CN101895012A - 基于左右手复合传输线的紧缩型宽带频扫天线馈电网络 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种基于左右手复合传输线的紧缩型宽带频扫天线馈电网络，该馈电网络为串行结构，至少包括两个输出端口，接地板印刷在介质基板的下表面，左右手复合传输线和阻抗匹配网络印刷在介质基板的上表面且通过金属化过孔与接地板相连接，阻抗匹配网络由两组以上1/4λ阻抗变换器组成，阻抗匹配网络将左右手复合传输线串联，每组1/4λ阻抗变换器是由两条1/4λ阻抗变换器相互垂直放置，其中一条1/4λ阻抗变换器位于馈电网络主干与输出端口之间用于匹配输出阻抗，另一条1/4λ阻抗变换器位于两输出端口之间的馈电网络主干上以减小反射。解决传统慢波线馈电网络体积大、插入损耗大、天线阵扫描角度小的问题以及左右手复合传输线馈电网络输出端口间距受限、带宽较窄的问题。

Description

基于左右手复合传输线的紧缩型宽带频扫天线馈电网络

技术领域

本发明属于微波技术领域，涉及一种紧凑的阵列天线的馈电网络，尤其是基于左右手复合传输线的紧缩型宽带频扫天线馈电网络。

背景技术

左手材料(left-handed materials，LHMs)是近年来材料学和物理学领域的研究热点之一。介电材料的电磁特性可以用介电常数ε和导磁率μ两个参量来描述。自然界中的物质其介电常数和磁导率都为正数，当电磁波传播时电场方向E、磁场方向H和传播方向满足右手螺旋定则，这种材料我们称之为右手材料。左手材料是相对于右手材料而言的，是一种最早由Veselago提出的介电常数和导磁率同时为负的材料(V.G. Veselago，“Theelectrodynamics of substances with simultaneously negative values ofεand μ，”SovietPhysics Uspekhi，1968，10(4)：509-514)，电磁波在其中传播时满足左手螺旋定则，同时具有方向相反的群速度与相速度，此外，电磁波在左手材料中还呈现许多新颖的特性，例如负折射效应、负切连科夫(Cerekov)效应和逆多普勒(Doppler)效应等等。然而天然的左手材料在自然界是不存在的，人们通过周期性的结构设计可以使介电常数和磁导率为负，从而制造出人工的左手材料。

随着近年研究的深入，左手材料研究取得很大的进展，UCLA的Itoh教授等人提出了左右手复合传输线(CRLH TL)理论(LAI A，ITOH T，CALOZ C.Composite right/left-handed transmission line metamaterials[J].Microwave Magzine，IEEE，2004，5(3)：34-50)，指出当工作在左手段时，左右手复合传输线体现出相位超前的特性，相比传统传输线具有体积小，相位灵活可调等优点，在工程中有较大的应用前景。

频扫天线技术是相控阵天线技术中最为关键的部分之一；但是为了使天线阵达到较大的扫描范围，频扫天线阵的串行馈电网络被迫采用慢波线结构，带来的影响就是体积大，插入损耗大。据美国UCLA的Itoh教授等已有的研究已经证明，利用左右手复合传输线代替慢波线实现串行功分器具有体积小、插入损耗小的优点(Antoniades M A and EleftheriadesG V. A Broadband Series Power Divider Using Zero-Degree Metamaterial Phase-Shifting Lines[J].IEEE Microwave and Wireless)。但是这种设计要求阵元间距小，输出端口距离近，如果增加输出端口距离则会引起带宽的剧烈变化。频扫天线要求阵元间距为空气中波长的1/2，就必然要增加微带线的长度，导致设计带宽迅速减小。

发明内容

本发明提供一种基于左右手复合传输线的紧缩型宽带频扫天线馈电网络，其目的是为了解决传统慢波线馈电网络体积大、插入损耗大、天线阵扫描角度小的问题以及左右手复合传输线馈电网络输出端口间距受限、带宽较窄的问题。

本发明的目的是通过以下技术方案予以实现的：一种基于左右手复合传输线的紧缩型宽带频扫天线馈电网络，该馈电网络为串行结构，至少包括两个输出端口，主要由介质基板、左右手复合传输线、阻抗匹配网络和接地板组成，接地板印刷在介质基板的下表面，左右手复合传输线和阻抗匹配网络印刷在介质基板的上表面且通过金属化过孔与接地板相连接，其特征是所述的阻抗匹配网络由两组以上1/4λ阻抗变换器组成，阻抗匹配网络将左右手复合传输线串联，所述的每组1/4λ阻抗变换器是由两条1/4λ阻抗变换器相互垂直放置，其中一条1/4λ阻抗变换器位于馈电网络主干与输出端口之间用于匹配输出阻抗，另一条1/4λ阻抗变换器位于两输出端口之间的馈电网络主干上以减小反射。

优选地，所述的每一条1/4λ阻抗变换器与左右手复合传输线的长度之和为工作中心频率处电磁波空气中波长的一半，即输出端口间距为中心频率处空气中波长的一半。

优选地，左右手复合传输线与1/4λ阻抗变换器宽度不等处采用45°切角，左右手复合传输线与1/4λ阻抗变换器拐角处采用45°切角。

本发明进一步的技术方案是，所述的左右手复合传输线包括交指电容，短路电感及微带线构成，交指电容以中间处短路电感为轴线呈对称分布，交指电容内部的交指宽度、交指间隔及交指端间隔尺寸相同；各短路电感尺寸相同，与交指电容连接处等宽；通过微带线调节馈电网络输出端口间距。

所述的短路电感与馈电网络输出端口同侧分布。

本发明基于左右手复合传输线和1/4λ阻抗变换器原理提出一种宽带频扫天线馈电网络，该馈电网络相比传统慢波线结构馈电网络以及左右手传输线馈电网络具有体积小、带宽宽、损耗小、天线阵扫描范围大等优点，此外可以使输出端口间距不再受左右手复合传输线长度的制约，方便调节。

本发明的有益效果：本发明基于左右手复合传输线设计了一种结构简单、带宽更宽、体积更小、扫描角度更大的馈电网络，通过更加合理的阻抗匹配和更加有效的相位调节，使得整个馈电网络输出端口的等幅特性明显改善。由于匹配合理，减小了网络内部的反射，改进了系统的输入阻抗，使得整个馈电网络的工作带宽大大增加，相对带宽达到22.6％，同时采用左右手复合传输线结构代替传统慢波线结构可以达到减小体积的目的，此外由于左右手复合传输线相位的非线性关系，可以实现工作带宽内大的相位变化率，从而实现了频扫天线扫描角度的增加；在左右手传输线的实现上不需要任何集总器件，在介质覆铜板上直接实现串联电容和并联电感，结构紧凑、易于加工、且可以有效减小损耗。

附图说明

图1为本发明基于左右手复合传输线频扫天线馈电网络俯视示意图；图2为本发明基于左右手复合传输线频扫天线馈电网络第二节俯视示意图；图3为本发明频扫天线馈电网络中采用的左右手复合传输线俯视示意图；图4为本发明中左右手复合传输线回波损耗曲线示意图；图5为本发明中左右手复合传输线传输相位特性曲线示意图；图6为本发明基于左右手复合传输线频扫天线馈电网络回波损耗曲线示意图；图7为本发明基于左右手复合传输线频扫天线馈电网络输出端口等幅特性示意图；图8为本发明基于左右手复合传输线频扫天线馈电网络输出端口相位差示意图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的实施例作详细说明：本实施例以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

本发明的实施例是一种工作频带在117GHz～1.48GHz的紧凑型左右手复合传输线宽带六阵元频扫天线馈电网络，如图1、图2、图3所示，包括一个输入端口1，六个输出端口2～7，微波介质基板8，匹配网络，左右手复合传输线和接地板。接地板印刷在微波介质基板的下表面，并覆盖整个微波介质基板；匹配网络和左右手复合传输线为上表面元件，印刷在微波介质基板的上表面，通过微带线和金属化过孔H1～H5形成短路电感L1～L5与接地板相连接，短路电感L1～L5与馈电网络输出端口同侧分布。在五段左右手复合传输线与匹配网络相连但宽度不同处分别采用五个45°切角14、24、34、44、54过度，在左右手复合传输线与1/4λ阻抗变换器的拐角处采用45°切角64。

匹配网络结构如下：处于厚度为1.5mm，介电常数为2.65的微波介质基板上表面，包括6组12个1/4λ阻抗变换器，分别为第一1/4λ阻抗变换器11，第二1/4λ阻抗变换器12，第三1/4λ阻抗变换器21，第四1/4λ阻抗变换器22，第五1/4λ阻抗变换器31，第六1/4λ阻抗变换器32，第七1/4λ阻抗变换器41，第八1/4λ阻抗变换器42，第九1/4λ阻抗变换器51，第十1/4λ阻抗变换器52，第十一1/4λ阻抗变换器61，第十二1/4λ阻抗变换器62，此处，12个1/4λ阻抗变换器尺寸各不相同的。对于1∶N的串行功分器，可以看做是N级T型结功分器的级联，对于单节的T型结功分器，满足如下关系：Z₀＝Z₁//Z₂如果两个输出端口要达到1∶N的功率配比，那么Z₁Z₂满足如下关系：Z₁＝N×Z₂按照以上理论，第i级T型结功分器的功率分配比为1∶N-i，第i级输出端口的特征阻抗Z_i1、Z_i2分别表示如下： $Z_{i,3}=\left\{\begin{array}{cc}{Z}_0\×5& i=1\\ Z_0\×(N-i+3)\×(N-i)/N-i+2& i\≥2\end{array}\right.$ $Z_{i,4}=\left\{\begin{array}{cc}{Z}_0& i=1\\ Z_0\×N-i+3/N-i+2& i\≥2\end{array}\right.$ 其中Z_i，3为功分节点处纵向端口特征阻抗，Z_i，4为功分节点处横向端口特征阻抗。

本实施例设计左右手复合传输线的输入阻抗为50Ω，由此可以得到各级1/4λ阻抗变换器的特征阻抗，具体满足如下关系： $Z_{i,1}=\left\{\begin{array}{cc}{Z}_0\sqrt{5}& i=1\\ Z_0\sqrt{(N-i+3)\×(N-i)/N-i+2}& i\≥2\end{array}\right.$ $Z_{i,2}=\left\{\begin{array}{cc}{Z}_0& i=1\\ Z_0\sqrt{N-i+3/N-i+2}& i\≥2\end{array}\right.$ 其中Z_i，1为纵向1/4λ阻抗变换器i2(1≤i≤6)的特征阻抗，Z_i，2为横向1/4λ阻抗变换器i1(1≤i≤6)的特征阻抗，由此可以得到各1/4λ阻抗变换器的线尺寸分别为：长度为中心频率(1.33GHz)时介质中波长的1/4即38mm，第一1/4λ阻抗变换器11宽0.6mm，第二1/4λ阻抗变换器12宽4mm，第三1/4λ阻抗变换器21宽0.8mm，第四1/4λ阻抗变换器22宽3.5mm，第五1/4λ阻抗变换器31宽1.1mm，第六1/4λ阻抗变换器32宽3.4mm，第七1/4λ阻抗变换器41宽1.5mm，第八1/4λ阻抗变换器42宽3.22mm，第九1/4λ阻抗变换器51宽2.25mm，第十1/4λ阻抗变换器52线宽2.9mm，第十一1/4λ阻抗变换器61线宽4mm，第十二1/4λ阻抗变换器62宽2.25mm。

左右手复合传输线结构如下：对于整个馈电网络的每一级之间分别有一节左右手复合传输线以调节相位，共包含有6节左右手复合传输线13、23、33、43、53、63，并且具有相同的结构及尺寸。左右手复合传输线同样处于厚度为1.5mm，介电常数为2.65的介质基板的上表面，如图4所示。左右手传输线由交指电容C1～C6、短路电感L1～L5及微带线TL1构成；交指电容的交指宽度为0.2mm，交指间隔为0.2mm，交指端间隔为0.2mm，交指对数为3对，采用轴对称结构，C1与C6结构相同，交指长度为14.5mm，C2、C3、C4结构相同，交指长度为9.9mm；所有短路电感尺寸相同，长度均为6.3mm、宽度为0.5mm，短路电感的起始端连接于交指电容连接处的0.5mm宽微带线，末端采用直径为0.4mm的金属化过孔与接地板相连形成短路。

为了满足频扫天线减小栅瓣的要求，采用阵元间距1/2λ的列阵方式，除去已有的1/4λ阻抗变换、交指电容与短路电感所占用的空间外，其余长度用特征阻抗为50Ω的微带线补齐，由此得出微带线TL1长度为15mm，宽度为4mm，并在其末端与下一级1/4λ阻抗匹配相连的不连续处采用45°切角过度。

图4为实施例中基于左右手复合传输线的回波损耗曲线示意图，由图可知，其工作带宽为1.22GHz～1.68GHz；图5为实施例中的左右手复合传输线的相位传输特性曲线示意图，由图可知，此左右手复合传输线在其通带内体现相位超前之特性。

图6为实施例中基于左右手复合传输线的馈电网络的回波损耗曲线示意图，由图可知，其工作带宽为1.17GHz～1.48GHz，在此频带内其输入端口S11低于-15dB，此外，在1.55GHz～1.82GHz带宽内馈电网络正常工作；图7为实施例中馈电网络输出端口等幅特性曲线示意图，由图可知，在1.2GHz～1.48GHz范围内可认为达到等副输出特性，此外，在1.55GHz～1.75GHz范围内仍然可满足等副输出的要求；图8为实施例中馈电网络输出端口相位差曲线示意图，由图可知，在1.2GHz～1.48GHz范围内其各相邻输出端口相位差均约在60°～-200°之间，按照天线阵扫描范围计算方法，设在某一频点f处，阵元间距为d，相位差为φ，扫描角度为θ，空气中波长为λ，则满足如下关系

可以得到由此馈电网络馈电的频扫天线在1.2GHz～1.48GHz范围内理论上可以达到19.5°～-90°的扫描范围。

Claims (5)

1.一种基于左右手复合传输线的紧缩型宽带频扫天线馈电网络，该馈电网络为串行结构，包括至少两个输出端口，主要由介质基板、左右手复合传输线、阻抗匹配网络和接地板组成，接地板印刷在介质基板的下表面，左右手复合传输线和阻抗匹配网络印刷在介质基板的上表面且通过金属化过孔与接地板相连接，其特征在于：所述的阻抗匹配网络由两组以上1/4λ阻抗变换器组成，阻抗匹配网络将左右手复合传输线串联，所述的每组1/4λ阻抗变换器是由两条1/4λ阻抗变换器相互垂直放置，其中一条1/4λ阻抗变换器位于馈电网络主干与输出端口之间用于匹配输出阻抗，另一条1/4λ阻抗变换器位于两输出端口之间的馈电网络主干上以减小反射。

2.根据权利要求1所述的基于左右手复合传输线的紧缩型宽带频扫天线馈电网络，其特征在于：所述的每一条1/4λ阻抗变换器与左右手复合传输线的长度之和为工作中心频率处电磁波空气中波长的一半，即输出端口间距为中心频率处空气中波长的一半。

3.根据权利要求1所述的基于左右手复合传输线的紧缩型宽带频扫天线馈电网络，其特征在于：左右手复合传输线与1/4λ阻抗变换器宽度不等处采用45°切角，左右手复合传输线与1/4λ阻抗变换器拐角处采用45°切角。

4.根据权利要求1所述的基于左右手复合传输线的紧缩型宽带频扫天线馈电网络，其特征在于：所述的左右手复合传输线包括交指电容，短路电感及微带线构成，交指电容以中间处短路电感为轴线呈对称分布，交指电容内部的交指宽度、交指间隔及交指端间隔尺寸相同；各短路电感尺寸相同，与交指电容连接处等宽；通过微带线调节馈电网络输出端口间距。

5.根据权利要求4所述的基于左右手复合传输线的紧缩型宽带频扫天线馈电网络，其特征在于：所述的短路电感与馈电网络输出端口同侧分布。

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