行反馈滤波之后，目标符号输出模块46将所述经过多径合并后的符号减去所述经过滤波后的结果得出目标符号，将所述目标符号输出到所述硬判模块44。硬判模块44用于对目标符号输出模块46得到的目标符号进行硬判处理。目标符号输出到硬判模块44后，可以参与下一个接收到的符号的反馈滤波处理的过程中。目标符号输出模块46可以采用加法器来实现。另外，目标符号输出模块46还可以将所述目标符号输出到一些处理模块，例如可以将目标符号输出到对数似然比计算模块，具体应用时，可以根据不同的需求将上述目标符号输出到不同的模块进行处理，在这里不做限制。

需要说明的是，在解扰解扩模块41得出的符号之前接收到的指定个数的符号与所述解扰解扩模块41得出的符号在接收顺序上连续。在解扰解扩模块41得出的符号之前接收到的符号个数达不到所述指定个数时，可以由硬判模块44将缺额个数的符号的经过硬判处理得出的结果设置为固定值（例如零），硬判模块44输出已有个数的符号的经过硬判处理得出的结果和所述缺额个数的符号的经过硬判处理得出的结果；或者由反馈滤波模块45将缺额个数的符号的经过硬判处理得出的结果设置为零。

由于上述接收机在对接收到的信号进行处理时，采用MMSE进行设计多径合并系数和反馈滤波系数，结合对部分已经接收到的符号的判决反馈进行反馈滤波，与现有的LMMSE、GRAKE等线性接收机相比，可以进一步消除信道多径带来的符号间干扰，提高了接收机的性能。

需要说明的是，本实施例中的接收机的各个模块的实现方式和交互过程还可以进一步参考相应方法实施例中的相关描述。

本发明图2和/或图4实施例所示的接收机可以应用于WCDMA系统中，或者其他基于CDMA扩频调制的系统中，该接收机采用结合判决反馈的多径合并接收结构，提高了接收机的性能。

通过以上的实施方式的描述，所属领域的技术人员可以清楚地了解到本发明可借助软件加必需的通用硬件的方式来实现，当然也可以通过硬件，但很多情况下前者是更佳的实施方式。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在可读取的存储介质中，如计算机的软盘，硬盘或光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备（可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等）执行本发明各个实施例所述的方法。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (11)

1.一种信号接收方法，其特征在于，包括：

获取将接收到的信号经过各径解扰解扩后得出的符号；

利用预设的准则获取与所述符号对应的多径合并系数和反馈滤波系数；

根据与所述符号对应的多径合并系数将所述符号进行多径合并，得到经过多径合并后的符号；

获取在所述解扰解扩后得出的符号之前接收到的指定个数的符号经过硬判处理后得出的结果；

根据与所述符号对应的反馈滤波系数对在所述符号之前接收到的指定个数的符号经过硬判处理得出的结果进行滤波，得到滤波后的结果；

将所述经过多径合并后的符号减去所述滤波后的结果，得出目标符号。

2.根据权利要求1所述的信号接收方法，其特征在于，在所述解扰解扩后得出的符号之前接收到的指定个数的符号与所述解扰解扩后得出的符号在接收顺序上连续。

3.根据权利要求2所述的信号接收方法，其特征在于，

当所述经过硬判处理得出的符号个数达不到所述指定个数时，将缺额个数的符号的经过硬判处理得出的结果设置为零。

4.根据权利要求1所述的信号接收方法，其特征在于，所述利用预设的准则获取与所述符号对应的多径合并系数和反馈滤波系数包括：

对所述符号进行信道估计，得出信道各径的衰落因子；

利用预设的准则，根据扩频码和所述信道各径的衰落因子获取与所述符号对应的多径合并系数和反馈滤波系数。

5.根据权利要求4所述的信号接收方法，其特征在于，所述多径合并系数和反馈滤波系数为基于将目标符号按照当前目标时刻、过去时刻、将来时刻的形式进行描述计算得出。

6.根据权利要求1-5任一项所述的信号接收方法，其特征在于，在得出目标符号后，所述方法还包括：对所述得出的目标符号进行硬判处理。

7.一种接收机，其特征在于，包括：

解扰解扩模块，用于将接收到的信号进行解扰解扩，得到解扰解扩后的符号；

系数计算模块，用于利用预设的准则获取与所述解扰解扩模块得到的符号对应的多径合并系数和反馈滤波系数；

多径合并模块，用于根据所述系数计算模块得到的与所述解扰解扩模块得到的符号对应的多径合并系数将所述符号进行多径合并；

反馈滤波模块，用于根据所述系数计算模块得到的与所述解扰解扩模块得到的符号对应的反馈滤波系数对在所述解扰解扩模块得到的符号之前接收到的指定个数的符号经过硬判处理得出的结果进行滤波，得到滤波后的结果；

目标符号输出模块，用于将所述经过多径合并后的符号减去所述滤波后的结果得出目标符号。

8.根据权利要求7所述的接收机，其特征在于，所述接收机还包括：

硬判模块，用于对所述目标符号输出模块得到的目标符号进行硬判处理。

9.根据权利要求8所述的接收机，其特征在于，在所述解扰解扩模块得到的符号之前接收到的指定个数的符号与所述解扰解扩模块得到的符号在接收顺序上连续；

在所述解扰解扩模块得到的符号之前接收到的符号个数达不到所述指定个数时，所述硬判模块或者所述反馈滤波模块将缺额个数的符号的经过硬判处理得出的结果设置为零。

10.根据权利要求7-9任一项所述的接收机，其特征在于，所述接收机还包括：

信道估计模块，用于对所述符号进行信道估计，得出信道各径的衰落因子；

所述系数计算模块用于利用预设的准则，根据扩频码和所述信道估计模块得到的信道各径的衰落因子计算与所述解扰解扩模块得到的符号对应的多径合并系数和反馈滤波系数。

11.根据权利要求7-9任一项所述的接收机，其特征在于，所述目标符号输出模块为加法器。

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