CN101667847B - 用于信号重构的幅度计算方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种用于信号重构的幅度计算方法及装置，该方法包括：根据接收端解调后的DPCCH信道信息，计算DPCCH的第一去极性软符号；根据接收端解调后的E-DPDCH信道信息，计算E-DPDCH的第二去极性软符号；根据第一去极性软符号和第二去极性软符号查询Bed/Bc幅度表得到待重构信号的幅度。本发明提高了幅度计算的适应性与准确率，有助于提高信号重构的准确率与改善干扰抵消的效果，克服了相关技术中信号幅度参数的准确度较差，从而导致信号重构的准确度较差，不利于抵消干扰的问题。

Description

用于信号重构的幅度计算方法及装置

技术领域

本发明涉及通信领域，具体而言，涉及一种用于信号重构的幅度计算方法及装置。

背景技术

WCDMA(Wideband Code Division Multiple Access，宽带码分多址)作为第三代移动通信系统，具有提供更大系统容量和更灵活的高速率、多速率数据传输的能力，除了语音和数据传输外，还能传输高质量的活动图像。在支持多元化业务以及带来系统性能大幅度提升的同时，无线通信系统及移动通信环境变得更为复杂。WCDMA和CDMA(Code Division Multiple Access，码分多址)依靠特征码来区分用户，这种技术导致两个问题即多径干扰和多址干扰，多址干扰又分本小区干扰和小区外干扰两大类。为了克服多径干扰，需要特征码有良好的自相关特性；而为了克服多址干扰，需要特征码之间有良好的互相关特性，但自相关和互相关不可能同时都做到好，无论采用任何技术都只能降低多径干扰和多址干扰的影响，而无法根本上消除。

为了克服多址干扰，可以利用如瑞克(RAKE)接收机、多用户检测等技术。RAKE接收机就是完成多径分离合并功能，RAKE接收对于多址干扰的抑制能力取决于不同用户特征码之间的互相关性。多用户检测考虑到其它用户的信息如用户之间的相关特性是已知的，充分利用WCDMA用户特征码的内在结构信息来改善接收系统的性能。比较典型的多用户检测算法有线性解相关算法和干扰抵消算法：线性解相关算法通过估计用户之间的相关矩阵同时检测多个用户的信息；干扰抵消算法则先将干扰信号扣除掉，然后再进行信号检测。多用户检测可提高系统的容量，克服远近效应的影响。但线性解相关算法运算复杂，实现比较困难；且线性解相关仅能用于改善上行链路的性能，只适合在基站使用而无法克服小区外干扰，所以重点开发干扰抵消算法的潜能是非常必要的。

干扰抵消技术的引入主要是WCDMA系统中HSUPA(HighSpeed Uplink Packet Access，高速上行链路分组接入)引进了E-DCH(Enhanced-Dedicated Channel，加强型专用物理信道)，除了维持正常的语音业务之外，同时还可以提供高速的数据业务，随之带来的就是上文提到的多用户检测问题。因为单用户的HSUPA，峰值可达到5.76Mbps，这就要求发射端提高发射功率。比如Release 99(R99)业务只需要工作在-20dB就可达到工作点，但是HSUPA工作点却在4dB左右，这无疑是个很强的噪声，R99完全被淹没到了噪声中，几乎无法被分辨。加上多径衰落的影响，导致码道和用户间的正交性变差，随着扩频因子的减小，物理信道的性能将会恶化。在这样的情况下，传统的RAKE接收机根本不能有效对抗码间干扰、多用户之间的干扰，为了解决这个问题引入了干扰抵消技术。

干扰抵消技术可以把带有HSUPA信道的用户作为强干扰在解调R99用户之前将其从天线数据中抵消，做其他用户的解调译码的时候，就能够受益于做过干扰抵消的数据。理想的情况下，如果能够对每个已知的码道进行准确地重构，那么干扰抵消的增益将得到最大程度的体现。

相关技术中提供了一种信号重构方法，该方法根据信道估计值、频偏估计值和其他相关参数来重构信号。

发明人发现相关技术中的信号重构方法未考虑HS-DPCCH(High Speed-Dedicated Physical Control Channel，高速专用物理控制信道)、E-DPCCH(Enhanced-Dedicated Physical Control Channel，增强型专用物理控制信道)和E-DPDCH(Enhanced-DedicatedPhysical Data Channel，增强型专用物理数据信道)的信道幅度相对于DPCCH(Dedicated Physical Data Channel，专用物理控制信道)可能存在偏移的情况，使得信号幅度参数的准确度较差，从而导致信号重构的准确度较差，不利于抵消干扰。

发明内容

本发明旨在提供一种用于信号重构的幅度计算方法及装置，能够解决相关技术中信号幅度参数的准确度较差，从而导致信号重构的准确度较差，不利于抵消干扰的问题。

为了实现上述目的，根据本发明的一个方面，提供了一种用于信号重构的幅度计算方法，包括以下步骤：根据接收端解调后的DPCCH信道信息，计算DPCCH的第一去极性软符号；根据接收端解调后的E-DPDCH信道信息，计算E-DPDCH的第二去极性软符号；根据第一去极性软符号和第二去极性软符号查询Bed/Bc幅度表得到待重构信号的幅度。

优选地，在上述方法中，根据接收端解调后的DPCCH信道信息，计算DPCCH的第一去极性软符号包括：获取DPCCH进行最大比合并(Maximum Ratio Combining，简称MRC)后的第一软符号；获取DPCCH的非导频比特进行硬判决后的结果与DPCCH的已知导频比特，并将硬判决后的结果与已知导频比特共同设置为第一信息比特；计算第一软符号与第一信息比特的乘积，得到第一去极性软符号。

优选地，在上述方法中，根据接收端解调后的E-DPDCH信道信息，计算E-DPDCH的第二去极性软符号包括：获取E-DPDCH进行MRC后的第二软符号；获取E-DPDCH的循环冗余校验(CyclicRedundancy Check，简称CRC)正确后的数据，并对CRC校验正确后的数据进行重新编码，得到第二信息比特；计算第二软符号与第二信息比特的乘积，得到第二去极性软符号。

优选地，在上述方法中，根据第一去极性软符号和第二去极性软符号查询Bed/Bc幅度表得到待重构信号的幅度包括：计算第一去极性软符号的第一平均值；计算第二去极性软符号的第二平均值；计算第一平均值与第二平均值的商；根据商查询Bed/Bc幅度表，得到待重构信号的幅度。

优选地，在上述方法中，在根据第一去极性软符号和第二去极性软符号查询Bed/Bc幅度表得到待重构信号的幅度之后还包括：根据DPCCH的信道估计值、频偏估计值、第二信息比特的扩频加扰后的结果与待重构信号的幅度进行信号重构，得到重构信号。

为了实现上述目的，根据本发明的另一方面，还提供了一种用于信号重构的幅度计算装置，包括：第一计算模块，用于根据接收端解调后的DPCCH信道信息，计算DPCCH的第一去极性软符号；第二计算模块，用于根据接收端解调后的E-DPDCH信道信息，计算E-DPDCH的第二去极性软符号；查询模块，用于根据第一去极性软符号和第二去极性软符号查询Bed/Bc幅度表得到待重构信号的幅度。

优选地，在上述装置中，第一计算模块包括：第一软符号获取单元，用于获取DPCCH进行MRC后的第一软符号；第一信息比特获取单元，用于获取DPCCH的非导频比特进行硬判决后的结果与DPCCH的已知导频比特，并将硬判决后的结果与已知导频比特共同设置为第一信息比特；第一去极性软符号计算单元，用于计算第一软符号与第一信息比特的乘积，得到第一去极性软符号。

优选地，在上述装置中，第二计算模块包括：第二软符号获取单元，用于获取E-DPDCH进行MRC后的第二软符号；第二信息比特获取单元，用于获取E-DPDCH的CRC校验正确后的数据，并对CRC校验正确后的数据进行重新编码，得到第二信息比特；第二去极性软符号计算单元，用于计算第二软符号与第二信息比特的乘积，得到第二去极性软符号。

优选地，在上述装置中，查询模块包括：第一平均值计算单元，用于计算第一去极性软符号的第一平均值；第二平均值计算单元，用于计算第二去极性软符号的第二平均值；商计算单元，用于计算第一平均值与第二平均值的商；查询单元，用于根据商查询Bed/Bc幅度表，得到待重构信号的幅度。

优选地，在上述装置中，还包括：干扰估计模块，用于根据DPCCH的信道估计值、频偏估计值、第二信息比特的扩频加扰后的结果与待重构信号的幅度进行信号重构，得到重构信号。

上述实施例首先计算DPCCH的第一去极性软符号，然后计算E-DPDCH的第二去极性软符号，最后根据第一去极性软符号和第二去极性软符号查询Bed/Bc幅度表得到待重构信号的幅度。因为DPCCH和E-DPDCH在发射端进行发射时，其幅度已存在偏移，所以利用接收端接收到的软符号对其进行幅度估计，此方法也可用于更多应用场景下的幅度计算，从而提高了幅度计算的适应性与准确率，有助于提高信号重构的准确率与改善干扰抵消的效果，所以克服了相关技术中信号幅度参数的准确度较差，从而导致信号重构的准确度较差，不利于抵消干扰的问题。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1示出了根据本发明第一实施例的幅度计算方法的流程图；

图2示出了根据本发明第二实施例的干扰抵消的示意图；

图3示出了根据本发明第三实施例的幅度计算方法的流程图；

图4示出了根据本发明第四实施例的幅度计算装置的结构图。

具体实施方式

下面将参考附图并结合实施例，来详细说明本发明。

图1示出了根据本发明第一实施例的幅度计算方法的流程图，该方法包括以下步骤：

步骤101，根据接收端解调后的DPCCH信道信息，计算DPCCH的第一去极性软符号；

步骤102，根据接收端解调后的E-DPDCH信道信息，计算E-DPDCH的第二去极性软符号；

步骤103，根据第一去极性软符号和第二去极性软符号查询Bed/Bc幅度表得到待重构信号的幅度。

本实施例首先计算DPCCH的第一去极性软符号，然后计算E-DPDCH的第二去极性软符号，最后根据第一去极性软符号和第二去极性软符号查询Bed/Bc幅度表得到待重构信号的幅度。因为DPCCH和E-DPDCH在发射端进行发射时，其幅度已存在偏移，所以利用接收端接收到的软符号对其进行幅度估计，此方法也可用于更多应用场景下的幅度计算，从而提高了幅度计算的适应性与准确率，有助于提高信号重构的准确率与改善干扰抵消的效果，所以克服了相关技术中信号幅度参数的准确度较差，从而导致信号重构的准确度较差，不利于抵消干扰的问题。

本实施例的幅度计算方法适用于WCDMA系统与任何带有信号重构的通信系统。

在WCDMA系统中，接收端接收到的信号在解调后、硬判决前均带有信道的信息，利用这些信号带有的信息可得知信号在传输过程中所经历的信道环境，让数据通过这个信道环境就可还原之前天线接收端接收到的信号，并将它们从天线数据中去除。而这个信道环境在重构信号的幅度中有所体现，调制之后的数据加上幅度，被还原成信号。在接收端用来做信道估计、频偏估计、SIR(SignalInterference Ratio，信噪比)估计等的信息均来自DPCCH信道，而重构的E-DPDCH信道在幅度上与DPCCH信道幅度存在偏移，所以用DPCCH信道得到的信息用于重构E-DPDCH信道肯定会产生偏差。考虑到以上问题，需要尽可能准确地得到DPCCH信道和其他信道在幅度上的差异。在WCDMA系统中，根据协议，E-DPDCH和DPCCH的功率比Bed/Bc已经固定，理论上重构的时候可以用协议中给出的功率值转换成幅度值使用。但是在实际系统中，如果用户处于小区的边缘，基站接收到用户的信息质量下降，所以系统会从传输功率控制(Transmission Power Control，简称为TPC)反馈回来的命令一直抬升发射功率，当达到最大功率的时候，功率不会再抬升，相反会压缩功率比，从而E-DPDCH信道的功率下降，在这种场景下，用协议给出的Bed/Bc去重构，会导致重构信号有可能极不准确，而利用这样的功率值转换成幅度信息去重构会直接影响到干扰消除的效果。

优选地，在上述方法中，步骤101包括：获取DPCCH进行最大比合并MRC后的第一软符号；获取DPCCH的非导频比特进行硬判决后的结果与DPCCH的已知导频比特，并将硬判决后的结果与已知导频比特共同设置为第一信息比特；计算第一软符号与第一信息比特的乘积，得到第一去极性软符号。

图2示出了根据本发明第二实施例的干扰抵消的示意图，本实施例中各方框所示功能均在接收端完成，包括以下功能：DPCCH和E-DPDCH等多信道的解扰解扩、信道估计、频偏估计、最大比合并(MRC)、解码、编码、幅度计算、扩频加扰，重构滤波等。

结合图2，本实施例首先获取DPCCH信道进行解扰解扩MRC之后的第一软符号x(k)，然后获取DPCCH的非导频比特进行硬判决后的结果与DPCCH的已知导频比特，并将硬判决后的结果与已知导频比特共同设置为第一信息比特x(k)_{_hard}，最后将x(k)与x(k)_{_hard}相乘，其乘积x(k)*x(k)_{_hard}即为第一去极性软符号，其中，导频比特是利用已知的导频比特，可以直接使用；而非导频比特是用硬判决后的结果。

优选地，在上述方法中，步骤102包括：获取E-DPDCH进行MRC后的第二软符号；获取E-DPDCH的CRC校验正确的数据，并对CRC校验正确的数据进行重新编码，得到第二信息比特；计算第二软符号与第二信息比特的乘积，得到第二去极性软符号。

结合图2，本实施例首先获取E-DPDCH信道进行解扰解扩MRC后的第二软符号z(k)，然后获取E-DPDCH信道的CRC校验正确的数据并进行重新编码，得到第二信息比特z(k)_{_reencoding}，最后将z(k)与z(k)_{_reencoding}相乘，其乘积z(k)*z(k)_{_reencoding}即为第二去极性软符号。

优选地，在上述方法中，步骤103包括：计算第一去极性软符号的第一平均值；计算第二去极性软符号的第二平均值；计算第一平均值与第二平均值的商；根据商查询Bed/Bc幅度表，得到待重构信号的幅度。

本实施例首先按(1)式计算第一去极性软符号x(k)*x(k)_{_hard}的第一平均值Y_dpcch，接下来按(2)式计算第二去极性软符号z(k)*z(k)_{_reencoding}的第二平均值Y_e-dpdch，然后计算按(3)式第一平均值与第二平均值的商A_ed，最后根据A_ed查询协议中的Bed/Bc幅度表，得到待重构信号的幅度，其中涉及到的计算式如下：

$Y_{\mathrm{dpcch}}=\frac{1}{N}*\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}x\left(k\right)*x{\left(k\right)}_{\_\mathrm{hard}},---\left(1\right)$

$Y_{e-\mathrm{dpdch}}=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}z\left(k\right)*z{\left(k\right)}_{\_\mathrm{reencoding}},---\left(2\right)$

$A_{\mathrm{ed}}=\frac{Y_{e-\mathrm{dpdch}}}{Y_{\mathrm{dpcch}}}.---\left(3\right)$

优选地，在上述方法中，在步骤103之后还包括：根据DPCCH的信道估计值、频偏估计值、第二信息比特的扩频加扰后的结果与待重构信号的幅度进行信号重构，得到用于抵消干扰的重构信号。

结合图2，本实施例将DPCCH的信道估计值、DPCCH的频偏估计值、z(k)_{_reencoding}进行扩频加扰之后的结果与幅度计算结果，作为重构滤波的输入，进行信号重构，得到重构信号，该重构信号用于抵消接收端天线数据中的干扰。当天线数据经过无线环境进入接收端进行解调，DPCCH信道解调出来的信道估计值、频偏估计值、第一软符号及第一信息比特等信息用于重构；E-DPDCH信道也经过类似的步骤之后得到第二软符号和第二信息比特，再将DPCCH和E-DPDCH信道上得到的软符号和信息比特作为幅度计算的输入。

图3示出了根据本发明第三实施例的幅度计算方法的流程图，该方法包括以下步骤：

步骤301，获取DPCCH信道解扰解扩MRC之后的第一软符号x(k)；

步骤302，获取DPCCH的非导频比特进行硬判决后的结果与DPCCH的已知导频比特，并将硬判决后的结果与已知导频比特共同设置为第一信息比特x(k)_{_hard}；

步骤303，将DPCCH信道的软符号x(k)和导频比特和非导频比特硬判决的结果x(k)_{_hard}相乘并求平均，得到第一平均值 $Y_{\mathrm{dpcch}}=\frac{1}{N}*\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}x\left(k\right)*x{\left(k\right)}_{\_\mathrm{hard}}$ (即(1)式)；

步骤304，获取E-DPDCH信道解扰解扩MRC之后的第二软符号z(k)；

步骤305，对E-DPDCH信道CRC校验正确的数据进行重新编码，得到第二信息比特z(k)_{_reencoding}，重新编码需要经历如下的步骤：添加CRC校验码，码块分割，信道编码，码块收集，速率匹配，物理信道分割，交织；

步骤306，将E-DPDCH信道的软符号z(k)和经过重新编码的E-DPDCH的值z(k)_{_reencoding}相乘并求平均，得到第二平均值 $Y_{e-\mathrm{dpdch}}=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}z\left(k\right)*z{\left(k\right)}_{\_\mathrm{reencoding}}$ (即(2)式)；

步骤307，把得到的Y_dpcch和Y_e-dpdch相除，得其商为 $A_{\mathrm{ed}}=\frac{Y_{e-\mathrm{dpdch}}}{Y_{\mathrm{dpcch}}}$ (即(3)式)；

步骤308，根据得到的A_ed查询协议中的Bed/Bc表，找出合适的幅度比值。

本实施例的幅度计算方法实现简单，硬件资源消耗较小，并且提高了幅度计算的适应性与准确率，有助于提高信号重构的准确率以及干扰抵消的效果

图4示出了根据本发明第四实施例的幅度计算装置的结构图，该装置包括：

第一计算模块401，用于根据接收端解调后的DPCCH信道信息，计算DPCCH的第一去极性软符号；

第二计算模块402，用于根据接收端解调后的E-DPDCH信道信息，计算E-DPDCH的第二去极性软符号；

查询模块403，用于根据第一去极性软符号和第二去极性软符号查询Bed/Bc幅度表得到待重构信号的幅度。

本实施例首先采用第一计算模块401根据接收端解调后的DPCCH信道信息，计算DPCCH的第一去极性软符号，然后采用第二计算模块402根据接收端解调后的E-DPDCH信道信息，计算E-DPDCH的第二去极性软符号，最后采用查询模块403根据第一去极性软符号和第二去极性软符号查询Bed/Bc幅度表得到待重构信号的幅度。因为DPCCH和E-DPDCH在发射端进行发射时，其幅度已存在偏移，所以利用接收端接收到的软符号对其进行幅度估计，此方法也可用于更多应用场景下的幅度计算，从而提高了幅度计算的适应性与准确率，有助于提高信号重构的准确率与改善干扰抵消的效果，所以克服了相关技术中信号幅度参数的准确度较差，从而导致信号重构的准确度较差，不利于抵消干扰的问题。

优选地，在上述装置中，第一计算模块401包括：第一软符号获取单元，用于获取DPCCH进行MRC后的第一软符号；第一信息比特获取单元，用于获取DPCCH的非导频比特进行硬判决后的结果与DPCCH的已知导频比特，并将硬判决后的结果与已知导频比特共同设置为第一信息比特；第一去极性软符号计算单元，用于计算第一软符号与第一信息比特的乘积，得到第一去极性软符号。

结合图2，本实施例首先获取DPCCH信道进行解扰解扩MRC之后的第一软符号x(k)，然后获取DPCCH的非导频比特进行硬判决后的结果与DPCCH的已知导频比特，并将硬判决后的结果与已知导频比特共同设置为第一信息比特x(k)_{_hard}，最后将x(k)与x(k)_{_hard}相乘，其乘积x(k)*x(k)_{_hard}即为第一去极性软符号，其中，导频比特是利用已知的导频比特，可以直接使用；而非导频比特是用硬判决后的结果。

优选地，在上述装置中，第二计算模块402包括：第二软符号获取单元，用于获取E-DPDCH进行MRC后的第二软符号；第二信息比特获取单元，用于获取E-DPDCH的CRC校验正确的数据，并对CRC校验正确的数据进行重新编码，得到第二信息比特；第二去极性软符号计算单元，用于计算第二软符号与第二信息比特的乘积，得到第二去极性软符号。

结合图2，本实施例首先获取E-DPDCH信道进行解扰解扩MRC后的第二软符号z(k)，然后获取E-DPDCH信道的CRC校验正确的数据并进行重新编码，得到第二信息比特z(k)_{_reencoding}，最后将z(k)与z(k)_{_reencoding}相乘，其乘积z(k)*z(k)_{_reencoding}即为第二去极性软符号。

结合图2，当天线数据经过无线环境进入接收端进行解调，DPCCH信道解调出来的信道估计值、频偏估计值、第一软符号及第一信息比特等信息用于重构；E-DPDCH信道也经过类似的步骤之后得到第二软符号和第二信息比特，再将DPCCH和E-DPDCH信道上得到的软符号和信息比特作为幅度计算装置的输入。

优选地，在上述装置中，查询模块403包括：第一平均值计算单元，用于计算第一去极性软符号的第一平均值；第二平均值计算单元，用于计算第二去极性软符号的第二平均值；商计算单元，用于计算第一平均值与第二平均值的商；查询单元，用于根据商查询Bed/Bc幅度表，得到待重构信号的幅度。

本实施例首先按上述(1)式计算第一去极性软符号x(k)*x(k)_{_hard}的第一平均值Y_dpcch，接下来按上述(2)式计算第二去极性软符号z(k)*z(k)_{_reencoding}的第二平均值Y_e-dpdch，然后计算按上述(3)式第一平均值与第二平均值的商A_ed，最后根据A_ed查询协议中的Bed/Bc幅度表，得到待重构信号的幅度。

优选地，在上述装置中，还包括：干扰估计模块，用于根据DPCCH的信道估计值、频偏估计值、第二信息比特的扩频加扰后的结果与待重构信号的幅度进行信号重构，得到用于抵消干扰的重构信号。

结合图2，本实施例将DPCCH的信道估计值、DPCCH的频偏估计值、z(k)_{_reencoding}进行扩频加扰之后的结果与幅度计算结果，作为重构滤波的输入，进行信号重构，得到用重构信号，该重构信号用于抵消接收端天线数据中的干扰。

从以上的描述中，可以看出，本发明上述的实施例提高了幅度计算的适应性与准确率，有助于提高信号重构的准确率与改善干扰抵消的效果。

显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本发明不限制于任何特定的硬件和软件结合。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种用于信号重构的幅度计算方法，其特征在于，包括以下步骤：

根据接收端解调后的专用物理控制信道信息，计算所述专用物理控制信道的第一去极性软符号；

根据接收端解调后的增强型专用物理数据信道信息，计算所述增强型专用物理数据信道的第二去极性软符号；

根据所述第一去极性软符号和第二去极性软符号查询功率比Bed/Bc与幅度的对应表得到待重构信号的幅度。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，根据接收端解调后的专用物理控制信道信息，计算所述专用物理控制信道的第一去极性软符号包括：

获取所述专用物理控制信道进行最大比合并后的第一软符号；

获取所述专用物理控制信道的非导频比特进行硬判决后的结果与所述专用物理控制信道的已知导频比特，并将所述硬判决后的结果与所述已知导频比特共同设置为第一信息比特；

计算所述第一软符号与所述第一信息比特的乘积，得到所述第一去极性软符号。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，根据接收端解调后的增强型专用物理数据信道信息，计算所述增强型专用物理数据信道的第二去极性软符号包括：

获取所述增强型专用物理数据信道进行最大比合并后的第二软符号；

获取所述增强型专用物理数据信道的循环冗余校验正确后的数据，并对所述循环冗余校验正确后的数据进行重新编码，得到第二信息比特；

计算所述第二软符号与所述第二信息比特的乘积，得到所述第二去极性软符号。

4.根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其特征在于，根据所述第一去极性软符号和第二去极性软符号查询功率比Bed/Bc与幅度的对应表得到待重构信号的幅度包括：

计算所述第一去极性软符号的第一平均值；

计算所述第二去极性软符号的第二平均值；

计算所述第一平均值与所述第二平均值的商；

根据所述商查询功率比Bed/Bc与幅度的对应表，得到待重构信号的幅度。

5.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，在根据所述第一去极性软符号和第二去极性软符号查询功率比Bed/Bc与幅度的对应表得到待重构信号的幅度之后还包括：

根据所述专用物理控制信道的信道估计值、频偏估计值、所述第二信息比特的扩频加扰后的结果与所述待重构信号的幅度进行信号重构，得到重构信号。

6.一种用于信号重构的幅度计算装置，其特征在于，包括：

第一计算模块，用于根据接收端解调后的专用物理控制信道信息，计算所述专用物理控制信道的第一去极性软符号；

第二计算模块，用于根据接收端解调后的增强型专用物理数据信道信息，计算所述增强型专用物理数据信道的第二去极性软符号；

查询模块，用于根据所述第一去极性软符号和第二去极性软符号查询功率比Bed/Bc与幅度的对应表得到待重构信号的幅度。

7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述第一计算模块包括：

第一软符号获取单元，用于获取所述专用物理控制信道进行最大比合并后的第一软符号；

第一信息比特获取单元，用于获取所述专用物理控制信道的非导频比特进行硬判决后的结果与所述专用物理控制信道的已知导频比特，并将所述硬判决后的结果与所述已知导频比特共同设置为第一信息比特；

第一去极性软符号计算单元，用于计算所述第一软符号与所述第一信息比特的乘积，得到所述第一去极性软符号。

8.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述第二计算模块包括：

第二软符号获取单元，用于获取所述增强型专用物理数据信道进行最大比合并后的第二软符号；

第二信息比特获取单元，用于获取所述增强型专用物理数据信道的循环冗余校验正确后的数据，并对所述循环冗余校验正确后的数据进行重新编码，得到第二信息比特；

第二去极性软符号计算单元，用于计算所述第二软符号与所述第二信息比特的乘积，得到所述第二去极性软符号。

9.根据权利要求6-8中任一项所述的装置，其特征在于，所述查询模块包括：

第一平均值计算单元，用于计算所述第一去极性软符号的第一平均值；

第二平均值计算单元，用于计算所述第二去极性软符号的第二平均值；

商计算单元，用于计算所述第一平均值与所述第二平均值的商；

查询单元，用于根据所述商查询功率比Bed/Bc与幅度的对应表，得到待重构信号的幅度。

10.根据权利要求8所述的装置，其特征在于，还包括：

干扰估计模块，用于根据所述专用物理控制信道的信道估计值、频偏估计值、所述第二信息比特的扩频加扰后的结果与所述待重构信号的幅度进行信号重构，得到重构信号。

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