CN101778509B - 发光元件的驱动装置 - Google Patents

Abstract

一种发光元件的驱动装置包括一驱动电路、一开关、一电容与一补偿电路。驱动电路具有一控制端与一驱动端，而驱动端连接至一发光元件。驱动电路依据控制端的电压而决定驱动电流。开关的第一端接收一数据电压，开关的第二端连接至发光元件，开关的控制端接收一扫描电压。电容的第一端连接至驱动电路的控制端，而电容的第二端连接至开关的第二端。补偿电路的输出端连接至电容的第一端，补偿电路在开关的导通期间提供一重置电压至电容的第一端。

Description

发光元件的驱动装置

技术领域

本发明是有关于一种发光元件的驱动装置，且特别是有关于一种用于像素电路的发光元件的驱动装置。

背景技术

随着电子技术的进步，人们对于消费性电子产品在提供视觉上服务的要求也越来越高。不论是在电视机、个人电脑、行动电话等，对于显示的画质都非常讲究。平面显示技术的发展也不断推陈出新，其中有机发光二极管(OrganicLight-Emitting Diode，OLED)，又称为有机电激发光(Organic Electroluminesence，OEL)，拥有其他平面显示器技术不易达到的特性，包括省电、超薄厚度、重量轻、自发光、无视角限制、反应速度快、光电效率高、无需背光结构与彩色滤光片结构、高对比、高辉度效率、高亮度、多色及彩色(RGB)元件制作能力、使用温度范围广等优点，被视为是未来最具有发展潜力的平面显示技术之一。

平面显示面板中常以发光二极管(Light-Emitting Diode，LED)或有机发光二极管作为显示面板中的像素元件，而其驱动电路通常采用俗称2T1C(即两个晶体管与一个电容)的晶体管结构来达成。此2T1C的驱动电路所产生的驱动电流方程式当中含有电源电压以及晶体管的临界电压的参数。由于显示面板的面积越来越大，供应给驱动电路的电源电压的线路也随之拉长，而线路内的等效阻抗与压降(voltage drop)也随之增加，使得每个像素电路所接收的电源电压因距离电源电压源的远近而有所不同。导致驱动电路产生的驱动电流大小不一，使得每个像素的亮度具有些微差距，而造成显示面板上亮度不均匀。此外，由于大面积显示面板内难以把每个晶体管的临界电压均控制在同一临界电压值内，2T1C架构的驱动电路会随着晶体管内临界电压的不同而产生不同的驱动电流。因此，如何解决上述问题便为目前往大尺寸发展的液晶显示屏幕所迫切研究的方向。

发明内容

本发明提供一种发光元件的驱动装置，使发光元件的驱动装置所产生的电流不会受到晶体管的临界电压与电源电压的影响，让发光元件能够在显示面板上的每个像素依据相同数据电压而获得相同的亮度。

本发明提出一种发光元件的驱动装置，包括驱动电路、开关、电容与补偿电路。驱动电路具有一控制端与一驱动端，而其驱动端连接至一发光元件，驱动电路依据其控制端的电压而决定其驱动端的电流。开关的第一端接收一数据电压，开关的第二端连接至发光元件，开关的控制端接收扫描电压。电容的第一端连接至驱动电路的控制端，而电容的第二端连接至开关的第二端。补偿电路的输出端连接至电容的第一端，补偿电路在开关的导通期间提供一重置电压至电容的第一端。

在本发明的一实施例中，上述的补偿电路在开关的截止期间不提供重置电压。而驱动电路包括第一晶体管，第一晶体管的第一端接收一电源电压，第一晶体管的第二端作为驱动电路的驱动端，而第一晶体管的控制端作为驱动电路的控制端。

在本发明的一实施例中，上述的补偿电路包括第二晶体管，第二晶体管的第一端接收扫描电压的反相电压，第二晶体管的第二端作为补偿电路的输出端，而该第二晶体管的控制端连接至该第二晶体管的第二端。

在本发明的一实施例中，上述的补偿电路包括第二晶体管，第二晶体管的第一端接收控制电压，第二晶体管的第二端作为补偿电路的输出端，而第二晶体管的控制端连接至第二晶体管的第二端。在开关的截止期间，控制电压为电源电压，而在开关的导通期间时，控制电压被拉降至参考电压。该重置电压的成分包含一临界电压与该参考电压。

在本发明的一实施例中，上述的补偿电路包括二极管，此二极管的阴极接收扫描电压的反相电压，二极管的阳极作为补偿电路的输出端。

在本发明的一实施例中，上述的补偿电路包括二极管，此二极管的阴极接收控制电压，二极管的阳极作为该补偿电路的输出端。在开关的截止期间，控制电压为电源电压，而在该开关的导通期间时，控制电压被拉降至参考电压。该重置电压的成分包含一临界电压与该参考电压。

在本发明的一实施例中，上述的开关包括一第三晶体管，此第三晶体管的第一端接收数据电压，第三晶体管的第二端连接至发光元件，而第三晶体管的控制端接收扫描电压。

在本发明的一实施例中，上述的发光元件可为发光二极管或有机发光二极管。而发光元件与其驱动装置为显示面板的像素。

基于上述，本发明的实施例利用补偿电路与电容来稳定驱动电路中控制端与驱动端之间的电压，使得驱动电路产生的电流仅与数据电压以及参考电压有关，而不会受到晶体管的临界电压与电源电压的影响。此外，发光元件也能够在显示面板上的每个像素依据相同数据电压而获得相同的亮度。

为让本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合附图作详细说明如下。

附图说明

图1是依照本发明第一实施例说明发光元件的驱动装置的等效电路图。

图2是依照本发明第一实施例说明图1所示驱动装置的驱动时序图。

图3是依照本发明第二实施例说明发光元件的驱动装置的电路示意图。

图4是依照本发明第一实施例的发光元件的驱动电流与数据电压的特征曲线图。

图5是依照本发明第三实施例说明发光元件的驱动装置的等效电路图。

图6是依照本发明第三实施例说明图5所示驱动装置的驱动时序图。

附图标记说明

100、300、500：发光元件的驱动装置

110：驱动电路

120、320：开关

130：电容

140、340：补偿电路

150：发光元件

M1、T1：第一晶体管

M2、T2：第二晶体管

M3、T3：第三晶体管

Iled：驱动电流

Vdd：电源电压

Vss：接地电压

Vdata：数据电压

VA：驱动电路的控制端电压

VB：驱动电路的驱动端电压

Vscan；扫描电压

Vscan：扫描电压的反相电压

TS1、TS3：扫描期间

TS2、TS4：栓锁期间

D1：二极管

具体实施方式

以下针对本发明提出实施例加以说明，其中以显示面板中的像素驱动电路为实施方式，使本领域普通技术人员，更能了解本发明的精神。请参照图1，图1是依照本发明第一实施例说明发光元件150的驱动装置100的等效电路图。发光元件150与驱动装置100在本实施例中为显示面板中的像素电路。驱动装置100包括驱动电路110、开关120、电容130与补偿电路140。驱动电路110具有一控制端与一驱动端，而其驱动端连接至发光元件150的一端，而发光元件150的另一端接收接地电压Vss。其中驱动电路110依据其控制端的电压VA而决定驱动端产生的驱动电流Iled。以下驱动电路110的驱动端的电压称为VB。

开关120的第一端接收数据电压Vdata，开关的第二端连接至发光元件150，开关120的控制端则接收扫描电压Vscan。电容130的第一端连接至驱动电路110的控制端，而电容的第二端连接至开关120的第二端。补偿电路140的输出端连接至电容130的第一端。此时，补偿电路140在开关120的导通期间提供一重置电压至电容130的第一端，而在开关120的截止期间停止提供重置电压。其中，重置电压的成分包含一临界电压。

依本实施例所述，驱动电路110包括第一晶体管M1，此第一晶体管M1在本实施例中例如是N通道金属氧化物半导体(N-channel metal oxidesemiconductor，NMOS)晶体管。第一晶体管M1的第一端(例如漏极端)接收电源电压Vdd，第一晶体管M1的第二端(例如源极端)作为驱动电路110的驱动端，而第一晶体管M1的控制端(例如栅极端)作为驱动电路110的控制端。在其他实施例中，也可利用电流镜电路以作为驱动电路110，应用本实施例者可视其设计需求来作相对应的更动。

补偿电路140则包括第二晶体管M2，第二晶体管M2在本实施例中例如是NMOS晶体管。第二晶体管M2的第一端(例如漏极端)接收控制电压，第二晶体管M2的第二端(例如源极端)作为补偿电路140的输出端，而第二晶体管M2的控制端(例如栅极端)连接至第二晶体管M2的第二端。因此第二晶体管M2呈现二极管的作用形式，其二极管的阳极作为补偿电路140的输出端以连接至驱动电路110的控制端，而其二极管的阴极则接收上述控制电压。在开关120的截止期间，前述控制电压被拉高。在开关120的导通期间，前述控制电压被拉低。本实施例将以扫描电压Vscan的反相电压Vscan来实现前述控制电压。然而，在其他实施例中，此控制电压的高准位与低准位可以不同于扫描电压Vscan的高准位与低准位。在开关120的截止期间，控制电压被拉高至约略为电源电压Vdd，而在开关120的导通期间时控制电压被拉降至参考电压Vref。参考电压Vref的准位是可以依据设计需求而任意决定的，例如0伏特或是任何低于Vdd的固定电压。

开关120包括第三晶体管M3，其中第三晶体管M3在本实施例中例如是NMOS晶体管。第三晶体管M3的第一端(例如源极端)接收数据电压Vdata，第三晶体管M3的第二端(例如漏极端)连接至发光元件150，而第三晶体管M3的控制端(例如栅极端)接收扫描电压Vscan以控制开关中第一端与第二端的导通与截止状态。在其他实施例中也可利用符合开关功能的电路来取代第三晶体管M3，其不应以本实施例而被限制。发光元件150在此可为发光二极管(light-emitting diode，LED)或有机发光二极管(organic LED，OLED)。驱动电路110产生的驱动电流Iled传送至发光元件150而使其发光。发光元件150的一端与驱动电路110的驱动端、电容130与开关120的第二端相连接，而发光元件150的另一端则接收接地电压Vss。

在此详细说明本实施例中发光元件驱动电路100的作动方式，请同时参照图1与图2。图2是依照本发明第一实施例说明发光元件150的驱动装置100的驱动时序图。驱动时区主要分为两个时期：扫描期间TS1与栓锁期间TS2。扫描期间TS1为扫描电压Vscan位于高准位的时期，也就是开关120为导通的期间。显示面板在扫描期间TS1时更新此像素的数据电压Vdata，并将数据电压Vdata储存在电容130。栓锁期间TS2为扫描电压Vscan位于低准位的时期，也就是开关120为截止的期间。此像素的驱动装置100在栓锁期间TS2用以依据电容130所储存的数据电压来产生驱动电流Iled给发光元件150，使得发光元件150产生相对应于数据电压Vdata的亮度。前述扫描电压Vscan的高准位与低准位可以视设计需求而任意决定。例如，前述扫描电压Vscan的高准位约略等于电源电压Vdd的准位，而扫描电压Vscan的低准位约略等于预设的参考电压Vref。

以下详细说明扫描期间TS1与栓锁期间TS2的详细作动方式。在扫描期间TS1时，扫描电压Vscan约略等于电源电压Vdd，而控制电压Vscan则等于参考电压Vref。因此，开关120被导通，因而驱动电路110的驱动端电压VB为数据电压Vdata。在此同时，由于控制电压Vscan转态至参考电压Vref，使得电容130第一端的电荷会经由第二晶体管M2而放电。因此，补偿电路140可以在开关120的导通期间(即扫描期间TS1)提供重置电压至电容130的第一端，此重置电压的成分包含第二晶体管M2的临界电压Vth_M2与参考电压Vref(即Vref+Vth_M2)。以下以方程式(1)与方程式(2)分别表示位于扫描期间TS1的VA与VB：

VA＝Vref+Vth_M2................................(1)

VB＝Vdata................................................(2)

此时，驱动电路110内的第一晶体管M1操作在饱和区，因此于驱动电路110的驱动端产生流经发光元件150的驱动电流Iled相关于第一晶体管M1的栅-源极电压Vgs与第一晶体管M1的临界电压Vth_M1。前述栅-源极电压Vgs代表第一晶体管M1的栅极与源极的电压差值，也就是VA-VB。以下以方程式(3)表示驱动电流说明Iled、Vgs与Vth_M1的关系，其中K为常数。将方程式(1)与方程式(2)代入后如下述方程式(3)表示。

Iled＝K(Vgs-Vth_M1)²

＝K(VA-VB-Vth_M1)²

＝K(Vref+Vth_M2-Vdata-Vth_M1)².........(3)

因驱动装置100内的晶体管M1、M2与M3相互的间距很接近，而晶体管M1、M2与M3在布局时制作的大小相同，因此其临界电压Vth_M1、Vth_M2与Vth_M3的临界电压值均几乎相同，而使得上式(3)中参数Vth_M2与Vth_M1能相互抵消。因此，上述驱动电流Iled可再次简化为方程式(4)：

Iled＝K(Vref-Vdata)²..............................(4)

由方程式(4)可知，图1中驱动电流Iled仅与参考电压Vref以及数据电压Vdata有关。方程式(4)的参数已不存在电源电压Vdd、第一晶体管M1的临界电压Vth_M1以及第二晶体管M2的临界电压Vth_M2，因此驱动电流Iled便不会受到电源电压Vdd与第一晶体管M1的临界电压Vth_M1的限制。

而在栓锁期间TS2时，扫描电压Vscan位于低准位(即参考电压Vref)，而控制电压(本实施例为反相电压Vscan)则位于高准位(即电源电压Vdd)。开关120因扫描电压Vscan位于低准位而处于截止状态。因此，驱动电路110的驱动端电压VB会因为发光元件150的顺偏组态被下拉。在此令在栓锁期间TS2电压VB的电压值被下拉至Vx。由于电容耦合效应，在电压VB被下拉的同时，电压VA也会被下拉。在此同时，控制电压Vscan会被上拉至高准位。因此，第二晶体管M2在栓锁期间TS2是处于截止状态。也就是说，补偿电路140在开关120的截止期间不提供所述重置电压。

受到电容130的电容耦合效应，其具有保持控制端电压VA与驱动端电压VB差值的作用，因此控制端电压VA与驱动端电压VB会同时增加/降低相同的电压值。因此在栓锁期间TS2的控制端电压VA为参考电压Vref加上第二晶体管M2的临界电压Vth_M2减去VB消耗的电压值(数据电压Vdata减去现今驱动电路110的驱动端电压值Vx)。以下以方程式(5)与方程式(6)分别表示位于栓锁期间TS2的VA与VB：

VA＝Vref+Vth_M2-(Vdata-Vx)............(5)

VB＝Vx...........................................(6)

此时，驱动电路110内的第一晶体管M1位于饱和区，在此时驱动端产生流经发光元件150的驱动电流Iled如下方程式(7)表示，并将方程式(5)与方程式(6)带入。其中第一晶体管M1的栅-源极电压Vgs＝VA-VB：

Iled＝K(Vgs-Vth_M1)²

＝K(VA-VB-Vth_M1)²

＝K[Vref+Vth_M2-(Vdata-Vx)-Vx-Vth_M1]²

＝K(Vref+Vth_M2-Vdata+Vx-Vx-Vth_M1)²

＝K(Vref+Vth_M2-Vdata-Vth_M1)².........(7)

同前所述，由于驱动装置100内晶体管M1、M2与M3的临界电压Vth_M1、Vth_M2与Vth_M3均几乎相同，使得上式(7)中参数Vth_M2与Vth_M1能相互抵消，因此上述驱动电流Iled可简化为方程式(8)：

Iled＝K(Vref-Vdata)².........................(8)

从上述分析可以清楚知道，方程式(4)与方程式(8)是相同的。也就是说，扫描期间TS1与栓锁期间TS2的驱动电流Iled是一样的。因此，驱动电流Iled不因时期的改变而有所变动。发光元件150在下次扫描期间TS1来临前不会改变其亮度，也不会受制于电源电压Vdd或第一晶体管M1的临界电压Vth_M1。因此，流经发光元件150的驱动电流Iled已不会随着每个像素所取得的电源电压Vdd与晶体管M1的临界电压不同而有不同亮度。

上述发光元件150的驱动装置100所采用的开关120与补偿电路140分别由晶体管M2与M3所组成，在其他实施例中也可藉由具相同功能的电路来构成驱动装置100以达成相同动作。例如，图3是依照本发明第二实施例说明发光元件150的驱动装置300的电路示意图。在图3中，补偿电路340包括二极管D1，其阴极接收控制电压，二极管D1的阳极作为补偿电路340的输出端。其中，在开关320的截止期间控制电压为高电压(例如约略为电源电压Vdd)，在开关320的导通期间控制电压被拉降至前述预设的参考电压Vref。在本实施例中，控制电压可以是扫描电压Vscan的反相电压Vscan。开关320则利用具相同功效的电路完成即可，并不限制在单一个晶体管。本实施例的其他细部动作与说明可以参照上述第一实施例，故在此不予赘述。

为清楚说明不同的晶体管临界电压值对于驱动电流Iled的影响，在此以驱动装置100验证晶体管M1的临界电压Vth_M1与驱动电流Iled的关系，请同时参照图1、图2与图4。图4是依照本发明第一实施例的发光元件150的驱动电流Iled与数据电压Vdata的特征曲线图。在此假设电源电压Vdd为10伏特，参考电压Vref为0伏特。在本实施例中扫描电压Vscan在高准位时约略等于电源电压Vdd(10伏特)，而扫描电压Vscan位于低准位时等于参考电压Vref(0伏特)。控制电压在此实施例中是扫描电压的反相电压Vscan，而数据电压Vdata的高准位依本实施例的设计需求为8伏特，其低准位则为5伏特。

在此将驱动装置100中晶体管M1的临界电压Vth_M1设定为0.8伏特、1.1伏特与1.4伏特，并分别以此三种条件验证驱动装置100的数据电压Vdata与驱动电流Iled的关系，然后将验证结果绘制在图4。在图4中，在此利用三条曲线在晶体管的临界电压Vth为0.8伏特(以方型图示相连而成的曲线)、1.1伏特(以菱型图示相连而成的曲线)与1.4伏特(以三角型图示相连而成的曲线)时，来比较驱动电流Iled在不同临界电压Vth_M1的变化。由图4的模拟结果得知，当数据电压Vdata为8伏特时，驱动电流Iled为0安培，因此发光元件150便不会发光。相对地，当数据电压从8伏特逐渐降低至5伏特时，驱动电流Iled因方程式(4)与方程式(8)而逐渐增加其电流值。依此发光元件150便逐渐增加发光的亮度，其亮度与驱动电流Iled的大小成正比，驱动电流Iled越大则发光元件150的亮度越高。由图4可以清楚看出，驱动电流Iled几乎不会因临界电压Vth的变动而受影响。驱动装置100所输出的驱动电流Iled会相应于数据电压Vdata而忠实地变动其电流值。

在上述各实施例中，驱动装置100所采用的驱动电路110、开关120与补偿电路140一致为NMOS晶体管，但不应因此而限制其实现方式。例如，在其他实施例中也可改为由P通道金属氧化物半导体(P-channel metal oxidesemiconductor，PMOS)晶体管以构成驱动装置100，请参照图5图6。图5是依照本发明第三实施例说明发光元件150的驱动装置500的等效电路图，而图6是依照本发明第三实施例说明发光元件150的驱动装置500的驱动时序图。与第一实施例不同之处在于驱动电路110、补偿电路140与开关120分别由第一晶体管T1、第二晶体管T2与第三晶体管T3所组成，上述晶体管均为PMOS晶体管。

在本实施例中，驱动电路110包括第一晶体管T1，第一晶体管T1的第一端(例如漏极端)则接收接地电压Vss，第一晶体管T1的第二端(例如源极端)作为驱动电路110的驱动端，用以连接发光元件150。第一晶体管T1的控制端(例如栅极端)作为驱动电路110的控制端。开关120包括第三晶体管T3，第三晶体管T3的第一端(例如源极端)接收数据电压Vdata，第三晶体管T3的第二端(例如漏极端)连接至发光元件150，而第三晶体管T3的控制端(例如栅极端)接收扫描电压Vscan。

补偿电路140包括第二晶体管T2。第二晶体管T2的第一端(例如源极端)与第二晶体管T2的控制端(例如栅极端)相连以呈现二极管的作用形式，而此二极管的阴极作为补偿电路140的输出端，并连接至电容130的第一端。第二晶体管T2的第二端(例如漏极端)则连接至控制电压。在本实施例中，控制电压为扫描电压Vscan的反相电压Vscan。

在图6中驱动时区的扫描期间TS3内，扫描电压Vscan拉下至低准位(约略等于接地电压Vss)而导通了开关120，因而驱动电路110的驱动端电压VB为数据电压Vdata。在此同时，由于控制电压(即是扫描电压的反相电压Vscan)则拉升至高准位(即参考电压Vref)，使得电容130第一端的电压(即驱动电路110的控制端电压VA)会被第二晶体管T2充电而上拉至重置电压。此重置电压的成分包含第二晶体管T2的临界电压Vth_T2与参考电压Vref(即Vref-Vth_T2)。以下以方程式(9)与方程式(10)分别表示位于扫描期间TS1的VA与VB：

VA＝Vref-Vth_T2.........................(9)

VB＝Vdata............................................(10)

此时，驱动电路110的驱动端产生流经发光元件150的驱动电流Iled相关于第一晶体管T1的源-栅极电压Vsg与第一晶体管T1的临界电压Vth_T1。前述源-栅极电压Vsg代表第一晶体管T1的源极与栅极的电压差值，也就是VB-VA。以下以方程式(11)表示驱动电流说明Iled、Vsg与Vth_T1的关系，其中K为常数。将方程式(9)与方程式(10)代入后如下述方程式(11)表示。

Iled＝K(Vsg-Vth_T1)²

＝K(VB-VA-Vth_T1)²

＝K(Vdata-Vref+Vth_T2-Vth_T1)².........(11)

因晶体管T1、T2与T3相互的间距很接近，而晶体管T1、T2与T3在布局时制作的大小相同，因此其临界电压Vth_T1、Vth_T2与Vth_T3的临界电压值均几乎相同，而使得上式(11)中参数Vth_T2与Vth_T1能相互抵消。因此，上述驱动电流Iled可再次简化为方程式(12)：

Iled＝K(Vdata-Vref)²........................(12)

而在栓锁期间TS4时，扫描电压Vscan拉升至高准位(即参考电压Vref)，而控制电压则拉降至低准位(约略等于接地电压Vss)。晶体管T3因扫描电压Vscan位于高准位而处于截止状态。因此，驱动电路110的驱动端电压VB会因为发光元件150的顺偏组态被上拉至接近电源电压Vdd。在此令在栓锁期间TS2电压VB的电压值被上拉至Vx。由于电容耦合效应，在电压VB被上拉的同时，电压VA也会被上拉。在此同时，控制电压Vscan会被下拉至低准位。因此，第二晶体管T2在栓锁期间TS2是处于截止状态。以下以方程式(13)与方程式(14)分别表示位于栓锁期间TS4的VA与VB：

VA＝Vref-Vth_T2+(Vx-Vdata)................(13)

VB＝Vx...............................................(14)

此时，驱动电流Iled如下方程式(15)表示，并将方程式(13)与方程式(14)带入。其中第一晶体管T1的源-栅极电压Vsg＝VB-VA。

Iled＝K(Vsg-Vth_T1)²

＝K(VB-VA-Vth_T1)²

＝K[Vx-(Vref-Vth_T2+Vx-Vdata-Vth_T1]²

＝K(Vx-Vref+Vth_T2-Vx+Vdata-Vth_T1)²

＝K(-Vref+Vth_T2+Vdata-Vth_T1)².........(14)由于驱动装置100内晶体管T1、T2与T3的临界电压Vth_T1、Vth_T2与Vth_T3均几乎相同，使得上式(14)中参数Vth_T2与Vth_T1能相互抵消，因此上述驱动电流Iled可简化为方程式(15)：

Iled＝K(Vdata-Vref)².................................(15)

因此，像素的驱动装置500可以依据电容130所储存的电压来产生驱动电流Iled给发光元件150，使得发光元件150产生相对应于数据电压Vdata的亮度。本实施例的其他细部作动方式与说明可以参照上述各实施例，故在此不再赘述。

综上所述，本发明的实施例利用补偿电路与电容来稳定驱动电路中控制端的电压，使得驱动电路产生的驱动电流仅与数据电压以及参考电压有关，进而让在显示面板上的发光元件依据相同的数据电压而获得相同的亮度。而本实施例在驱动电流的方程式中并没有晶体管的临界电压与电源电压的参数，因此不会受到晶体管的临界电压与电源电压的影响。

当然，本发明还可有其它多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的普通技术人员当可根据本发明做出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (18)

1.一种发光元件的驱动装置，包括：

一驱动电路，具有一控制端与一驱动端，而该驱动端连接至一发光元件，其中该驱动电路依据其控制端的电压而决定其驱动端的电流；

一开关，其第一端接收一数据电压，该开关的第二端连接至该发光元件，该开关的控制端接收一扫描电压；

一电容，其第一端连接至该驱动电路的控制端，而该电容的第二端连接至该开关的第二端；以及

一补偿电路，其输出端连接至该电容的第一端，该补偿电路在该开关的导通期间提供一重置电压至该电容的第一端。

2.根据权利要求1所述的驱动装置，其中该补偿电路在该开关的截止期间不提供该重置电压。

3.根据权利要求1所述的驱动装置，其中该驱动电路包括一第一晶体管，该第一晶体管的第一端接收一电源电压，该第一晶体管的第二端作为该驱动电路的驱动端，而该第一晶体管的控制端作为该驱动电路的控制端。

4.根据权利要求3所述的驱动装置，其中该第一晶体管为NMOS晶体管。

5.根据权利要求1所述的驱动装置，其中该补偿电路包括一第二晶体管，该第二晶体管的第一端接收该扫描电压的反相电压，该第二晶体管的第二端作为该补偿电路的输出端，而该第二晶体管的控制端连接至该第二晶体管的第二端。

6.根据权利要求1所述的驱动装置，其中该补偿电路包括一第二晶体管，该第二晶体管的第一端接收一控制电压，该第二晶体管的第二端作为该补偿电路的输出端，而该第二晶体管的控制端连接至该第二晶体管的第二端，在该开关的截止期间该控制电压为一电源电压，在该开关的导通期间该控制电压被拉降至一参考电压，其中该重置电压的成分包含一临界电压与该参考电压。

7.根据权利要求6所述的驱动装置，其中该第二晶体管为NMOS晶体管。

8.根据权利要求6所述的驱动装置，其中该第二晶体管为PMOS晶体管。

9.根据权利要求1所述的驱动装置，其中该补偿电路包括一二极管，该二极管的阴极接收该扫描电压的反相电压，该二极管的阳极作为该补偿电路的输出端。

10.根据权利要求1所述的驱动装置，其中该补偿电路包括一二极管，该二极管的阴极接收一控制电压，该二极管的阳极作为该补偿电路的输出端，在该开关的截止期间该控制电压为一电源电压，在该开关的导通期间该控制电压被拉降至一参考电压，其中该重置电压的成分包含一临界电压与该参考电压。

11.根据权利要求1所述的驱动装置，其中该开关包括一第三晶体管，该第三晶体管的第一端接收该数据电压，该第三晶体管的第二端连接至该发光元件，而该第三晶体管的控制端接收该扫描电压。

12.根据权利要求11所述的驱动装置，其中该第三晶体管为NMOS晶体管。

13.根据权利要求11所述的驱动装置，其中该第三晶体管为PMOS晶体管。

14.根据权利要求1所述的驱动装置，其中该发光元件为发光二极管。

15.根据权利要求1所述的驱动装置，其中该发光元件为有机发光二极管。

16.根据权利要求1所述的驱动装置，其中该发光元件与该驱动装置为一显示面板的像素。

17.根据权利要求1所述的驱动装置，其中该驱动电路包括一第一晶体管，该第一晶体管的第一端接收一接地电压，该第一晶体管的第二端作为该驱动电路的驱动端，而该第一晶体管的控制端作为该驱动电路的控制端。

18.根据权利要求17所述的驱动装置，其中该第一晶体管为PMOS晶体管。

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