CN101834557A - 步进电机电-机械转换器的闭环连续跟踪控制方法 - Google Patents

Abstract

一种步进电机电-机械转换器的闭环连续跟踪控制方法，包括以下步骤：(1)对步进电机采用同步电机的控制方法：(2)将步进电机转子实际角位移反馈到输入端与输入信号比较形成偏差，由偏差信号经PID运算得到理论磁场角位移信号θ_m(t)；对θ_m(t)加以限制以保证失调角在半个齿距角范围；并进行电流分解，得到相应绕组所需的控制的输入电流；(3)将电流检测电路所测得步进电机绕组的实际电流反馈后分别与所需控制的输入电流进行比较形成相应的偏差信号，相应的偏差信号经各自的PID运算产生各个绕组的PWM信号，再由PWM信号控制驱动电路驱动所述步进电机转动。本发明能同时保证控制精度和响应速度、角位移可以在任意位置精确快速地定位。

Description

步进电机电-机械转换器的闭环连续跟踪控制方法

技术领域

本发明涉及一种步进电机输出角位移的连续跟踪控制方法，尤其涉及一种作为电液控制元件用电-机械转换器的步进电机闭环连续跟踪控制方法

背景技术

电-机械转换器作为电液伺服阀的核心部件，是电液伺服阀的电-机械转换接口，其功能是实时快速地将输入电信号转换为阀芯的机械动作。步进电机因其具有独特的位置与速度可开环数控的特点而被使用于电液控制元件中作为电-机械转换器构成数字阀或离散式比例阀。在电液控制元件中步进电机将输出的信号通过步进运动作用于阀心，产生阀心的离散式的输出。在这个过程中步进电机相当于一个机械式的D/A转换器，它将输入的连续位移信号转换成转子输出的步距角位移，其最小的量化单位为一个步距角，精度取决于步进电机整个工作行程所对应的步数。步进电机作为电-机械转换器的这种特性决定了电液控制元件在设计过程中不可避免的控制精度和响应速度难于同时得到保证的缺陷：选择较多的工作步数，电液控制元件的精度提高，但是响应速度慢；反之，选择较少的工作步数，响应速度加快，但却使得离散误差加大。

发明内容

为了克服现有的步进电机作为电液控制元件用电-机械转换器时所固有的控制精度和响应速度难于同时得到保证、输出角位移不能精确快速定位的缺陷，本发明提供了一种能同时保证控制精度和响应速度、角位移可以在任意位置精确快速地定位的步进电机电-机械转换器的闭环连续跟踪控制方法。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：

一种步进电机电-机械转换器的闭环连续跟踪控制方法，所述闭环连续跟踪控制方法包括以下步骤：

(1)、对步进电机采用同步电机的控制方法，在步进电机定子各相通入设定相位差的连续变化的正弦电流；

(2)、将步进电机转子实际角位移θ(t)反馈到输入端与输入信号θ_i(t)比较形成偏差，由偏差信号经PID运算得到理论磁场角位移信号θ_m(t)；对理论磁场角位移信号θ_m(t)加以限制以保证失调角在半个齿距角范围内：

|θ_m(t)-N_rθ(t)|＜π

上式中N_r为步进电动机转子齿数；

根据限制后的磁场角位移进行电流分解，得到相应绕组所需的控制电流；

(3)、将电流检测电路所测得步进电机绕组的实际电流反馈后分别与所需控制的输入电流进行比较形成相应的偏差信号，相应的偏差信号经各自的PID运算产生各个绕组的PWM信号，再由PWM信号控制驱动电路驱动所述步进电机转动，实现快速无失步地连续跟踪输入信号运动。

进一步，所述步进电机为两相步进电机，所述设定相位差为90°；在所述步骤(2)中，根据限制后的磁场角位移进行电流分解，得到相应绕组所需的控制电流i_a(t)、i_b(t)：

i_a(t)＝I_mcosθ_m(t)

i_b(t)＝I_msinθ_m(t)

上式中，I_m为步进电动机绕组电流幅值。

或者是：所述步进电机为三相步进电机，所述设定相位差为120°；在所述步骤(2)中，根据限制后的磁场角位移进行电流分解，得到相应绕组所需的控制电流i_a(t)、i_b(t)、i_c(t)。

$\left[\begin{array}{c}{i}_a\left(t\right)\\ i_b\left(t\right)\\ i_c\left(t\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0& 1\\ \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{1}{2}\\ -\frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{1}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\left(t\right)\\ i_{\mathrm{\β}}\left(t\right)\end{array}\right]$

其中：i_α(t)＝I_mcosθ_m(t)

i_β(t)＝I_msinθ_m(t)

上式中，I_m为步进电动机绕组电流幅值。

再进一步，所述PID运算采用数字递推式PID算法，其计算公式为：

u_k＝u_k-1+Δ_uk

$\mathrm{\Δ}{u}_k=K_p[(e_k-e_{k-1})+\frac{T}{T_I}{e}_k+\frac{T_D}{T}(e_k-{2e}_{k-1}+e_{k-2})]$

其中：K_P-比例系数；

T_I-积分系数；

T_D-微分系数；

k-采样序号，k＝0，1，2，......；

T-采样周期

u_k-第k次采样时刻的计算机输出值，可以是角位移或者相电流等；

u_k-1-第k-1次采样时刻的计算机输出值；

Δu_k-第k次采样时刻的计算机输出值增量

e_k-第k次采样时刻输入值的偏差值；

e_k-1-第k-1次采样时刻输入值的偏差值；

e_k-2-第k-2次采样时刻输入值的偏差值。

本发明的技术构思为：为克服现有的步进电机作为电液控制元件用电-机械转换器时所固有的控制精度和响应速度难于同时得到保证的缺陷，使得其输出角位移可以在任意位置精确快速地定位，应对步进电机采用同步电机的控制方法，在步进电机定子各相通入一定相位差的连续变化的正弦电流(二相步进电机电流相位差90°；三相步进电动机电流相位差120°)，便会形成圆形的旋转磁场矢量，在正常工作过程中电机转子的角位移θ(t)和旋转磁场的角位移θ_m(t)保持着跟踪关系。旋转磁场的角位移θ_m(t)发生变化，则将对转子产生一个磁力矩，驱动其转到由转子齿和定子齿的相对位置所确定的最大磁导位置。因而连续控制旋转磁场的角位移便可实现对转子角位移的连续控制。

在旋转磁场作用下，步进电机转子便以与交流电流频率相对应的转速跟随旋转磁场运动。为了保证步进电机作为电-机械转换器时既有较高的响应速度，同时又具有较高的定位精度，采用如图2所示的双闭环控制方法。

对步进电机采用同步电机的控制方法，通过双闭环控制将失调角限制在半个齿距角之内，保证步进电机作为电-机械转换器时可以无失步快速地跟随输入信号的运动，使其在任意角位置定位，提高了其动态特性。

本发明的有益效果主要表现在：能同时保证控制精度和响应速度、角位移可以在任意位置精确快速地定位。

附图说明

图1是步进电机的同步控制原理，其中图1(a)为步进电机的结构图，以及i_a、i_b的电流波形示意图；图1(b)为图1(a)的局部放大示意图。

图2是两相混合式步进电机电-机械转换器的双闭环控制原理框图。

图3是双闭环控制算法流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步描述。

参照图1、图2和图3，一种步进电机电-机械转换器的闭环连续跟踪控制方法，所述闭环连续跟踪控制方法包括以下步骤：

(1)、对步进电机采用同步电机的控制方法，在步进电机定子各相通入设定相位差的连续变化的正弦电流；

(2)、将步进电机转子实际角位移θ(t)反馈到输入端与输入信号θ_i(t)比较形成偏差，由偏差信号经PID运算得到理论磁场角位移信号θ_m(t)；对理论磁场角位移信号θ_m(t)加以限制以保证失调角在半个齿距角范围内：

|θ_m(t)-N_rθ(t)|＜π

上式中N_r为步进电动机转子齿数。

根据限制后的磁场角位移进行电流分解，得到相应绕组所需的控制电流；

(3)、将电流检测电路所测得步进电机绕组的实际电流反馈后分别与所需控制的输入电流进行比较形成相应的偏差信号，相应的偏差信号经各自的PID运算产生各个绕组的PWM信号，再由PWM信号控制驱动电路驱动所述步进电机转动，实现快速无失步地连续跟踪输入信号运动。

所述步进电机为两相步进电机，所述设定相位差为90°；在所述步骤(2)中，根据限制后的磁场角位移进行电流分解，得到相应绕组所需的控制电流i_a(t)、i_b(t)：

i_a(t)＝I_mcosθ_m(t)

i_b(t)＝I_msinθ_m(t)

上式中，I_m为步进电动机绕组电流幅值。

或者是：所述步进电机为三相步进电机，所述设定相位差为120°；在所述步骤(2)中，根据限制后的磁场角位移进行电流分解，得到相应绕组所需的控制电流i_a(t)、i_b(t)、i_c(t)。

$\left[\begin{array}{c}{i}_a\left(t\right)\\ i_b\left(t\right)\\ i_c\left(t\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0& 1\\ \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{1}{2}\\ -\frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{1}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\left(t\right)\\ i_{\mathrm{\β}}\left(t\right)\end{array}\right]$

其中：i_α(t)＝I_mcosθ_m(t)

i_β(t)＝I_msinθ_m(t)

上式中，I_m为步进电动机绕组电流幅值。

所述PID运算采用数字递推式PID算法；当然，也可以采用其他形式的PID算法来实现。

本实施例中，该双闭环控制方法中一个是位置反馈闭环控制，另一个为电流反馈闭环控制。位置闭环控制是为了控制步进电机转子的位置与输入信号保持一致。其控制方法是：将步进电机转子实际角位移θ(t)反馈到输入端与输入信号θ_i(t)比较形成偏差，由偏差信号经PID运算得到理论磁场角位移信号θ_m(t)。由于失调角超过半个齿距角，步进电机会产生失步，因此还必须对理论磁场角位移信号θ_m(t)加以限制以保证失调角在半个齿距角范围内：

|θ_m(t)-N_rθ(t)|＜π

上式中N_r为步进电动机转子齿数。

根据限制后的磁场角位移进行电流分解后可以得到相应绕组所需的控制电流，再由电流闭环控制步进电机转子跟随输入信号运动。电流闭环是为了控制各相绕组的实际电流，使其和各相输入电流保持一致，从而得到所需要的控制步进电机转子运动的旋转磁场。其控制方法是：将电流检测电路所测得步进电机绕组的实际电流反馈后分别与所需控制的输入电流进行比较形成相应的偏差信号，相应的偏差信号经各自的PID运算产生各个绕组的PWM信号，再由PWM信号控制驱动电路驱动步进电机转动，从而控制各个绕组的电流，获得所需要的旋转磁场，由旋转磁场控制步进电机转子的运动。在双闭环控制下，步进电机作为电-机械转换器可以快速无失步地连续跟踪输入信号运动，在任意角位置定位，并且具有良好的动态性能。

上述双闭环控制中的位置和电流反馈，都使用了数字递推式PID算法，其计算公式如下：

u_k＝u_k-1+Δ_uk

$\mathrm{\Δ}{u}_k=K_p[(e_k-e_{k-1})+\frac{T}{T_I}{e}_k+\frac{T_D}{T}(e_k-{2e}_{k-1}+e_{k-2})]$

其中：K_P-比例系数；

T_I-积分系数；

T_D-微分系数；

k-采样序号，k＝0，1，2，......；

T-采样周期

u_k-第k次采样时刻的计算机输出值，可以是角位移或者相电流等；

u_k-1-第k-1次采样时刻的计算机输出值；

Δu_k-第k次采样时刻的计算机输出值增量

e_k-第k次采样时刻输入值的偏差值；

e_k-1-第k-1次采样时刻输入值的偏差值；

e_k-2-第k-2次采样时刻输入值的偏差值；

本实施例以两相混合式步进电机为例，结合附图对本发明作进一步说明。

本实施例的工作过程：如图1、图2和图3所示，在两相混合式步进电机的定子两相中通入一定相位差的连续变化的正弦电流i_a(t)、i_b(t)，在步进电机内部会产生一旋转磁场(其角位移为θ_m(t))，在旋转磁场作用下，步进电机转子(其角位移为θ(t))便以与交流电流频率相对应的转速跟随旋转磁场运动。为了保证步进电机作为电-机械转换器既有较高的响应速度，同时又保证其具有较高的定位精度，采用了如图2所示的双闭环控制方法。双闭环中一个是位置反馈闭环，另一个为电流反馈闭环。位置闭环是为了控制步进电机转子的位置与输入信号保持一致。其控制方法是：将步进电机转子实际角位移θ(t)反馈到输入端与输入信号θ_i(t)比较形成偏差，由偏差信号经PID运算得到理论磁场角位移信号θ_m(t)。由于失调角超过半个齿距角，步进电机会产生失步，因此还必须对θ_m(t)加以限制以保证失调角在半个齿距角范围内。根据限制后的磁场角位移进行电流分解，可以得到相应绕组的所需的控制电流i_a(t)、i_b(t)，再由电流闭环控制步进电机转子跟随输入信号运动。电流闭环是为了控制各相绕组的实际电流i_af(t)、i_bf(t)，使其和各相输入电流i_a(t)、i_b(t)保持一致，从而得到所需要的控制步进电机转子运动的旋转磁场。其控制方法是：将电流检测电路所测得步进电机绕组的实际电流i_af(t)、i_bf(t)反馈后分别与所需控制的输入电流i_a(t)、i_b(t)进行比较形成相应的偏差信号，相应的偏差信号经各自的PID运算产生各个绕组的PWM信号，再由PWM信号控制驱动电路驱动步进电机转动，从而控制各个绕组的电流，获得所需要的旋转磁场，由旋转磁场控制步进电机转子的运动。在双闭环控制下，步进电机电-机械转换器可以快速无失步地连续跟踪输入信号运动，在任意角位置定位，并且具有良好的动态性能。

上述具体实施方式用来解释本发明，而不是对本发明进行限制，在本发明的精神和权利要求的保护范围内，对本发明作出的任何修改和改变，都落入本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种步进电机电-机械转换器的闭环连续跟踪控制方法，其特征在于：所述闭环连续跟踪控制方法包括以下步骤：

(1)、对步进电机采用同步电机的控制方法，在步进电机定子各相通入设定相位差的连续变化的正弦电流；

(2)、将步进电机转子实际角位移θ(t)反馈到输入端与输入信号θ_i(t)比较形成偏差，由偏差信号经PID运算得到理论磁场角位移信号θ_m(t)；对理论磁场角位移信号θ_m(t)加以限制以保证失调角在半个齿距角范围内：

|θ_m(t)-N_rθ(t)|＜π

上式中N_r为步进电动机转子齿数；

根据限制后的磁场角位移进行电流分解，得到相应绕组所需的控制电流；

(3)、将电流检测电路所测得步进电机绕组的实际电流反馈后分别与所需控制的输入电流进行比较形成相应的偏差信号，相应的偏差信号经各自的PID运算产生各个绕组的PWM信号，再由PWM信号控制驱动电路驱动所述步进电机转动，实现快速无失步地连续跟踪输入信号运动。

2.如权利要求1所述的步进电机电-机械转换器的闭环连续跟踪控制方法，其特征在于：所述步进电机为两相步进电机，所述设定相位差为90°；在所述步骤(2)中，根据限制后的磁场角位移进行电流分解，得到相应绕组所需的控制电流i_a(t)、i_b(t)：

i_a(t)＝I_mcosθ_m(t)

i_b(t)＝I_msinθ_m(t)

上式中，I_m为步进电动机绕组电流幅值。

3.如权利要求1所述的步进电机电-机械转换器的闭环连续跟踪控制方法，其特征在于：所述步进电机为三相步进电机，所述设定相位差为120°；在所述步骤(2)中，根据限制后的磁场角位移进行电流分解，得到相应绕组所需的控制电流i_a(t)、i_b(t)、i_c(t)。

$\left[\begin{array}{c}{i}_a\left(t\right)\\ i_b\left(t\right)\\ i_c\left(t\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}0& 1\\ \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{1}{2}\\ -\frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{1}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\left(t\right)\\ i_{\mathrm{\β}}\left(t\right)\end{array}\right]$

其中：i_α(t)＝I_mcosθ_m(t)

i_β(t)＝I_msinθ_m(t)

上式中，I_m为步进电动机绕组电流幅值。

4.如权利要求1～3之一所述的步进电机电-机械转换器的闭环连续跟踪控制方法，其特征在于：所述PID运算采用数字递推式PID算法，其计算公式为：

u_k＝u_k+1+Δu_k

$\mathrm{\Δ}{u}_k=K_p[(e_k-e_{k-1})+\frac{T}{T_I}{e}_k+\frac{T_D}{T}(e_k-2e_{k-1}+e_{k-2})]$

其中：K_P-比例系数；

T_I-积分系数；

T_D-微分系数；

k-采样序号，k＝0，1，2，......；

T-采样周期

u_k-第k次采样时刻的计算机输出值，可以是角位移或者相电流等；

u_k-1-第k-1次采样时刻的计算机输出值；

Δu_k-第k次采样时刻的计算机输出值增量；

c_k-第k次采样时刻输入值的偏差值；

e_k-1-第k-1次采样时刻输入值的偏差值；

e_k-2-第k-2次采样时刻输入值的偏差值。

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