CN101755399B - 单载波频分多址通信系统中发送信道质量指示符和应答信号的装置和方法 - Google Patents

单载波频分多址通信系统中发送信道质量指示符和应答信号的装置和方法 Download PDF

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Abstract

一种用于在单载波频分多址(SC-FDMA)通信系统中在信道质量指示符(CQI)传输时间间隔(TTI)期间将来自用户设备(UE)的确认或否认应答信号(分别地，ACK或NACK)和CQI信号复用到服务基站(节点B)的方法和装置。UE不具有同时的数据传输。依赖于UE发送ACK还是NACK，由UE对在CQI TTI中发送的参考信号(RS)施加不同的正交掩码以隐含地实现应答信号的复用。在节点B接收器处，对ACK或NACK的检测基于在去除在UE发送器处施加的每种可能的正交掩码之后累积的RS能量。为了壮健的系统性能，将ACK/NACK的缺失、以及NACK映射到相同的正交掩码上。

Description

单载波频分多址通信系统中发送信道质量指示符和应答信号的装置和方法
技术领域
本发明一般针对无线通信系统，且更具体地，针对单载波频分多址(SC-FDMA)通信系统并进一步在第3代合作伙伴计划(3GPP)演化通用地面无线接入(E-UTRA)长期演进(LTE)中考虑。
背景技术
具体而言，本发明针对SC-FDMA通信系统中在相同的传输时间间隔上对确认或否认应答信号(分别地，ACK或NACK)以及信道质量指示符(CQI)信号的传输。
应当支持几种类型的信号以用于通信系统的适当功能。除传达通信的信息内容的数据信号外，还需要在通信系统的上行链路(UL)中从户设备(UE)向它们的服务基站(BS或节点B)、以及在通信系统的下行链路(DL)中从服务节点B向UE发送控制信号，以使能数据信号的适当的传输。
本发明考虑UL通信并假定承载来自UE的数据内容信息的信号的传输是通过物理上行共享信道(PUSCH)，而当没有数据信息时，来自UE的控制信号的传输是通过物理上行控制信道(PUCCH)。通常也称作终端或移动站的UE可以固定或移动，且可以是无线设备、蜂窝电话机、个人计算机设备、无线调制解调器卡等。节点B通常是固定的站而且也可以称为基站收发器系统(BTS)、接入点或一些其他的术语。
ACK/NACK是与混合自动重发请求(HARQ)的应用相关联的控制信号，而且分别响应于通信系统的DL中的正确的、或不正确的数据分组接收(也称为HARQ-ACK)。在接收到NACK之后重发数据分组，而在接收ACK之后可以发送新的数据分组。
CQI是另一控制信号，其向服务节点B提供关于信道条件的信息，诸如在部分或整个DL工作带宽中经历的信号-干扰和噪声比(SINR)。本发明进一步考虑在没有来自参考UE的任何数据传输时的ACK/NACK和CQI传输。
假定UE在传输时间间隔(TTI)上发送数据或控制信号，在本发明的示例实施例中TTI对应于子帧。
图1示出本发明的示例实施例中假定的子帧结构110的框图。该子帧包括两个时隙。第一时隙120进一步包括用于传输数据和/或控制信号的7个码元。每一码元130进一步包括循环前缀(CP)以便减轻因信道传播效应造成的干扰。一个时隙中的信号传输可以在与另一时隙中的信号传输相同或者不同的部分的工作带宽中。除载有数据或控制信息的码元外，可以使用一些码元用于参考信号(RS)的传输，RS也称为导频，用于提供信道估计和使能接收信号的相干解调。TTI还可能包括仅一个时隙或多于一个子帧。
假定传输带宽(BW)包括频率资源单元，这里，将称其为资源块(RB)。本发明的示例实施例假定每一RB包括12个副载波，而且为UE分配多达N个连续的RB 140用于PUSCH传输和1个RB用于PUCCH传输。然而，应当注意到上面的值仅是示意性的且不对本发明的描述实施例有限制。
图2示出SC-FDMA通信系统中在一个时隙210期间用于CQI传输的示例结构。CQI信息比特220通过调制器230利用例如QPSK或16QAM调制来调制恒定振幅零自相关(CAZAC)序列240，如接下来进一步描述的，在执行逆傅立叶变换(IFFT)操作之后，接着由UE发送。除CQI外，发送RS以使能CQI信号的节点B接收器处的相干解调。在示例实施例中，每一时隙中的第二和第六SC-FDMA码元承载RS传输250。
如上所提及的，假定从CAZAC序列构建CQI和RS信号。由下面的等式(1)给出这样的序列的示例：
c k ( n ) = exp [ j 2 πk L ( n + n n + 1 2 ) ] . . . ( 1 )
在等式(1)中，L是CAZAC序列的长度，n是序列的元素的索引，n＝{0，1，2，…，L-1}，而k是序列本身的索引。对于给定长度L，如果L是素数，则有L-1个不同的序列。因此，序列的整个族定义为范围在{1，2，…，L-1}中的k。但是应当注意到，用于产生CQI和RS的CAZAC序列不需要使用精确的上述表达式来产生，如下将进一步讨论的。
对于具有素数长度L的CAZAC序列，序列的数量为L-1。由于假定RB包含偶数个副载波，1个RB包含12个副载波，通过或者截断较长的素数长度(诸如长度13)CAZAC序列、或者在结尾处重复其最初的(多个)元素来扩展较短的素数长度(诸如长度11)CAZAC序列(循环扩展)，能够在频域或时域中产生用于发送ACK/NACK和RS的序列，尽管产生的序列不满足CAZAC序列的定义。可替换地，可以通过计算机搜索满足CAZAC特性的序列来直接产生CAZAC序列。
图3中示出时域中通过SC-FDMA信令传输CAZAC序列的示例框图。例如，可以使用图3所示的结构用于PUCCH中的CQI传输。
参照图3，通过前述方法中的一个产生CAZAC序列310(对于CQI比特的传输已调制，对于RS传输未调制)，而且其接着经循环移位320，如下面将要描述的。接着获得产生的序列的离散傅立叶变换(DFT)330，选择(350)与已分配的传输带宽对应的副载波340，执行IFFT 360，以及最后对发送的信号应用循环前缀(CP)370和滤波380。假定由参考UE在另一UE使用的用于信号传输的副载波中以及在保护(guard)副载波(未示出)中插入零填充。
此外，为了简洁，在图3中未示出诸如数模转换器、模拟滤波器、放大器、和发送器天线的附加发送器电路，因为它们在本领域中公知。类似地，为了简洁，还省略了本领域中公知的诸如块编码和QPSK调制的用于CQI比特的编码处理和调制处理。
在接收器处，执行逆(互补)发送器功能。这在图4中示意地说明，其中应用图3中的操作的逆操作。
如本领域所公知(尽管为简洁而未示出)，天线接收射频(RF)模拟信号，而且在进一步的处理单元(诸如滤波器、放大器、频率下转换器和模数转换器)之后，数字接收信号410经由时间开窗单元420并被去除CP(430)。接着，接收器单元应用FFT(440)，选择发送器使用的副载波460(450)，应用逆DFT(IDFT)(470)，(在时间上)解复用RS和CQI信号(480)，以及在基于RS获得信道估计(未示出)之后，提取CQI比特(490)。
对于发送器，为了简洁，未示出已公知的诸如信道估计、解调和解码的接收器功能，而且它们对本发明不是实质性的。
发送的CAZAC序列的替代产生方法是在频域中，如图5中所示。
参照图5，在频域中产生发送的CAZAC序列遵循与时域中相同的步骤，但有两个例外。使用CAZAC序列的频域版本(510)(即，预计算CAZAC序列的DFT且其不包括在传输链中)，并在IFFT(540)之后施加循环移位(550)。与已分配的传输带宽对应的副载波530的选择520、和对发送信号580应用循环前缀(CP)560和滤波570、以及其他传统功能(未示出)同之前针对图3所描述的相同。
再次执行逆功能用于接收如图5所述发送的基于CAZAC的序列。如图6所示，接收信号610经由时间开窗单元620并被去除CP(630)。接着，恢复循环移位(640)，应用FFT(650)，并选择发送副载波660(665)。图6还示出随后的与基于CAZAC的序列的副本680的相关670。最后，获得输出690，在RS的情况下，其接着可以被传送给诸如时-频内插器的信道估计单元，在由CQI信息比特调制基于CAZAC的序列的情况下，其接着能够用于检测发送的信息。
如上所述，如果图3或图5所示的发送的基于CAZAC的序列未经任何信息(数据或控制)调制，则其接着能够作为RS。对于CQI传输，基于CAZAC的序列显然由CQI信息比特(例如，使用QPSK调制)来调制。接着以直接的方式修改图3和图5以包括所产生的CAZAC序列与CQI信息码元的实数或复数乘积。图2示出CAZAC序列的这样的调制。
同一CAZAC序列的不同的循环移位提供正交的CAZAC序列。因此，可以将同一CAZAC序列的不同的循环移位分配给同一RB中的不同的UE用于它们的RS或CQI传输，并获得正交的UE复用。在图7中示出该原理。
参照图7，为了使从相同的根CAZAC序列的多个循环移位720、740、760和780对应地产生的多个CAZAC序列710、730、750和770正交，循环移位值Δ790应当超过信道传播延迟扩展D(包括时间不确定错误和滤波器溢出效应)。如果TS是一个码元的持续时间，则循环移位的数量等于比率TS/D的向下取整。对于12个循环移位以及对于大约66微秒的码元持续时间(1毫秒子帧中14个码元)，连续的循环移位的时间分隔约是5.5微秒。可替换地，为了提供应对多径传播的更好的保护，可以仅使用6个循环移位提供约11微秒的时间分隔。
本发明的第一示例设置假定在子帧的2个时隙中的每一个中用于CQI传输的UL时隙结构在1个RB中包括5个CQI和2个RS码元(在图2中示出一个时隙中的结构，对于第二时隙重复相同或相似的结构)。在子帧的第一时隙期间，传输朝向工作带宽的一端，而在第二时隙期间，其通常朝向工作带宽的另一端(分别地，不必是工作带宽的最初或最末RB)。但是，传输可以仅在一个时隙中。
偶尔地，响应于之前在UE在PUCCH中传输其CQI(即，UE在PUSCH中没有信息数据要发送)的相同的子帧期间在通信系统的DL中接收到的数据分组，UE可能需要发送ACK/NACK信号。为完成该传输而不影响ACK/NACK和CQI信号的复用容量，现有技术考虑UE在一个或多个码元中暂停CQI传输以便发送ACK/NACK信息。这在图8中示出。
与不具有时隙810中的任何ACK/NACK传输的图2的等价结构相比较，用于CQI传输的一个SC-FDMA码元由ACK/NACK传输820代替导致CQI传输码元830、850的数量的减少，同时RS传输码元840的数量保持不变。与CQI比特相似，ACK/NACK比特调制基于CAZAC的序列860(850)。如果该传输是通过子帧，则可以在子帧的全部两个时隙上应用相同的概念。因此，作为CQI和RS传输的情况，也可以通过调制CAZAC序列来发送ACK/NACK。
当如图8所示在与CQI传输相同的时隙或子帧上复用ACK/NACK传输时，应当发送较少数量的CQI信息比特，以便避免降低CQI传输可靠性。可替换地，为了发送相同数量的CQI信息比特，应当使用较高的编码率，从而导致对于接收的码字的可靠性下降、以及不同的编码和解码处理(基于是否还发送ACK/NACK)。
除降低CQI接收可靠性、或减少CQI传输有效载荷外，图8所示的结构严重限制ACK/NACK性能，因为例如当在一个时隙中仅发送ACK/NACK比特(没有CQI比特)时，每个时隙使用一个码元用于ACK/NACK而不是每个时隙多个码元(除了在具有RS传输的码元中，如果有的话)。
因此，在PUCCH中穿孔CQI码元以插入ACK/NACK码元与这两种控制信号的传输的显著性能不足相关联。
因此，需要在CQI传输子帧中复用ACK/NACK信息而不降低CQI或ACK/NACK性能。
还需要在CQI传输子帧中复用传输ACK/NACK信息比特而不减少CQI信息比特的数量。
最后，还需要在CQI传输子帧中复用传输ACK/NACK信息比特而不相对于这两种控制信号中的任何一种的单独传输的情况实质改变发送器或接收器结构。
发明内容
因此，设计本发明以解决现有技术中出现的前述问题，并且本发明提供用于复用来自用户设备(UE)的应答(ACK/NACK)信号和信道质量信息(CQI)的传输的装置和方法。
此外，本发明使利用ACK/NACK复用的CQI传输的性能能够有效地与不利用ACK/NACK复用的CQI传输的性能相同。
此外，本发明使利用ACK/NACK复用和不利用ACK/NACK复用的CQI信息比特的数量能够相同。
此外，本发明使ACK/NACK传输能够获得可靠的性能。
此外，本发明利用基本相同的发送器和接收器结构使能ACK/NACK的复用和CQI传输。
此外，本发明提供壮健的系统操作用于ACK/NACK和CQI复用，由于来自UE的ACK/NACK传输在其服务节点B期望这样的传输时的缺失仅导致很小的操作损失。
根据本发明的实施例，提供用户设备的装置和方法，响应于通过服务节点B发送到它的数据信号对ACK/NACK信号进行传输并在相同的传输时间间隔期间对CQI信号进行传输，以复用ACK/NACK和CQI信号。
根据本发明的另一实施例，提供用于将否认应答、以及应答的缺失映射到相同的判定假设的装置和方法。
根据本发明的另一实施例，提供用于用户设备的发送器的装置，响应于通过服务节点B发送到它的数据信号对ACK/NACK信号进行传输并在相同的传输时间间隔期间对CQI信号进行传输，以发送ACK/NACK和CQI信号。
根据本发明的另一实施例，提供节点B接收器的装置，响应于节点B发送到用户设备的数据信号对ACK/NACK进行可能的接收并在相同的传输时间间隔期间对CQI信号进行接收，以接收ACK/NACK和CQI信号。
附图说明
从下面结合附图的具体描述，本发明上面的和其他方面、特征和优势将更明显，其中：
图1是说明SC-FDMA通信系统的示例时隙结构的图；
图2是说明用于CQI比特的传输的第一时隙结构的示例划分的图；
图3是说明时域中利用基于CAZAC的序列发送CQI信号或参考信号的第一示例SC-FDMA发送器的框图；
图4是说明在时域中利用基于CAZAC的序列接收CQI信号或参考信号的第一示例SC-FDMA接收器的框图；
图5是说明在频域中利用基于CAZAC的序列发送CQI信号或参考信号的第二示例SC-FDMA发送器的框图；
图6是说明在频域中利用基于CAZAC的序列接收CQI信号或参考信号的第二示例SC-FDMA接收器的框图；
图7是说明通过对基于CAZAC的根序列应用不同的循环移位的正交的基于CAZAC的序列的示例构造的框图；
图8是说明通过穿孔一些CQI比特并用ACK/NACK比特代替它们来复用CQI比特和ACK/NACK比特的现有技术方法的图；
图9是说明通过将正交掩码(orthogonal cover)施加到承载参考信号的时隙中的码元来在CQI传输时隙中隐含地复用ACK/NACK比特的图，其中该正交掩码依赖于ACK/NACK比特的值；以及
图10是说明通过将正交掩码施加到承载参考信号的时隙中的码元来在CQI传输时隙中隐含地复用ACK/NACK比特的图，其中该正交掩码依赖于ACK/NACK比特的值，并且当复用NACK时以及当不存在ACK/NACK比特时，使用相同的正交掩码。
具体实施方式
下面，将参照附图更全面地描述本发明。但是，本发明可以以很多不同的形式实现而不应当被解读为限于这里阐述的实施例。恰相反，提供这些例示性实施例以使本公开将彻底及全面并向本领域的技术人员完整地传达本发明的范围。
另外，尽管参照单载波频分多址(SC-FDMA)通信系统描述本发明，但总的来说其也适用于全部的FDM系统，而且具体地，适用于正交FDMA(OFDMA)、OFDM、FDMA、离散傅立叶变换(DFT)-扩展OFDM、DFT-扩展OFDMA、单载波OFDMA(SC-OFDMA)和SC OFDM。
本发明的实施例解决与下列需求相关的问题：在缺失信息数据信号时复用由用户设备(UE)发送的应答(ACK/NACK)信号和信道质量信息(CQI)信号；使能这两种信号的可靠的接收；作为复用ACK/NACK和CQI信号的结果提供壮健的系统操作；以及便于在复用前述两种信号时使用相对于仅支持CQI信令的相应的结构具有最小修改的基本相同的发送器和接收器结构。
如上面在背景技术中所述，物理上行链路控制信道(PUCCH)中来自UE的本质上典型为周期性的CQI传输可以在与ACK/NACK信号传输相同的子帧中发生，以支持响应于UE在通信系统下行链路中的之前数据接收的混合自动重发请求(HARQ)(HARQ-ACK)。因为ACK/NACK信号传输通常不能推迟，所以将其与CQI信号传输复用有益。否则，应当丢弃CQI信号传输，其将因缺少相关的CQI而导致通信系统下行链路中的调度效率低下。
本发明考虑在每一时隙中(以不同的SC-FDMA码元)将ACK/NACK比特嵌入到与CQI信号一起发送的参考信号(RS)上。这通过使UE根据发送的ACK/NACK比特将正交掩码施加到RS来实现。
图9中示出依赖于ACK/NACK的存在以及值将正交掩码施加到CQI时隙结构中的RS的一个示例实施例。相比图2，在图9中，时隙910中的CQI传输920保持相同，而且应用具有基于CAZAC的序列940的相同的复用930。RS 950也是从(未调制的)基于CAZAC的序列来构建。差别源自将两个RS中的每一个与长度-2的正交掩码的每一元素(W1 960和W2 970)相乘。不同的正交掩码对应于确认(ACK)和否认(NACK)应答信号。因此，UE不执行明确的ACK/NACK信令，而是将ACK/NACK信息隐含地映射到RS中。
由于图9中施加到RS的掩码是正交的(诸如长度-2的沃尔什/哈达马码)，当其期望CQI和ACK/NACK二者都被传输时，在施加可能的解掩码操作中的每一个操作之后，节点B接收器能够简单地将两个RS平均。对于不正确的掩码，结果将仅是噪声，而对于正确的掩码，其将是信道估计。
接着，通过分别执行单独的解码操作并选择使判定度量最大化的操作，如本领域中公知的，能够做出对仅CQI、或CQI和ACK、或CQI和NACK的传输的选择。因为不正确者仅具有相应的信道估计的噪声(没有RS功率)，选择正确的假设的可能性不受到实质影响。不正确的CQI解码依然被具有关于ACK/NACK传输的正确设置的假设支配。
可替换地，在解掩码操作之后，节点B可以避免必须分别执行单独的解码操作，并依赖于在将两个RS平均之后累积的能量。平均之后产生的复数信号的幅度(magnitude)用于获得其能量。正确的假设导致比仅包括噪声的不正确假设更大的信号能量。在做出对发送器处使用的RS正交掩码的判定之后，基于上述的可能的正交掩码当中的最大的所产生的能量，接收器施加该正交掩码到RS以便获得用于CQI信号的相干解调的信道估计。
在本发明的一个示例实施例中，基于通过对可能的正交掩码中的每一个将每一时隙中的两个RS平均而获得的累积的能量，能够做出对ACK/NACK值的判定。该判定的准确性典型地远远好于CQI的通常接收可靠性需求。因此，CQI性能保持不受ACK/NACK复用的影响，而且还获得ACK/NACK判定的期望的准确性。
实践中，图9中与W1和W2的乘法不是必需的。IFFT之后产生的信号被(乘以1)发送作为RS或者将其符号反转(乘以-1)发送作为RS。对于高UE速度，其中由于较高的信道变化，RS平均(RS加法或RS减法)不甚可靠，上述解码方法的性能有些受影响，因为对于不正确的假设，RS平均的结果将仍是噪声但具有与低UE速度的情况相比较高的变化，在低的UE速度的情况中，信道变化较小，而且除噪声外的RS值在每一时隙中的两个对应的码元中很大程度上保持不变。
也可以使用针对RS的复数换算系数来增加能够检测到的CQI和ACK/NACK比特的可能的组合的数量。例如，这能够应用于每时隙两个ACK/NACK比特和两个RS码元的情况，而且有效地，可以依赖于两个ACK/NACK比特的值将QPSK调制应用于RS。
除了示例实施例的通过对时隙中的两个RS中的每一个施加正交掩码来将ACK/NACK信息复用到CQI传输结构中的一般原理外，本发明进一步考虑对ACK/NACK错误的总体系统壮健性。
具体地，本发明考虑这样的错误情况，其中UE已经错过下行链路调度分配并因此没有意识到其需要在它的CQI传输中复用ACK/NACK，而恰巧在同一传输时间间隔中，同时服务节点B预期ACK/NACK被复用。这里，将由于错过对应的下行链路调度分配而造成的来自UE的ACK/NACK传输的缺失称作(ACK/NACK的)不连续传输(DTX)。
主要的目标是使节点B避免将DTX解释为ACK，因为这将导致物理层处的错误操作，因为节点B将假定UE已接收数据分组而且将不会重发它。替代地，在该错误被通信系统的较高层认识到之前，附加的分组传输可以随后继续，从而浪费无线资源并增加通信会话的延迟。
将DTX解释为NACK不产生任何严重的操作性能问题，因为节点B可以总是选择将DTX解释为NACK并有可能如本领域中所公知的利用HARQ处理的不同冗余版本重发该分组，或者将NACK解释为DTX并简单地利用相同的冗余版本发送该分组。假定使用turbo编码，前一方法可以用于数据分组的低或中间编码率，其中分组重发中存在系统比特，而后一方法可以用于高编码率以确保重发中存在系统比特。在两种情况中的每一种中，分组接收的性能降低(如果有的话)受到限制而且不对通信会话或系统吞吐量产生有意义的影响。
积极的折衷在于节点B仅需要执行2种情况的检测(ACK或NACK)而不是三种情况的检测(ACK、NACK或DTX)。本发明的这个方面增强了ACK/NACK检测可靠性并改善了系统操作和吞吐量。
本发明合并上面的观点以进一步改进对PUCCH中的CQI传输的时隙中的关联RS施加的正交掩码的选择。对该选择所应用的规则是使得：将DTX和NACK情况缩并(collapse)为同一种情况，节点B将其或者解释为DTX或者解释为NACK。
示例实施例考虑1-比特ACK/NACK传输的情况并在图10中示出。图10中，相比图9仅有的差别在于应用到ACK和NACK的特定正交掩码。
参照图10，由于DTX和NACK被缩并为相同的状态1080，它们对应于相同的代码。由于示例实施例假定当仅发送CQI(没有ACK/NACK复用)时没有正交掩码被应用到RS，所以用于指示DTX和NACK的正交掩码是{1，1}。相反地，通过将{1，1}正交掩码1090应用到CQI传输时隙中的RS码元来实现ACK。
当期望利用PUCCH的CQI传输包含ACK/NACK信息时，节点B接收器能够简单地对于图10中两个假设中的每一个去除二元掩码并获得两个相应的信道估计。对于与{1，1}的正交掩码对应的假定(DTX或NACK)，不需要附加的操作，而对于与{1，-1}的正交掩码对应的假定(ACK)，将在与第二RS对应的SC-FDMA码元期间接收到的信号反转(乘以“-1”)。因此，在节点B接收器处去除正交掩码的过程与在UE发送器处应用其的过程(图10)相同。
尽管已经参照其中的特定示例实施例示出并描述了本发明，但本领域的技术人员将理解到，可以在其中做出形式和细节上的各种改变而不脱离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围。

Claims (14)

1.一种在通信系统中利用信号发送第一类型的信息比特的方法，该信号具有至少一个时隙的持续时间，该至少一个时隙包括第一多个和第二多个码元，其中在第一多个码元中发送参考信号，而且在第二多个码元中发送第二类型的信息比特，该方法包括：
如果第一类型的信息比特具有第一值，则利用第一正交掩码换算第一多个码元；
如果第一类型的信息比特具有第二值，则利用第二正交掩码换算第一多个码元；以及
发送第一多个码元，
其中，第一类型的信息比特是与数据的正确(ACK)或不正确(NACK)接收相关联的应答(ACK/NACK)比特，第二类型的信息比特是信道质量指示符(CQI)比特。
2.如权利要求1所述的方法，其中，第一多个码元是两个，第一正交掩码是{1，1}，而第二正交掩码是{1，-1}。
3.一种在通信系统中利用信号接收第一类型的信息比特的方法，该信号具有至少一个时隙的持续时间，该至少一个时隙包括第一多个和第二多个码元，其中在第一多个码元中接收参考信号，而且在第二多个码元中接收第二类型的信息比特，该方法包括：
利用第一正交掩码换算第一多个码元以获得经换算的第一多个码元；
对经换算的第一多个码元求和以获得第一能量值；
利用第二正交掩码换算第一多个码元以获得另一经换算的第一多个码元；
对另一经换算的第一多个码元求和以获得第二能量值；
比较第一能量值和第二能量值；
如果第一能量值大于第二能量值，则确定第一类型的信息比特为第一值；以及
如果第二能量值大于第一能量值，则确定第一类型的信息比特为第二值，
其中，第一类型的信息比特是与数据的正确(ACK)或不正确(NACK)接收相关联的应答(ACK/NACK)比特，第二类型的信息比特是信道质量指示符(CQI)比特。
4.如权利要求3所述的方法，进一步包括：
通过如果第一能量值大于第二能量值则将第一正交掩码应用于第一多个码元、以及如果第二能量值大于第一能量值则将第二正交掩码应用于第一多个码元，来确定信道估计。
5.如权利要求3所述的方法，其中，第一多个码元是两个，第一正交掩码是{1，1}，而第二正交掩码是{1，-1}。
6.一种在通信系统中利用信号发送确认和否认应答(ACK/NACK)比特的方法，该应答(ACK/NACK)比特响应于数据接收，该信号具有至少一个时隙的持续时间，该至少一个时隙包括第一多个和第二多个码元，其中在第一多个码元中发送参考信号，而且在第二多个码元中发送信道质量指示符(CQI)比特，该方法包括：
如果应答比特为否认(NACK)，则利用第一正交掩码换算第一多个码元；
如果应答比特为确认(ACK)，则利用第二正交掩码换算第一多个码元；
如果不存在应答比特，则利用第一正交掩码换算第一多个码元；以及
发送第一多个码元。
7.如权利要求6所述的方法，其中，第一多个码元是两个，第一正交掩码是{1，1}，而第二正交掩码是{1，-1}。
8.如权利要求6所述的方法，其中，该通信系统是单载波频分多址通信系统。
9.一种在通信系统中利用信号发送第一类型的信息比特的装置，该信号具有至少一个时隙的持续时间，该至少一个时隙包括第一多个和第二多个码元，其中在第一多个码元中发送参考信号，而且在第二多个码元中发送第二类型的信息比特，该装置包括：
乘法器单元，如果第一类型的信息比特具有第一值，则利用第一正交掩码换算第一多个码元，而如果该第一类型的信息比特具有第二值，则利用第二正交掩码换算第一多个码元；以及
发送器单元，用于发送第一多个码元，
其中，第一类型的信息比特包括与数据的正确(ACK)或不正确(NACK)接收相关联的应答(ACK/NACK)比特，第二类型的信息比特包括信道质量指示符(CQI)比特。
10.如权利要求9所述的装置，其中，第一多个码元是两个，第一正交掩码是{1，1}，而第二正交掩码是{1，-1}。
11.如权利要求9所述的装置，其中，该通信系统是单载波频分多址通信系统。
12.一种在通信系统中利用信号发送确认或否认应答(ACK/NACK)比特的装置，该应答(ACK/NACK)比特响应于数据接收，该信号具有至少一个时隙的持续时间，该至少一个时隙包括第一多个和第二多个码元，其中在一个多个码元中发送参考信号，而且在第二多个码元中发送信道质量指示符(CQI)比特，该装置包括：
乘法器单元，如果应答比特为否认(NACK)、或者如果不存在应答比特，则利用第一正交掩码换算第一多个码元，而如果应答比特为确认(ACK)，则利用第二正交掩码换算第一多个码元；以及
发送器单元，用于发送第一多个码元。
13.如权利要求12所述的装置，其中，第一多个码元是两个，第一正交掩码是{1，1}，而第二正交掩码是{1，-1}。
14.如权利要求12所述的装置，其中，该通信系统是单载波频分多址通信系统。
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