CN101888186A - 隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器，由降压开关SA、续流二极管DA等构成；降压电感L的一端与降压开关SA及续流二极管DA相连，另一端与变压器T的原边绕组和开关S1或S2相连；变压器T的两个原边绕组分别与开关S1或S2串连；变压器T的两个原边绕组分别与开关S1或S2串连的支路并联并分别与续流二极管DA和降压电感L相连；续流二极管DA和降压开关SA串连并与输入电源Vin相连；钳位电压源Vc分别与开关S1或S2串连；变压器T的两个付边绕组与输出二极管D3和D4构成全波整流电路；输出滤波电容C与输出负载R并联。本发明能其减少元件的电压应力并保持低的元件电流应力。

Description

隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器

技术领域

本发明属于电子技术领域，涉及隔离式直流-直流变换器拓扑结构。更具体地说，本发明涉及一种新高性能低价格的隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器。

背景技术

在相当多的直流-直流变换器应用中，由于应用环境的要求，往往需要隔离这直流-直流变换器的输入和输出。这通常是由变压器来完成。在一些应用中，由于输入与输出电压比太大，为了增加这直流-直流变换器的效率，通常使用高频变压器的匝比来使这直流-直流变换器工作更优化，从而使这直流-直流变换器的效率能有所相应地提高。在中小功率隔离式直流-直流变换器应用中，反激式和正激式是主要的功率拓扑电路结构。这些功率拓扑电路结构能使系统由比较少的元件组成，但各元件所承受的电压和电流应力是相当大的。

在反激式中，由于仅当直流-直流变换器变压器的原边开关关断时，直流-直流变换器的变压器向其付边的负载输出能量。为此，变压器原付边的元件必须承受相当大的电压，电流应力。并由于输出能量是断续传输，这使的这反激式直流-直流变换器的调节特性比较差，而难以迅速响应输入电压及输出负载的变化。

在正激式中，由于变压器磁场复位要求，通常这使得变压器的原边开关的导通占空比小于50％，以防止变压器进入饱和。又由于变压器磁场复位要求，这使得这变压器的原边开关所承受的电压应力是其输入电压的两倍。这对高输入电压Vin应用场合而言，这原边开关的选择是比较难以兼顾高性价比的要求。在正激式直流-直流变换器中，各元件的电流应力是由输出电流Io决定。因此如果能够减少其元件的电压应力，这就能够使这直流-直流变换器达到高性价比的性能。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种高性价比的隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器，其减少元件的电压应力并保持低的元件电流应力，并扩展调节占空比至100％。

为了解决上述技术问题，本发明提供一种隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器，其由降压开关SA，续流二极管DA，降压电感L，开关S1和S2，吸收变压器T漏感能量的钳位电压源Vc，输出二极管D3和D4，输出滤波电容C和变压器T构成；降压电感L的一端与降压开关SA及续流二极管DA相连，另一端与一变压器T的原边绕组和S1或S2开关相连；变压器T的两个原边绕组分别与开关S1或S2串连；这变压器T的两个原边绕组分别与开关S1或S2串连的支路并联并分别与续流二极管DA和降压电感L相连；续流二极管DA和降压开关SA串连并与输入电源Vin相连；用于吸收变压器T漏感能量的钳位电压源Vc分别与开关S1或S2串连；变压器T的两个付边绕组与输出二极管D3和D4构成全波整流电路；输出滤波电容C与输出负载并联。

所述的开关S1和S2交互导通，即S1导通，S2截止；S2导通，S1截止；变压器T的两个原边绕组相位相反地分别流入降压电感L电流，变压器T的付边经输出二极管D3和D4交互导通，以固定比例输出电感电流到负载。

所述的钳位电压源Vc由稳压管与二极管共阴或共阳相串构成，或者由变压器T的附加绕组并经过全波或半波整流输出耦合到由开关S1、开关S2、输出二极管D3、输出二极管D4和变压器T组成的电子开关变压器的原边端口或付边端口。

所述的降压开关SA的占空比动态调节范围为0～100％。

所述的开关S1和S2的电压应力独立于输入电压Vin，且开关S1和S2的电压应力由钳位电压源Vc|、输出电压Vo和变压器T原付边匝比决定。

所述的输出二极管D3和D4的电压应力独立于输入电压Vin，且由输出电压Vo决定。

所述的降压开关SA和续流二极管DA的电压应力是输入电压Vin。

上述SA、DA、S1和S2的电流应力是由输出电流Io和变压器T原付边匝比决定的。

在大电流输出应用中，输出二极管D3和D4分别用同步整流管MOSFET S3和S4替换。

本发明提出一种电流型功率拓扑结构，它由原边电流调节式异相正激式直流-直流变换器组成。

本发明的优点是两个改进型异相正激式直流-直流变换器的功率开关的电压应力是独立于输入电压Vin。功率开关的电压应力是由输出电压Vo，变压器T原付边匝比和钳位电压源Vc决定的。输出整流二极管的电压应力是由输出电压Vo决定的。功率开关的电流应力是由输出电流Io和变压器T原付边匝比决定的。

本发明的另一个优点是将两个改进型异相正激式直流-直流变换器中的两个变压器可以用一个变压器T替换。变压器T是可工作于第一和第三象限没有直流偏磁，不像正激式直流-直流变换器变压器仅仅工作于第一象限而有直流偏磁。这使得变压器T的几何尺寸比正激式直流-直流变换器的变压器的几何尺寸小一倍。

本发明的优点是降压开关SA的占空比可以从0％到100％的动态调节范围。本发明的高性价比隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器的动态调节性能与通常降压直流-直流变换器的动态调节性能相近。由于本发明的高性价比隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器所具有的变压器T，降压开关SA可以以低成本共地驱动方式来驱动。

附图说明

下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细说明。

图1是现有技术的正激式直流-直流变换器。

图2是两个改进型异相正激式直流-直流变换器的复合结构。

图3是本发明的高性价比隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器具体实例电路图。

图4是本发明的高性价比隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器具体实例电路图(如图3所示)中，Vc的具体实例电路图。

图5是本发明的高性价比隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器具体第二实例电路图；降压开关SA以共地驱动方式来驱动。

图6是本发明的高性价比隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器具体第三实例电路图；在图3中输出二极管D3和D4用同步整流管MOSFET S3和S4替换。

图7是本发明的高性价比隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器具体第四实例电路图；在图5中输出二极管D3和D4用同步整流管MOSFET S3和S4替换。

具体实施方式

传统的正激式直流-直流变换器如图1所示。V是一钳位电压。通常V＝Vin。这样原边开关电压应力是两倍输入电压。而元件的电流应力是Ns*Io/Np(其中Np和Ns分别为变压器的原边和付边绕组的匝数)，Io是输出电流。

在图1中将电感L从变压器T的付边移到变压器的原边，并为保持电感电流连续，另加一个辅助正激式变换器如图2所示。其中开关S1和S2是交互导通，即S1导通，S2截止；而S2导通，S1截止。钳位电压V＞Np*Vo/Ns。Vo是输出电压。

由于S1和S2交替导通，电感电流可以通过S1、S2、D3、D4和变压器T传输到负载。此时S1和S2的电压应力是V+Np*Vo/Ns。显然如果电感L的电流可以控制，则该直流-直流变换器的输出电流和电压可以被控制。由于变压器T原边绕组中的电流是电感L中的电流，只要电感L的电流可以控制，则该变压器T是不存在磁路饱和问题。

要控制这一电感电流的最简单方法是引入一个降压直流-直流电流调节功能结构。将图2所示电路加以整理并加入电感电流调节电路，如图3所示本发明的电路结构。

实施例1、一种隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器，如图3所示，其由降压电感L的一端与降压开关SA及续流二极管DA相连，另一端与一变压器T的原边绕组和开关S1或S2相连；变压器T的两个原边绕组分别与开关S1或S2串连；变压器T的两个原边绕组分别与开关S1或S2串连的支路并联并分别与续流二极管DA和降压电感L相连；续流二极管DA和降压开关SA串连并与输入电源Vin相连；用于吸收变压器T漏感能量的钳位电压源Vc分别与开关S1或S2串连；变压器T的两个付边绕组与输出二极管D3和D4构成全波整流电路；输出滤波电容C与输出负载R并联。

在图3中，由于电感电流调节要求，电路的工作条件是开关S1和S2必须交替导通。这样S1、S2、D3、D4和变压器T组成一电子开关变压器。其输入端口是在电感和续流二极管之间，其输出端口是在其输出负载R和输出滤波电容C两端。正是电子变压器的功能，其输入输出端口的电压和电流应该满足变压器的基本输入输出端口的电压和电流关系，即，V1*I1＝V2*I2(假设其转换效率是100％)。其输入输出电压比和电流比是由变压器T的匝比决定的。

如图3所示，只有开关S1和S2交替导通，才能使得这电感电流连续。只要电感电流在开关S1或S2关断时保持连续，它可避免在开关S1和S2上产生电压尖峰。当然如果开关S1和S2不能瞬时交替导通，在电感和续流二极管之间连接一电容或电容加电阻是一有效方法减小这电压尖峰，但这将增加电路的额外损耗。

在图3及图5，6和7中，钳位电压源Vc可以由稳压管与二极管共阴或共阳相串构成而形成一电压沉源，如图4所示。Vc由稳压管的稳压电压决定。稳压电压必须大于电子变压器的原边电压，即，电感和续流二极管之间的端口电压。钳位电压源也可以以其他方法构成，例如，增加变压器T的附加绕组并经过全波或半波整流输出耦合到电子开关变压器的原边端口或付边端口(因为电子开关变压器的原付边端口电压比是由变压器T的匝比固定的)。

在电路中，降压开关SA的开关频率可以独立于开关S1和S2的开关频率。SA的开关频率是由降压电感L和输出滤波电容C决定的，即，它影响电感电流的纹波及输出电压的纹波。开关S1和S2的开关频率是由变压器T决定的，即，它影响变压器T的伏-秒乘积。

在图3中，SA的电压应力是输入电压Vin。S1和S2的电压应力是Vc+Np*Vo/Ns。SA的电流应力是Ns*Io/Np。S1和S2的电流应力也是Ns*Io/Np。由S1和S2的电压应力表达式可看出S1和S2元件的电压应力可以通过选择合适的变压器T原付边匝比限制在合适电压之下。

在图3中，D3和D4的电压应力是两倍输出电压Vo。D3和D4的电流应力是输出电流Io。

S1和S2是用以通过变压器T传输电感L电流到负载。由于这是电流驱动变压器T，S1和S2的导通占空比可以为任意D和(1-D)。当然为了更好地平衡S1、S2、D3和D4器件热平衡及变压器T的磁平衡，通常选择D＝0.5左右。

在本发明的高性价比隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器中，S1，S2，Vc，D3，D4和变压器T构成直流-直流电流变压器并不储存任何能量。本发明的高性价比隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器的储能元件是电感L和输出滤波电容C，即通常降压直流-直流变换器的储能元件。本发明的高性价比隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器的动态调节性能与通常降压直流-直流变换器的动态调节性能相近。由于SA的占空比可以从0％到100％，本发明的高性价比隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器的动态调节范围远大于传统的正激式直流-直流变换器的动态调节范围。

本发明的高性价比隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器具有通常降压直流-直流变换器相应的电压电流应力以及相应的动态调节性能，同时它还具有变压器T的隔离功能。在实际应用中，由于变压器T原付边匝比的自由度，它能使本发明的高性价比隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器工作于比通常降压直流-直流变换器更优化的工作条件下，而获得更高的工作效率。

由于开关S1和S2交替导通，变压器T是工作于第一和第三象限没有直流偏磁，不像正激式直流-直流变换器变压器仅仅工作于第一象限而有直流偏磁。这使得这变压器T的几何尺寸比正激式直流-直流变换器的变压器的几何尺寸小一倍。

本发明的高性价比隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器与通常的正激式直流-直流变换器(如图1所示)相比，没有额外贮能元件。

实施例2、一种隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器，如图5所示，其由降压电感L的一端与降压开关SA及续流二极管DA相连，另一端与一变压器T的原边绕组和S1或S2开关相连；变压器T的两个原边绕组分别与开关S1或S2串连；变压器T的两个原边绕组分别与开关S1或S2串连的支路并联并分别与续流二极管DA和降压电感L相连；续流二极管DA和降压开关SA串连并与输入电源Vin相连；用于吸收变压器T漏感能量的钳位电压源Vc分别与开关S1或S2串连；变压器T的两个付边绕组与输出二极管D3和D4构成全波整流电路；输出滤波电容C与输出负载R并联。由于本发明的高性价比隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器所具有的变压器T，降压开关SA可以以低成本共地驱动方式来驱动，除了降压开关SA可以以低成本共地驱动方式来驱动外，其余同实施例1。

在图5中，同实施例1，SA的电压应力依然是输入电压Vin。S1和S2的电压应力依然是Vc+Np*Vo/Ns。SA的电流应力是Ns*Io/Np。S1和S2的电流应力也是Ns*Io/Np。D3和D4的电压应力是两倍输出电压Vo。D3和D4的电流应力是输出电流Io。

实施例3、一种隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器，如图6所示，其由降压电感L的一端与降压开关SA及续流二极管DA相连，另一端与一变压器T的原边绕组和S1或S2开关相连；变压器T的两个原边绕组分别与开关S1或S2串连；变压器T的两个原边绕组分别与开关S1或S2串连的支路并联并分别与续流二极管DA和降压电感L相连；续流二极管DA和降压开关SA串连并与输入电源Vin相连；用于吸收变压器T漏感能量的钳位电压源Vc分别与开关S1或S2串连；变压器T的两个付边绕组与输出同步整流管S3和S4构成全波整流电路；输出滤波电容C与输出负载R并联。除了输出同步整流管S3和S4是由MOSFET构成代替实施例1中的输出二极管D3和D4外，其余同实施例1。在大电流输出应用中，实施例1中输出二极管D3和D4可以用同步整流管MOSFET S3和S4替换，以降低整流二极管的导通损耗，从而形成实施例3。由于S3和S4的50％占空比导通，这是非常容易以低成本自驱动方式驱动S3和S4的。

在图6中，同实施例1，SA的电压应力依然是输入电压Vin。S1和S2的电压应力依然是Vc+Np*Vo/Ns。SA的电流应力是Ns*Io/Np。S1和S2的电流应力也是Ns*Io/Np。S3和S4的电压应力是两倍输出电压Vo。S3和S4的电流应力是输出电流Io。

实施例4、一种隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器，如图7所示，其由降压电感L的一端与降压开关SA及续流二极管DA相连，另一端与一变压器T的原边绕组和S1或S2开关相连；变压器T的两个原边绕组分别与开关S1或S2串连；变压器T的两个原边绕组分别与开关S1或S2串连的支路并联并分别与续流二极管DA和降压电感L相连；续流二极管DA和降压开关SA串连并与输入电源Vin相连；用于吸收变压器T漏感能量的钳位电压源Vc分别与开关S1或S2串连；变压器T的两个付边绕组与输出同步整流二极管S3和S4构成全波整流电路；输出滤波电容C与输出负载R并联。由于本发明的高性价比隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器所具有的变压器T，降压开关SA可以以低成本共地驱动方式来驱动，除了降压开关SA可以以低成本共地驱动方式来驱动外，其余同实施例3。

在图7中，同实施例3，SA的电压应力依然是输入电压Vin。S1和S2的电压应力依然是Vc+Np*Vo/Ns。SA的电流应力是Ns*Io/Np。S1和S2的电流应力也是Ns*Io/Np。S3和S4的电压应力是两倍输出电压Vo。S3和S4的电流应力是输出电流Io。

在高输出电压低输出电流应用场合，变压器T的付边可以由一个绕组和四个二极管构成的全波整流器提供相应的直流电流。

最后，还需要注意的是，以上列举的仅是本发明的若干个具体实施例。显然，本发明不限于以上实施例，还可以有许多变形。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器，其特征是：由降压开关SA、续流二极管DA、降压电感L、开关S1和S2、用于吸收变压器T漏感能量的钳位电压源Vc、输出二极管D3和D4、输出滤波电容C和变压器T构成；降压电感L的一端与降压开关SA及续流二极管DA相连，另一端与变压器T的原边绕组和开关S1或S2相连；变压器T的两个原边绕组分别与开关S1或S2串连；所述变压器T的两个原边绕组分别与开关S1或S2串连的支路并联并分别与续流二极管DA和降压电感L相连；续流二极管DA和降压开关SA串连并与输入电源Vin相连；用于吸收变压器T漏感能量的钳位电压源Vc分别与开关S1或S2串连；变压器T的两个付边绕组与输出二极管D3和D4构成全波整流电路；输出滤波电容C与输出负载R并联。

2.根据权利要求1所述的隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器，其特征是：开关S1和S2交互导通，即开关S1导通、开关S2截止，或者开关S2导通、开关S1截止；变压器T的两个原边绕组相位相反地分别流入降压电感L电流，变压器T的付边经输出二极管D3和D4交互导通，以固定比例输出电感电流到负载。

3.根据权利要求1或2所述的隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器，其特征是：钳位电压源Vc由稳压管与二极管共阴或共阳相串构成，或者由变压器T的附加绕组并经过全波或半波整流输出耦合到由开关S1、开关S2、输出二极管D3、输出二极管D4和变压器T组成的电子开关变压器的原边端口或付边端口。

4.根据权利要求3所述的隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器，其特征是：所述降压开关SA的占空比动态调节范围为0～100％。

5.根据权利要求4所述的隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器，其特征是：所述开关S1、开关S2的电压应力独立于输入电压Vin，开关S1、开关S2的电压应力由钳位电压源Vc、输出电压Vo和变压器T原付边匝比决定。

6.根据权利要求5所述的隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器，其特征是：所述输出二极管D3和D4的电压应力独立于输入电压Vin，输出二极管D3和D4的电压应力由输出电压Vo决定。

7.根据权利要求6所述的隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器，其特征是：所述降压开关SA和续流二极管DA的电压应力是输入电压Vin决定。

8.根据权利要求6所述的隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器，其特征是：所述降压开关SA、续流二极管DA、开关S1、开关S2的电流应力是由输出电流Io和变压器T原付边匝比决定。

9.根据权利要求6所述的隔离型电流调节异相正激式直流-直流变换器，其特征是：在大电流输出应用中，输出二极管D3和D4分别用同步整流管MOSFET S3和S4替换。

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