CN101577968A - 一种获取下行信道信息的方法、系统和装置 - Google Patents

Abstract

本发明实施例公开了一种获取下行信道信息的方法、系统和装置，所述获取下行信道信息的方法包括：接收端接收发射端发射的携带下行导频信号的下行信号；对接收到的下行信号进行解调，获取下行导频信号处的下行信道元素，并根据所述接收端接收天线数对所述获取的下行信道元素进行分组，并将所述分组后的下行信道元素划分为第一分组下行信道元素和第二分组下行信道元素；将所述第一分组下行信道元素中的每组下行信道元素分别乘以一个正交码后叠加在上行导频信号上，获取混合导频信号，并通过所述接收端的上行导频信道将所述混合导频信号发射给所述发射端，以供所述发射端获取下行信道信息。本发明实施例可以使发射端获得完全的下行信道信息。

Description

一种获取下行信道信息的方法、系统和装置

技术领域

本发明实施例涉及无线通信技术领域，特别涉及一种获取下行信道信息的方法、系统和装置。

背景技术

在无线通信系统中，发射信号在传输过程中受到信道的影响，会发生衰落和畸变。接收端为了恢复出发射信号，通常需要对物理传输信道进行估计，通过均衡的方法消除信道对发射信号的影响。一个典型的无线通信系统发射接收示意图如图1所示。

这种发射接收结构的缺陷在于信道估计与均衡的效果会受到噪声的影响，例如：迫零均衡器在较低信噪比的情况下会导致噪声放大，MMSE(Minimum Mean Square Error，最小均方误差)均衡器可以有效抑制噪声的影响，但是需要在接收端估计噪声的方差。

现有的解决噪声影响的一个有效的办法是在发射端对发射信号进行预处理，即对于SISO(Single Input Single Output，单输入单输出)系统对信号进行预均衡，对于MIMO(Multiple Input Multiple Output，多输入多输出)系统对信号进行预编码，如图2所示，为预均衡、预编码通信系统示意图。这样做虽然可以在发射端根据物理传输信道的特点，对发射信道进行预处理，改善信号的衰落，避免接收端在处理深衰落信道时对噪声的放大，使接收端信号处理的复杂度大大降低，并且发射端可以根据不同用户信道的特点，进行合理的调度，减少小区间的干扰。

然而在下行链路进行预处理的一个要求是发射端需要已知下行信道信息，对于TDD(Time Division Duplex，时分双工)系统，因为上下行信道使用相同的频带，因此上行和下行信道存在信道互易性，利用信道互易性基站可以通过测量上行信道信息来估计下行信道信息，通常在TDD系统估计下行信道信息通过MS(Mobile Station，移动台)发送上行导频信号例如：sounding信号来实现，sounding信号是映射在整个带宽内的基站和终端都已知的信号。

但是，发明人发现利用sounding信号估计下行信道信息存在以下问题：当终端的接收天线数目大于发射天线数目时，利用sounding信号估计得到的下行信道信息只是部分天线对的下行信道信息。

现有技术提出的一种在TDD系统中获得全部下行信道信息的方法是通过切换发射天线，即每隔一段时间，使用不同的天线作为发射天线发射sounding信号。

但是采用这种方法，基站需要更长的时间才能获得一次完整的下行信道信息，并且终端切换天线需要付出额外的代价。

现有技术提出的另一种在TDD系统中获得全部下行信道信息的方法是基于码本反馈CSI(Channel State Information，信道状态信息)，接收端根据下行导频信号估计出下行信道信息，并计算对接收端最优的预编码矩阵，然后将最优的预编码矩阵的索引号、信道的秩以及CQI(Channel Quality Indicator，信道质量指示)信息反馈给发射端，然后发射端根据反馈的信息对信号进行预编码。

但是，发明人发现上述方法存在以下问题：

(1)终端需要根据估计出的下行信道信息进行计算，选择最优的码本，增加了终端的计算复杂度；

(2)必须保证接收端的反馈参数在上行传输过程中的正确性。

(3)码本的数量有限，码本的量化误差很大程度上影响了预编码的性能。

(4)如果要保证发射端能够获得充分的下行信道信息，上行反馈信令的开销巨大。

发明内容

本发明实施例提供一种获取下行信道信息的方法、系统和装置，以实现在不增加额外的反馈信令开销情况下，使发射端获取完全的下行信道信息。

为达到上述目的，本发明实施例一方面提供一种获取下行信道信息的方法，包括：接收端接收发射端发射的携带下行导频信号的下行信号；

对接收到的下行信号进行解调，获取下行导频信号处的下行信道元素，并根据所述接收端接收天线数对所述获取的下行信道元素进行分组，并将所述分组后的下行信道元素划分为第一分组下行信道元素和第二分组下行信道元素；

将所述第一分组下行信道元素中的每组下行信道元素分别乘以一个正交码后叠加在上行导频信号上，获取混合导频信号，并通过所述接收端的上行导频信道将所述混合导频信号发射给所述发射端，以供所述发射端获取下行信道信息。

另一方面，本发明实施例还提供一种获取下行信道信息的方法，包括：发射端接收接收端发射的混合导频信号；根据所述混合导频信号中的上行导频信号估计第一分组上行信道信息；根据所述第一分组上行信道信息以及所述混合导频信号中的下行导频信号和正交码信息估计第一分组下行信道信息，并利用信道互易性估计第二分组下行信道信息。

再一方面，本发明实施例还提供一种获取下行信道信息的系统，包括接收端，所述接收端以可通信方式与发射端相连，

所述接收端，用于接收发射端发射的下行信号，对所述接收的下行信号进行解调，获取所述下行导频信号处的下行信道元素，并根据所述接收端接收天线数对所述获取的下行信道元素进行分组，并将所述分组后的下行信道元素划分为第一分组下行信道元素和第二分组下行信道元素，将所述第一分组下行信道元素中的每组下行信道元素分别乘以一个正交码后叠加在所述上行导频信号上，获取混合导频信号，并通过所述接收端的上行导频信道将所述混合导频信号发射给所述发射端，以供所述发射端根据所述混合导频信号获取下行信道信息。

再一方面，本发明实施例还提供一种接收端，包括：

接收模块，用于接收发射端发射的携带下行导频信号的下行信号；

解调模块，用于对所述接收模块接收的下行信号进行解调，获取所述下行导频信号处的下行信道元素；

分组模块，用于根据所述接收端接收天线数对所述解调模块获取的下行信道元素进行分组，并将所述分组后的下行信道元素划分为第一分组下行信道元素和第二分组下行信道元素；

叠加模块，用于将所述分组模块划分的第一分组下行信道元素中的每组下行信道元素分别乘以一个正交码后叠加在所述上行导频信号上，获取混合导频信号；

发射模块，用于通过所述接收端的上行导频信道将所述叠加模块获取的混合导频信号发射给所述发射端，以供所述发射端获取下行信道信息。

再一方面，本发明实施例还提供一种发射端，包括：

信号接收模块，用于接收接收端发射的混合导频信号；

上行信道信息估计模块，用于根据所述信号接收模块接收的混合导频信号估计第一分组上行信道信息；

下行信道信息估计模块，用于根据所述上行信道信息估计模块估计的第一分组上行信道信息，以及所述混合导频信号中的下行导频信号和正交码信息估计第一分组下行信道信息，并利用信道互易性估计第二分组下行信道信息。

与现有技术相比，本发明实施例具有以下优点：通过本发明实施例，接收端将下行信道元素乘以正交码后叠加到上行导频信号上，发射给发射端，发射端根据接收的上行导频信号可以估计一部分下行信道信息，再根据信道互易性可估计出另一部分下行信道信息，因此发射端可以获得完全的下行信道信息，从而可以进行更加灵活的预均衡处理或预编码处理。并且发射端获取下行信道信息时，不需要上行链路另外开辟宝贵的时频资源，节省了信令开销，还避免了反馈信令传递错误的可能。对于MIMO系统，由于发射端已知下行信道，可以灵活设计预编码矩阵，避免了码本数量有限带来的精度下降。同时接收端不需进行预编码矩阵判断，大大降低了接收端的处理复杂度。

附图说明

图1为本发明实施例一种获取下行信道信息的方法的流程图；

图2为本发明获取下行信道信息的方法实施例一的流程图；

图3为本发明获取下行信道信息的方法实施例二的流程图；

图4为本发明获取下行信道信息的方法实施例三的流程图；

图5为本发明获取下行信道信息的方法实施例四的流程图；

图6为本发明获取下行信道信息的方法实施例五的流程图；

图7为本发明实施例获取下行信道信息的系统的结构图；

图8为本发明实施例接收端71的结构图；

图9为本发明实施例发射端72的结构图。

具体实施方式

本发明实施例提供了一种获取下行信道信息的方法，在保证良好信道估计性能的同时，并且在不增加额外上行反馈信令的开销情况下，可以使发射端获得完全的下行信道信息，从而有利于在发射端对信号进行预均衡或预编码技术。

本发明实施例中，假设发射端发射天线数目为M，发射端接收天线数目为N，接收端发射天线数目为m，接收端接收天线数目为n。其中，每根天线的下行导频信号和上行导频占用的子载波数目可以相等，也可以不等，但本发明实施例以每根天线的下行导频信号和上行导频占用的子载波数目相等为例进行说明，并且在本发明实施例中假设每根天线的下行导频信号和上行导频占用的子载波数目为L。

如图1所示，为本发明实施例一种获取下行信道信息的方法的流程图，具体包括以下步骤：

步骤S101，接收端接收发射端发射的携带下行导频信号的下行信号，并对接收的下行信号进行解调和分组。接收端在接收到发射端发送的包含有下行导频信号的下行信号之后，对接收的下行信号经过OFDM(OrthogonalFrequency Division Multiplexing，正交频分复用)解调后获得L×M×n个下行信道元素，然后将获得的L×M×n个下行信道元素进行分组，分成n组，每组L×M个下行信道元素，每组为一个天线对之间的下行信道信息。

步骤S102，将对应非发射天线的n-m组下行信道元素中的每组下行信道元素分别乘以一个正交码后叠加在上行导频信号上，获取混合导频信号，并通过接收端m根发射天线中不同天线的的上行导频信道将所述混合导频信号发射给发射端，以供该发射端获取下行信道信息。

附加地，为减少混合导频信号的反馈量，可以考虑对接收到的下行导频信号处的下行信道元素进行压缩编码后再叠加在上行导频信号上发送。

另外，为提高下行信道信息估计的性能，可以用多个资源携带下行导频信号处的下行信道元素，具体可以有两种方式：一种是简单重复频率分集；另一种是对下行信道元素进行编码后再在多个资源上进行传输。

在本发明实施例中，下行导频信号可以只占用一部分带宽，发射端间隔一段时间在全部带宽内跳频发送下行导频信号；上行导频信号也可以只占用一部分带宽或者全部带宽，接收端间隔一段时间在全部带宽内跳频发送上行导频信号。

另外，还可以采用天线切换的思想进一步提高本发明实施例获取下行信道信息的性能，即接收端每隔一段时间在n个天线中挑选不同的m根天线作为发射天线，发射混合导频信号，以取得分集增益。

步骤S103，发射端根据接收端发射的混合导频信号估计上行信道信息。发射端在接收到通过上行导频信道发送的混合导频信号之后，可以利用接收的混合导频信号估计出上行信道信息。

步骤S104，发射端根据估计出的上行信道信息，以及所述混合导频信号中的下行导频信号和正交码信息估计下行信道信息。发射端利用估计出的上行信道信息，以及所述混合导频信号中的下行导频信号和正交码信息可以估计n-m组下行信道信息，同时利用信道互易性可以估计出m组下行信道信息，从而得到完整的n组L×M×n个下行信道信息。

上述获取下行信道信息的方法，发射端可以获得完全的下行信道信息，从而可以进行更加灵活的预均衡处理或预编码处理。并且发射端获取下行信道信息时，不需要上行链路另外开辟宝贵的时频资源，节省了信令开销，还避免了反馈信令传递错误的可能。对于MIMO系统，由于发射端已知下行信道，可以灵活设计预编码矩阵，避免了码本数量有限带来的精度下降。同时接收端不需进行预编码矩阵判断，大大降低了接收端的处理复杂度。发射端已知下行信道参数，还有利于根据信道信息对不同业务进行灵活的时频资源分配。并且还避免了由于频率选择性衰落引起的对导频正交性的破坏，避免了由于上下行不同扰码引起的对导频正交性的破坏。

在本发明以下实施例的描述中，均以发射端为基站，接收端为终端为例进行说明。

如图2所示，为本发明获取下行信道信息的方法实施例一的流程图，本发明实施例中假设有两个终端，这两个终端的上行导频信号采用CDM(CodeDivision Multiple Access，码分多址)方式复用在一起，具体包括以下步骤：

步骤S201，基站发送包含下行导频信号的下行信号。在基站侧，待传输数据经过编码调制后，在频域上插入下行导频信号，再经过OFDM调制后加CP(Cycle Prefix，循环前缀)发射出去。

步骤S202，终端接收基站发送的下行信号，并对接收的下行信号进行解调和分组。

经过空间信道后，终端i和终端j收到的下行信号分别为：

Y_i(k′)＝H_dl，i(k′)·P_dl(k′)+W_dl，i(k′)    (1)

Y_j(k′)＝H_dl，j(k′)·P_dl(k′)+W_dl，j(k′)    (2)

假设基站发射天线数目为M、接收天线数目为N，终端发射天线数目为m、接收天线数目为n，其中Y_i(k′)为第i个终端接收到的下行信号，为N*1矩阵，N为基站接收天线数目；H_dl，i(k′)为基站到第i个终端的下行信道矩阵，为N*M矩阵，M为基站发射天线数目；P_dl(k′)为下行信号，为M*1矩阵，W_dl，i(k′)为第i个终端接收到的下行噪声，为N*1矩阵，k’为子载波序号。Y_j(k′)为第j个终端接收到的下行信号，为N*1矩阵，N为基站接收天线数目；H_dl，j(k′)为基站到第j个终端的下行信道矩阵，为N*M矩阵，M为基站发射天线数目；W_dl，j(k′)为第j个终端接收到的下行噪声，为N*1矩阵。

本发明实施例中假设基站发射天线数目M＝4，接收天线数目N＝2，终端发射天线数目m＝1，接收天线数目n＝2，当然本发明实施例并不局限于此，基站和终端发射天线、接收天线的取值并不影响本发明实施例的保护范围。

$Y_i\left(k^{\′}\right)=\left[\begin{array}{c}{Y}_{1,i}\left(k^{\′}\right)\\ Y_{2,i}\left(k^{\′}\right)\end{array}\right],\begin{array}{c}{Y}_{1,i}\left(k^{\′}\right)=H_{\mathrm{dl},1,i}\left(k^{\′}\right)\·P_{\mathrm{dl}}\left(k^{\′}\right)+W_{\mathrm{dl},1,i}\left(k^{\′}\right)\\ Y_{2,i}\left(k^{\′}\right)=H_{\mathrm{dl},2,i}\left(k^{\′}\right)\·P_{\mathrm{dl}}\left(k^{\′}\right)+W_{\mathrm{dl},2,i}\left(k^{\′}\right)\end{array}---\left(3\right)$

其中，Y_1，i(k′)，Y_2，i(k′)分别为终端i第一根和第二根接收天线接收到的下行导频信号，H_dl，1，i(k′)，H_dl，2，i(k′)分别为基站到终端i的第一根和第二根接收天线接收到的下行信号，为1×4矩阵，W_dl，1，i(k′)，W_dl，2，i(k′)分别为基站到终端i第一根和第二根接收天线的下行噪声，为1×1矩阵。

步骤S203，终端提取下行信号中的下行导频信号，并将下行导频信号叠加到上行导频信号上，获取混合导频信号，并发送该混合导频信号。

终端将接收到的下行信号经过去CP，OFDM解调后，将下行导频信号提取出来，假设终端将第一根天线作为发射天线，那么终端只需将第二根接收天线接收到的下行导频信号Y_2，i(k′)乘以一个正交码之后与上行导频信号进行叠加，叠加后的混合导频信号与上行信号一起经过OFDM调制，加CP后发送出去。

不同终端对应的正交码互相正交。因此，该正交码可以用于区分不同终端的下行导频信号。不同终端对应的正交码互相正交具体可以为：

除所述终端之外的其他终端对应的正交码为所述终端对应的正交码的循环移位，所述循环移位的长度大于信道最大时延扩展；或者，

除所述终端之外的其他终端对应的正交码和所述终端对应的正交码为不同的扩频码。

具体正交码可以为Walsh码，CAZAC码等。

步骤S204，基站对接收的混合导频信号进行解调，并根据获取的上行导频信号估计上行信道信息。基站接收到的混合导频信号为：

Y_BS(k)＝H_ul，i(k)·(Y_2，i(k′)·C_ul，i(k)+P_ul，i(k))+W_ul，i(k)+H_ul，j(k)·(Y_2，j(k′)·C_ul，j(k)+P_ul，j(k))+W_ul，j(k)

                                                                                                                         (4)

＝H_ul，i(k)·H_dl，2，i(k′)·P_dl(k′)·C_ul，i(k)+H_ul，i(k)·P_ul，i(k)+W_i(k)+

H_ul，j(k)·H_dl，2，j(k′)·P_dl(k′)·C_ul，j(k)+H_ul，j(k)·P_ul，j(k)+W_j(k)

其中，W_i(k)＝H_ul，i(k)·W_dl，2，i(k′)·C_ul，i(k)+W_ul，i(k)    (5)

W_j(k)＝H_ul，j(k)·W_dl，2，j(k′)·C_ul，j(k)+W_ul，j(k)    (6)

式(4)中的Y_BS(k)为基站接收到的多个用户上行导频信号和下行导频信号叠加后的信号，为2*1矩阵，H_ul，i(k)为第i个终端到基站的上行信道，为2*1矩阵，P_ul，i(k)为第i个终端的上行导频信号，为1*1矩阵。C_ul，i(k)为第i个终端用于区分不同用户的正交码。W_ul，i(k)为第i个终端到基站的上行信道噪声。H_ul，j(k)为第j个终端到基站的上行信道，为2*1矩阵，P_ul，j(k)为第j个终端的上行导频信号，为1*1矩阵。C_ul，j(k)为第j个终端用于区分不同用户的正交码。W_ul，j(k)为第j个终端到基站的上行信道噪声。

下行导频信号和上行导频信号的设计应满足以下条件：

a)上行导频信号在时域上的卷积在L_ul范围内为一冲激函数，即上行导频信号在时域上的自相关函数为：

$\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}{p}_{\mathrm{ul}}^{*}\left(t\right)p_{\mathrm{ul}}(n-t)=\left\{\begin{array}{cc}a& n=0\\ 0& 0<n<L_{\mathrm{ul}}\end{array}\right.---\left(7\right)$

b)下行导频信号在时域上的卷积在L_dl范围内为一冲激函数，即下行导频信号在时域上的自相关函数为：

$\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}{p}_{\mathrm{dl}}^{*}\left(t\right)p_{\mathrm{dl}}(n-t)=\left\{\begin{array}{cc}a& n=0\\ 0& 0<n<L_{\mathrm{dl}}\end{array}\right.---\left(8\right)$

c)下行导频与上行导频在时域上的卷积在L_ul+L_dl范围内为零，即：

$\underset{n}{\mathrm{\&Sigma;}}{p}_{\mathrm{dl}}^{*}\left(t\right)p_{\mathrm{dl}}(n-t)=0$ 0＜n＜L_dl+L_ul    (9)

满足以上条件的上下行导频信号设计使得基站在对上、下行信道信息进行估计的过程中上、下行信道彼此不会产生干扰。在具体实施中可以通过以下操作满足以上条件：

下行导频信号和上行导频信号互相正交。具体可以为：

所述上行导频信号为下行导频信号的循环移位，循环移位的长度大于信道最大时延扩展；或者，

将下行导频信号和上行导频信号分别用不同的正交码进行扩频后进行叠加得到混合导频信号；或者，

将所述下行导频信号用正交码进行扩频后叠加到上行导频信号上得到混合导频信号。这种方法虽然上下行导频信号并不满足以上三个条件，但是只要扩频因子足够大，并且设计使得上行导频信号均值为零，那么近似认为上行导频信号对下行信道估计的影响几乎可以忽略；

不同接收端的上行导频信号互相正交。具体可以为：

除所述终端之外的其他接收端的上行导频信号为所述接收端上行导频信号的循环移位，循环移位的长度大于信道最大时延扩展。或者，

将不同接收端的上行导频信号分别用不同的正交码进行扩频。

对上行信道信息估计具体可以为：

对Y_BS(k)在频域上点乘上行导频信号的共轭：

Z_ul，i(k)＝Y_BS(k)·P^* _ul，i(k)

＝H_ul，i(k)·H_dl，2，i(k′)·P_dl(k′)·C_ul，i(k)·P^* _ul，i(k)+H_ul，i(k)·P_ul，i(k)·P^* _ul，i(k)+W_i(k)·P^* _ul，i(k)+(10)

H_ul，j(k)·H_dl，2，j(k′)·P_dl(k′)·C_ul，i(k)·P^* _ul，i(k)+H_ul，j(k)·P_ul，j(k)·P^* _ul，i(k)+W_j(k)·P^* _ul，i(k)

因为各个终端的上下行导频信号满足以上条件，所以，对上行信道的估计不受导频混叠的影响。基站估计出的第i个终端的上行信道为：

${\hat{H}}_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)=Z_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)/{\left|H_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)\right|}^2$

                                                (11)

$=H_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)+[W_i\left(k\right)+W_j\left(k\right)]\&CenterDot;{P^{*}}_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)/{\left|H_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)\right|}^2$

利用信道互易性，根据现有技术可以估计出基站到终端第一根接收天线的下行信道信息。

步骤S205，根据估计的上行信道信息以及所述混合导频信号中的下行导频信号和正交码信息对下行信道信息进行估计。具体可以为：对Y_BS(k)在频域上点乘下行导频信号的共轭，获取基站到终端第二根接收天线的下行信道信息，

Z_dl(k)＝Y_BS(k)·P^* _dl(k′)

                                                                                                            (12)

＝H_ul，i(k)·H_dl，2，i(k′)·P_dl(k′)·C_ul，i(k)·P^* _dl(k′)+H_ul，i(k)·P_ul，i(k)·P^* _dl(k′)+W_i(k)·P^* _dl(k′)+

H_ul，j(k)·H_dl，2，j(k′)·P_dl(k′)·C_ul，j(k)·P^* _dl(k′)+H_ul，j(k)·P_ul，j(k)·P^* _dl(k′)+W_j(k)·P^* _dl(k′)

其中，Z_dl(k)为2×4矩阵，因为各个终端的上下行导频信号满足以上条件，所以，对下行信道的估计不受导频混叠的影响，因此式(12)可以简化为：

$Z_{\mathrm{dl}}\left(k\right)={\left|P_{\mathrm{dl}}\left(k^{\&prime;}\right)\right|}^2\&CenterDot;({\hat{H}}_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)\&CenterDot;H_{\mathrm{dl},2,i}\left(k^{\&prime;}\right)\&CenterDot;C_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)+{\hat{H}}_{\mathrm{ul},j}\left(k\right)\&CenterDot;H_{\mathrm{dl},2,j}\left(k^{\&prime;}\right)\&CenterDot;C_{\mathrm{ul},j}\left(k\right))+[W_i\left(k\right)+W_j\left(k\right)]\&CenterDot;{P^{*}}_{\mathrm{dl}}\left(k^{\&prime;}\right)---\left(13\right)$

因为不同终端的下行信道用上行正交码进行区分，所以估计出的第i个终端的下行信道信息为：

${\hat{H}}_{\mathrm{dl},2,i}\left(k^{\&prime;}\right)=\frac{Z_{\mathrm{dl}}\left(k\right)\&CenterDot;{C^{*}}_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)}{{\left|P_{\mathrm{dl}}\left(k^{\&prime;}\right)\right|}^2\&CenterDot;{\left|C_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)\right|}^2\&CenterDot;{\hat{H}}_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)}$

                                                 (14)

$=H_{\mathrm{dl},2,i}\left(k^{\&prime;}\right)+\frac{[W_i\left(k\right)+W_j\left(k\right)]\&CenterDot;{P^{*}}_{\mathrm{dl}}\left(k^{\&prime;}\right)\&CenterDot;{C^{*}}_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)}{{\left|P_{\mathrm{dl}}\left(k^{\&prime;}\right)\right|}^2\&CenterDot;{\left|C_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)\right|}^2\&CenterDot;{\hat{H}}_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)}$

另外，对于公式(14)，也可以采用MMSE均衡等其他处理方式进行推导。

从推导公式的过程中可以看出，在估计上行导频信号和下行信道信息时，噪声不但有上行信道噪声，而且也有下行信道噪声，因此可以在终端接收到下行导频信号时，采用MMSE信道估计的方法先估计出下行导频信号处的下行信道信息，抑制下行信道噪声，然后再将估计出下行导频信号处的下行信道信息叠加在上行导频信号上，提高上行导频信号和下行信道信息的估计性能。

当终端接收到的下行导频信号为：

Y_i(k′)＝H_dl，i(k′)·P_dl(k′)+W_dl，i(k′)    (15)

用MMSE信道估计的方法估计出的下行导频信号处的下行信道信息为：

Z_i(k)＝Y_i(k)·P^* _dl(k′)/|P_dl(k′)|²＝H_dl，i(k′)+W_dl，i(k′)·P^* _dl(k′)/|P_dl(k′)|²  (16)

其中，

${\hat{H}}_{\mathrm{dl},i}\left(k^{\&prime;}\right)={(R_{\mathrm{zz}}^{-1}\&CenterDot;R_{\mathrm{zh}})}^H\&CenterDot;Z_i\left(k\right)---\left(17\right)$

$R_{\mathrm{zh}}=E[Z_i\left(k\right)\&CenterDot;H_i^{*}\left(k\right)]---\left(19\right)$

上述获取下行信道信息的方法，基站可以获得完全的下行信道信息，从而可以进行更加灵活的预均衡处理或预编码处理。并且基站获取下行信道信息时，不需要上行链路另外开辟宝贵的时频资源，节省了信令开销，还避免了反馈信令传递错误的可能。对于MIMO系统，由于发射端已知下行信道，可以灵活设计预编码矩阵，避免了码本数量有限带来的精度下降。同时接收端不需进行预编码矩阵判断，大大降低了接收端的处理复杂度。

如图3所示，为本发明获取下行信道信息的方法实施例二的流程图，实施例二减少了由于频率选择性衰落对导频正交性的破坏，具体包括以下步骤：

步骤S301，基站产生下行导频信号，作FFT(Fast Fourier Transforms，傅立叶变换)变换后经过子载波映射再经过IFFT(Inverse Fast Fourier Transform，快速傅立叶逆变换)变换后发射。

步骤S302，终端对接收的下行导频信号进行OFDM解调，获取L×M×n个下行信道元素。终端对接收的下行导频信号进行OFDM解调，获取到L×M×n个下行信道元素，然后将接收到的L×M×n个下行信道元素进行分组，分成n组，每组L×M个下行信道元素，每组为一个天线对之间的下行信道信息。

步骤S303，终端将n-m组下行信道元素每组分别乘以一个正交码后叠加在m根发射天线中不同天线的经过FFT处理的上行导频信号上，获取混合导频信号，并发射至基站。该上行导频信号可以用于估计m组下行信道元素的下行信道信息。

步骤S304，基站对接收的混合导频信号进行解调，根据获得的上行导频信号估计上行信道信息。在接收到混合导频信号之后，基站对接收的混合导频信号进行FFT，解子载波映射，IFFT操作，相当于在时域上首先使用混合导频信号中的上行导频信号对上行信道信息进行估计。

步骤S305，基站利用估计出的上行信道信息，以及所述混合导频信号中的下行导频信号和正交码信息估计得到n-m组下行信道信息，再利用信道互易性估计得到m组下行信道信息，从而得到完整的n组L×M×n个下行信道信息。

上述获取下行信道信息的方法，基站对产生的下行导频信号作FFT变换后经过子载波映射再经过IFFT变换后发射给终端，在接收到终端反馈的上行导频信号之后，基站估计上行信道信息，再利用估计出的上行信道信息估计下行信道信息。因此基站可以获得完全的下行信道信息，从而可以进行更加灵活的预均衡处理或预编码处理。并且基站获取下行信道信息时，不需要上行链路另外开辟宝贵的时频资源，节省了信令开销，还避免了反馈信令传递错误的可能。同时接收端不需进行预编码矩阵判断，大大降低了接收端的处理复杂度。

如图4所示，为本发明获取下行信道信息的方法实施例三的流程图，具体包括以下步骤：

步骤S401，基站产生下行导频信号，作FFT变换后经过子载波映射再经过IFFT变换后，将变换后的下行导频信号发射出去。

步骤S402，终端接收下行导频信号，对该下行导频信号进行解扰操作获取L×M×n个下行信道元素，并对获取的L×M×n个下行信道元素进行分组。下行导频信号被终端接收后，终端对接收的下行导频信号进行解下行扰码操作，获取L×M×n个下行信道元素，然后将L×M×n个下行信道元素进行分组，分成n组，每组L×M个下行信道元素，每组为一个天线对之间的下行信道信息。

步骤S403，终端将n-m组下行信道元素每组分别乘以一个正交码后叠加在m根发射天线中不同天线的经过FFT处理的上行导频信号上，获取混合导频信号，并发射至基站。该上行导频信号可以用于估计m组下行信道元素的下行信道信息。

步骤S404，基站对接收的混合导频信号进行FFT，解子载波映射，IFFT操作，并根据获取的上行导频信号估计上行信道信息。基站对接收的混合导频信号进行FFT，解子载波映射，IFFT操作相当于在时域上首先利用混合导频信号中的上行导频信号对上行信道信息进行估计。

步骤S405，基站利用估计出的上行信道信息，以及所述混合导频信号中的下行导频信号和正交码信息估计得到n-m组下行信道信息，再利用信道互易性估计得到m组下行信道信息，从而得到完整的n组L×M×n个下行信道信息。

上述获取下行信道信息的方法，基站对产生的下行导频信号作FFT变换后经过子载波映射再经过IFFT变换后发射给终端，在接收到终端反馈的上行导频信号之后，基站估计上行信道信息，再利用估计出的上行信道信息估计下行信道信息，从而使基站可以获得完全的下行信道信息，进行更加灵活的预均衡处理或预编码处理。并且基站获取下行信道信息时，不需要上行链路另外开辟宝贵的时频资源，节省了信令开销，还避免了反馈信令传递错误的可能。同时接收端不需进行预编码矩阵判断，大大降低了接收端的处理复杂度。同时接收端不需进行预编码矩阵判断，大大降低了接收端的处理复杂度。发射端已知下行信道参数，还有利于根据信道信息对不同业务进行灵活的时频资源分配。并且还避免了由于频率选择性衰落引起的对导频正交性的破坏，避免了由于上下行不同扰码引起的对导频正交性的破坏。

如图5所示，为本发明获取下行信道信息的方法实施例四的流程图，具体包括以下步骤：

步骤S501，基站产生下行导频信号，每个下行导频信号经过T倍窄带扩频后再经过IFFT变换后发射。当然也可以将对下行导频信号进行T倍窄带扩频的操作重复多次。

步骤S502，终端根据接收的下行导频信号估计下行导频信号处的下行信道信息，并将对下行信道信息解扩后得到的下行信道元素进行分组。基站发射的下行导频信号被终端接收后，先根据接收的下行导频信号估计出下行导频信号处的下行信道信息，然后对下行信道信息进行解扩操作，并将解扩后得到的L’×M×n个下行信道元素进行分组，分成n组，每组L’×M个下行信道元素，每组为一个天线对之间的下行信道信息，L’＝L/T。

步骤S503，终端将n-m组下行信道元素每组分别重新扩频后叠加在m根发射天线中不同发射天线的上行导频信号上，获取混合导频信号，并发射至基站。该上行导频信号可以用于估计m组下行信道元素的下行信道信息。

步骤S504，基站对接收的混合导频信号进行解扩操作，并利用解扩后的混合导频信号中的上行导频信号估计上行信道信息。基站接收到混合导频信号后，对接收的混合导频信号进行解扩之后，基站利用解扩后获得的上行导频信号估计出上行信道信息。

步骤S505，基站利用估计出的上行信道信息，以及所述混合导频信号中的下行导频信号和正交码信息估计得到n-m组下行信道信息，再利用信道互易性估计得到m组下行信道信息，从而得到完整的n组L×M×n个下行信道信息。

上述获取下行信道信息的方法，基站对接收的上行导频信号进行解扩操作可以使下行噪声方差减小为原来的1/sqrt(T)，对下行导频信号进行窄带扩频操作，并且重复进行窄带扩频操作可以有效地抵抗频率选择性衰落。并且由于对下行导频信号进行了上行扩频操作，终端即使为接收到的下行导频信号分配很低的功率，基站仍然可以很好的把下行信道信息估计出来。

如图6所示，为本发明获取下行信道信息的方法实施例五的流程图，实施例五减少了频率选择性衰落的影响，实施例五提供的一种获取下行信道信息的方法具体包括以下步骤：

步骤S601，基站产生下行导频信号，对下行导频信号进行OFDM调制、加CP后发射出去。该下行导频信号由S个序列组成，每个序列占用一段窄带带宽，并且上行导频信号和下行导频信号包含的序列的个数相同，并一一对应正交。

步骤S602，终端接收基站发射的下行导频信号，对接收的下行导频信号进行OFDM解调获取L×M×n个下行信道元素，将获取的L×M×n个下行信道元素分为n组，并进一步将n组下行信道元素分为S组。终端接收基站发射的下行导频信号，对接收的下行导频信号进行OFDM解调获取L×M×n个下行信道元素，并将获取的L×M×n个下行信道元素分成N组，每组L×M个下行信道元素，每组为一个天线对之间的下行信道信息，然后将每组L×M个下行信道元素进一步分为S组，每组(L×M)/S个下行信道元素。

步骤S603，终端根据上行导频信道包含的子信道数将n×S组下行信道元素分成两部分，将其中一部分下行信道元素乘以一个正交码后叠加到不同的上行导频子信道上，获取混合导频信号，并发射给基站。假设上行导频信道包含的子信道数为P，则可以将n×S组下行信道元素分为m×P组和n×S-m×P组。其中m×P组下行信道元素利用信道互易性估计上行信道信息，剩余的n×S-m×P组下行信道元素每组分别乘以一个正交码后叠加在m根发射天线中不同天线的不同上行导频子信道上，其中P为大于零小于S的整数，当然P也可以等于S。

步骤S604，基站收到通过上行导频子信道发送的混合导频信号之后，利用接收的混合导频信号中的上行导频信号估计出上行信道信息。

步骤S605，基站利用估计出的上行信道信息，以及所述混合导频信号中的下行导频信号和正交码信息对n×S-m×P组下行信道信息进行估计，再利用信道互易性对m×P组下行信道信息进行估计，从而得到完整的L×M×n个下行信道信息。

上述获取下行信道信息的方法，基站对产生的下行导频信号进行OFDM调制、加CP后发射给终端，终端根据基站接收天线的数目和下行导频信号包含的序列数，对接收的下行信道元素进行分组，分别对每组下行信道元素进行处理，并叠加到上行导频信号上，从而减少了频率选择性衰落，并且可以使基站获得完全的下行信道信息，进行更加灵活的预均衡处理或预编码处理。并且基站获取下行信道信息时，不需要上行链路另外开辟宝贵的时频资源，节省了信令开销，还避免了反馈信令传递错误的可能。同时接收端不需进行预编码矩阵判断，大大降低了接收端的处理复杂度。

如图7所示，为本发明实施例获取下行信道信息的系统的结构图，包括接收端71和发射端72，

接收端71，用于接收发射端72发射的下行信号，对接收的下行信号进行解调，获取所述下行导频信号处的下行信道元素，并根据接收端71的接收天线数对获取的下行信道元素进行分组，并将分组后的下行信道元素划分为第一分组下行信道元素和第二分组下行信道元素，将第一分组下行信道元素中的每组下行信道元素分别乘以一个正交码后叠加在上行导频信号上，获取混合导频信号并通过接收端71的上行导频信道将混合导频信号发射给发射端72，以供发射端72根据混合导频信号获取下行信道信息。

其中，接收端71根据接收端72的接收天线数对获取的下行信道元素进行分组，并将分组后的下行信道元素划分为第一分组下行信道元素和第二分组下行信道元素具体可以为：

接收端71将获取的下行信道元素划分的组数为所述接收端的接收天线数，第一分组包含的组数为接收端的接收天线数与接收端的发射天线数的差值，第二分组包含的组数为接收端的发射天线数。

或者，接收端71根据接收端71的接收天线数对获取的下行信道元素进行分组，并将分组后的下行信道元素划分为第一分组下行信道元素和第二分组下行信道元素具体还可以为

接收端71将获取的下行信道元素划分的组数为接收端71的接收天线数，并进一步根据下行导频信号包含的序列数对分组后的每组下行信道元素进行分组，将分组后的每组下行信道元素进一步划分的组数为下行导频信号包含的序列数；

其中，第一分组包含的组数为下行信道元素划分的总组数减去接收端71的发射天线数与接收端71的上行导频信道包含的子信道数的乘积之后的差值，第二分组包含的组数为接收端71的发射天线数与接收端71的上行导频信道包含的子信道数的乘积，下行信道元素划分的总组数为接收端71的接收天线数与下行导频信号包含的序列数的乘积。

这时，接收端71通过接收端71的上行导频信道所包含的不同子信道将混合导频信号发射给发射端72。

发射端72，用于接收接收端71发射的混合导频信号，根据接收的混合导频信号获取下行信道信息。具体可以为：发射端72根据接收的混合导频信号估计第一分组上行信道信息，根据第一分组上行信道信息以及所述混合导频信号中的下行导频信号和正交码信息估计第一分组下行信道信息，并利用信道互易性估计第二分组下行信道信息。

上述获取下行信道信息的系统，接收端71将下行信道元素乘以正交码后叠加到上行导频信号上，发射给发射端72，发射端72根据接收的上行导频信号可以估计一部分下行信道信息，再根据信道互易性可估计出另一部分下行信道信息，因此发射端72可以获得完全的下行信道信息，从而可以进行更加灵活的预均衡处理或预编码处理。并且发射端72获取下行信道信息时，不需要上行链路另外开辟宝贵的时频资源，节省了信令开销，还避免了反馈信令传递错误的可能。对于MIMO系统，由于发射端72已知下行信道，可以灵活设计预编码矩阵，避免了码本数量有限带来的精度下降。同时接收端71不需进行预编码矩阵判断，大大降低了接收端的处理复杂度。

如图8所示，为本发明实施例接收端71的结构图，包括：

接收模块711，用于接收发射端72发射的携带下行导频信号的下行信号。

解调模块712，用于对接收模块711接收的下行信号进行解调，获取所述下行导频信号处的下行信道元素。

分组模块713，用于根据接收端71的接收天线数对解调模块712获取的下行信道元素进行分组，并将分组后的下行信道元素划分为第一分组下行信道元素和第二分组下行信道元素。

其中，分组模块713根据接收端71的接收天线数对获取的下行信道元素进行分组，并将分组后的下行信道元素划分为第一分组下行信道元素和第二分组下行信道元素具体可以为：

分组模块713将获取的下行信道元素划分的组数为所述接收端71的接收天线数，第一分组包含的组数为接收端71的接收天线数与接收端71的发射天线数的差值，第二分组包含的组数为接收端71的发射天线数。

或者，分组模块713根据接收端71的接收天线数对获取的下行信道元素进行分组，并将分组后的下行信道元素划分为第一分组下行信道元素和第二分组下行信道元素具体还可以为

分组模块713将获取的下行信道元素划分的组数为接收端71的接收天线数，并进一步根据下行导频信号包含的序列数对分组后的每组下行信道元素进行分组，将分组后的每组下行信道元素进一步划分的组数为下行导频信号包含的序列数；

其中，第一分组包含的组数为下行信道元素划分的总组数减去接收端71的发射天线数与接收端71的上行导频信道包含的子信道数的乘积之后的差值，第二分组包含的组数为接收端71的发射天线数与接收端71的上行导频信道包含的子信道数的乘积，下行信道元素划分的总组数为接收端71的接收天线数与下行导频信号包含的序列数的乘积。

叠加模块714，用于将分组模块713划分的第一分组下行信道元素中的每组下行信道元素分别乘以一个正交码后叠加在所述上行导频信号上，获取混合导频信号。

其中不同接收端对应的正交码互相正交。因此，该正交码可以用于区分不同接收端的下行导频信号。不同接收端对应的正交码互相正交具体可以为：

除所述接收端71之外的其他接收端对应的正交码为所述接收端71对应的正交码的循环移位，所述循环移位的长度大于信道最大时延扩展；或者，

除所述接收端71之外的其他接收端对应的正交码和所述接收端71对应的正交码为不同的扩频码。

具体正交码可以为Walsh码，CAZAC码等。

并且下行导频信号和上行导频信号互相正交。具体可以为：

所述上行导频信号为下行导频信号的循环移位，循环移位的长度大于信道最大时延扩展；或者，

将所述下行导频信号和所述上行导频信号分别用不同的正交码扩频后进行叠加得到混合导频信号；或者，

将所述下行导频信号用正交码进行扩频后叠加到上行导频信号上得到混合导频信号。这种方法只要扩频因子足够大，并且设计使得上行导频信号均值为零，那么近似认为上行导频信号对下行信道估计的影响几乎可以忽略；

并且，不同接收端的上行导频信号互相正交。具体可以为：

除所述接收端71之外的其他接收端的上行导频信号为所述接收端71上行导频信号的循环移位，循环移位的长度大于信道最大时延扩展。或者，

将不同接收端的上行导频信号分别用不同的正交码进行扩频。

发射模块715，用于通过接收端71的上行导频信道将叠加模块714获取的混合导频信号发射给发射端72，以供发射端72获取下行信道信息。

当分组模块713进一步根据下行导频信号包含的序列数对分组后的每组下行信道元素进行分组时，接收端71通过接收端71的上行导频信道所包含的不同子信道将混合导频信号发射给发射端72。

其中，接收端71还包括：压缩编码模块716，用于在叠加模块714将第一分组下行信道元素中的每组下行信道元素分别乘以一个正交码后叠加在上行导频信号上之前，对第一分组下行信道元素进行压缩编码。

上述接收端71，叠加模块714将下行信道元素乘以正交码后叠加到上行导频信号上，发射给发射端72，以供发射端72获取下行信道信息，因此发射端72可以获得完全的下行信道信息，并且接收端71不需进行预编码矩阵判断，大大降低了接收端71的处理复杂度。

如图9所示，为本发明实施例发射端72的结构图，包括：

信号接收模块721，用于接收接收端71发射的混合导频信号。

上行信道信息估计模块722，用于根据信号接收模块721接收的上行导频信号估计第一分组上行信道信息。其中上行信道信息估计模块722对上行信道信息进行估计具体可以为：

对发射端72接收到的混合导频信号Y_BS(k)在频域上点乘上行导频信号的共轭：

Z_ul，i(k)＝Y_BS(k)·P^* _ul，i(k)

＝H_ul，i(k)·H_dl，2，i(k′)·P_dl(k′)·C_ul，i(k)·P^* _ul，i(k)+H_ul，i(k)·P_ul，i(k)·P^* _ul，i(k)+W_i(k)·P^* _ul，i(k)+

H_ul，j(k)·H_dl，2，j(k′)·P_dl(k′)·C_ul，j(k)·P^* _ul，i(k)+H_ul，j(k)·P_ul，j(k)·P^* _ul，i(k)+W_j(k)·P^* _ul，i(k)

由于接收端71与除接收端71之外的其他接收端的上下行导频信号互相正交，所以，对上行信道信息估计模块722对上行信道信息进行估计不受导频混叠的影响。上行信道信息估计模块722估计出的第i个终端的上行信道信息为：

${\hat{H}}_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)=Z_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)/{\left|H_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)\right|}^2$

$=H_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)+[W_i\left(k\right)+W_j\left(k\right)]\&CenterDot;{P^{*}}_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)/{\left|H_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)\right|}^2$

下行信道信息估计模块723，用于根据上行信道信息估计模块722估计的第一分组上行信道信息以及所述混合导频中的下行导频和正交码信息估计第一分组下行信道信息，并利用信道互易性估计第二分组下行信道信息。具体可以为：对发射端72接收到的混合导频信号Y_BS(k)在频域上点乘下行导频信号的共轭，获取第一分组下行信道信息，

Z_dl(k)＝Y_BS(k)·P^* _dl(k′)

＝H_ul，i(k)·H_dl，2，i(k′)·P_dl(k′)·C_ul，i(k)·P^* _dl(k′)+H_ul，i(k)·P_ul，i(k)·P^* _dl(k′)+W_i(k)·P^* _dl(k′)+

H_ul，j(k)·H_dl，2，j(k′)·P_dl(k′)·C_ul，j(k)·P^* _dl(k′)+H_ul，j(k)·P_ul，j(k)·P^* _dl(k′)+W_j(k)·P^* _dl(k′)

其中，Z_dl(k)为2×4矩阵，因为接收端71与除接收端71之外的其他接收端的上下行导频信号互相正交，所以，对第一分组下行信道的估计不受导频混叠的影响，因此上式可以简化为：

$Z_{\mathrm{dl}}\left(k\right)={\left|P_{\mathrm{dl}}\left(k^{\&prime;}\right)\right|}^2\&CenterDot;({\hat{H}}_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)\&CenterDot;H_{\mathrm{dl},2,i}\left(k^{\&prime;}\right)\&CenterDot;C_{\mathrm{ul},i}\left(k\right)+{\hat{H}}_{\mathrm{ul},j}\left(k\right)\&CenterDot;H_{\mathrm{dl},2,j}\left(k^{\&prime;}\right)\&CenterDot;C_{\mathrm{ul},j}\left(k\right))+[W_i\left(k\right)+W_j\left(k\right)]\&CenterDot;{P^{*}}_{\mathrm{dl}}\left(k^{\&prime;}\right)$

利用信道互易性，根据现有技术可以估计出第二分组下行信道信息。

上述发射端72，上行信道信息估计模块722根据信号接收模块721接收的上行导频信号估计第一分组上行信道信息，下行信道信息估计模块723根据上行信道信息估计模块722估计的第一分组上行信道信息估计第一分组下行信道信息，并利用信道互易性估计第二分组下行信道信息，因此发射端72可以获得完全的下行信道信息，从而可以进行更加灵活的预均衡处理或预编码处理。并且发射端72获取下行信道信息时，不需要上行链路另外开辟宝贵的时频资源，节省了信令开销，还避免了反馈信令传递错误的可能。对于MIMO系统，由于发射端72已知下行信道，可以灵活设计预编码矩阵，避免了码本数量有限带来的精度下降。发射端72已知下行信道参数，还有利于根据信道信息对不同业务进行灵活的时频资源分配。并且还避免了由于频率选择性衰落引起的对导频正交性的破坏，避免了由于上下行不同扰码引起的对导频正交性的破坏。

上述模块可以分布于一个装置，也可以分布于多个装置。上述模块可以合并为一个模块，也可以进一步拆分成多个子模块。

通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到本发明可以通过硬件实现，也可以可借助软件加必要的通用硬件平台的方式来实现基于这样的理解，本发明的技术方案可以以软件产品的形式体现出来，该软件产品可以存储在一个非易失性存储介质(可以是CD-ROM，U盘，移动硬盘等)中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本发明各个实施例所述的方法。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，附图中的模块或流程并不一定是实施本发明所必须的。

本领域技术人员可以理解实施例中的装置中的模块可以按照实施例描述进行分布于实施例的装置中，也可以进行相应变化位于不同于本实施例的一个或多个装置中。上述实施例的模块可以合并为一个模块，也可以进一步拆分成多个子模块。

上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

以上公开的仅为本发明的几个具体实施例，但是，本发明并非局限于此，任何本领域的技术人员能思之的变化都应落入本发明的保护范围。

Claims (16)

1、一种获取下行信道信息的方法，其特征在于，包括：

接收端接收发射端发射的携带下行导频信号的下行信号；

对接收到的下行信号进行解调，获取所述下行导频信号处的下行信道元素，并根据所述接收端接收天线数对所述获取的下行信道元素进行分组，并将所述分组后的下行信道元素划分为第一分组下行信道元素和第二分组下行信道元素；

将所述第一分组下行信道元素中的每组下行信道元素分别乘以一个正交码后叠加在上行导频信号上，获取混合导频信号，并通过所述接收端的上行导频信道将所述混合导频信号发射给所述发射端，以供所述发射端获取下行信道信息。

2、如权利要求1所述获取下行信道信息的方法，其特征在于，所述根据所述接收端接收天线数对所述获取的下行信道元素进行分组，并将所述分组后的下行信道元素划分为第一分组下行信道元素和第二分组下行信道元素具体包括：

所述获取的下行信道元素划分的组数为所述接收端的接收天线数，所述第一分组包含的下行信道元素的组数为所述接收端的接收天线数与所述接收端的发射天线数的差值，所述第二分组包含的组数为所述接收端的发射天线数。

3、如权利要求2所述获取下行信道信息的方法，其特征在于，所述根据所述接收端接收天线数对所述获取的下行信道元素进行分组，并将所述分组后的下行信道元素划分为第一分组下行信道元素和第二分组下行信道元素具体包括：

所述获取的下行信道元素划分的组数为所述接收端的接收天线数，并进一步根据所述下行导频信号包含的序列数对所述分组后的每组下行信道元素进行分组，将所述分组后的每组下行信道元素进一步划分的组数为所述下行导频信号包含的序列数；

所述第一分组包含的组数为所述下行信道元素划分的总组数减去所述接收端的发射天线数与所述接收端的上行导频信道包含的子信道数的乘积之后的差值，所述第二分组包含的组数为所述接收端的发射天线数与所述接收端的上行导频信道包含的子信道数的乘积，所述下行信道元素划分的总组数为所述接收端的接收天线数与所述下行导频信号包含的序列数的乘积。

4、如权利要求3所述获取下行信道信息的方法，其特征在于，所述通过所述接收端的上行导频信道将所述混合导频信号发送给所述发射端具体包括：

通过所述接收端的上行导频信道所包含的不同子信道将所述混合导频信号发射给所述发射端。

5、如权利要求1所述获取下行信道信息的方法，其特征在于，所述接收端与除所述接收端之外的其他接收端对应的正交码互相正交，

所述接收端与除所述接收端之外的其他接收端对应的正交码互相正交具体包括：

除所述接收端之外的其他接收端对应的正交码为所述接收端对应的正交码的循环移位，所述循环移位的长度大于信道最大时延扩展；或者，

除所述接收端之外的其他接收端对应的正交码和所述接收端对应的正交码为不同的扩频码。

6、如权利要求1所述获取下行信道信息的方法，其特征在于，所述下行导频信号和所述上行导频信号互相正交，

所述下行导频信号和所述上行导频信号互相正交具体包括：

所述上行导频信号为下行导频信号的循环移位，所述循环移位的长度大于信道最大时延扩展；或者，

将所述下行导频信号和所述上行导频信号分别用不同的正交码扩频后进行叠加得到混合导频信号；或者，

将所述下行导频信号用正交码进行扩频后叠加到上行导频信号上得到混合导频信号。

7、如权利要求1所述获取下行信道信息的方法，其特征在于，所述接收端与除所述接收端之外的其他接收端的上行导频信号互相正交，

所述接收端与除所述接收端之外的其他接收端的上行导频信号互相正交具体包括：

除所述接收端之外的其他接收端的上行导频信号为所述接收端上行导频信号的循环移位，所述循环移位的长度大于信道最大时延扩展；或者，

将不同接收端的上行导频信号分别用不同的正交码进行扩频。

8、如权利要求1所述获取下行信道信息的方法，其特征在于，所述接收端每隔一段预定的时间，在所述接收端的接收天线中选择不同的天线作为发射天线，发射所述混合导频信号。

9、如权利要求1所述获取下行信道信息的方法，其特征在于，在所述将所述第一分组下行信道元素中的每组下行信道元素分别乘以一个正交码后叠加在所述上行导频信号上之前，还包括：对所述第一分组下行信道元素进行压缩编码。

10、如权利要求1所述获取下行信道信息的方法，其特征在于，所述发射端获取下行信道信息具体包括：

所述发射端利用最小均方误差MMSE信道估计方法，对所述下行信道信息进行估计，获取所述下行信道信息。

11、一种获取下行信道信息的方法，其特征在于，包括：

发射端接收接收端发射的混合导频信号；

根据所述混合导频信号中的上行导频信号估计第一分组上行信道信息；

根据所述第一分组上行信道信息以及所述混合导频信号中的下行导频信号和正交码信息估计第一分组下行信道信息，并利用信道互易性估计第二分组下行信道信息。

12、一种获取下行信道信息的系统，其特征在于，包括接收端，所述接收端以可通信方式与发射端相连，

所述接收端，用于接收发射端发射的下行信号，对所述接收的下行信号进行解调，获取所述下行导频信号处的下行信道元素，并根据所述接收端接收天线数对所述获取的下行信道元素进行分组，并将所述分组后的下行信道元素划分为第一分组下行信道元素和第二分组下行信道元素，将所述第一分组下行信道元素中的每组下行信道元素分别乘以一个正交码后叠加在所述上行导频信号上，获取混合导频信号，并通过所述接收端的上行导频信道将所述混合导频信号发射给所述发射端，以供所述发射端根据所述混合导频信号获取下行信道信息。

13、如权利要求12所述获取下行信道信息的系统，其特征在于，所述发射端根据所述混合导频信号获取下行信道信息具体为：

所述发射端根据所述混合导频信号估计第一分组上行信道信息，根据所述第一分组上行信道信息，以及所述混合导频中的下行导频信号和正交码信息估计第一分组下行信道信息，并利用信道互易性估计第二分组下行信道信息。

14、一种接收端，其特征在于，包括：

接收模块，用于接收发射端发射的携带下行导频信号的下行信号；

解调模块，用于对所述接收模块接收的下行信号进行解调，获取所述下行导频信号处的下行信道元素；

分组模块，用于根据所述接收端接收天线数对所述解调模块获取的下行信道元素进行分组，并将所述分组后的下行信道元素划分为第一分组下行信道元素和第二分组下行信道元素；

叠加模块，用于将所述分组模块划分的第一分组下行信道元素中的每组下行信道元素分别乘以一个正交码后叠加在所述上行导频信号上，获取混合导频信号；

发射模块，用于通过所述接收端的上行导频信道将所述叠加模块获取的混合导频信号发射给所述发射端，以供所述发射端获取下行信道信息。

15、如权利要求14所述接收端，其特征在于，还包括：

压缩编码模块，用于在所述叠加模块将所述第一分组下行信道元素中的每组下行信道元素分别乘以一个正交码后叠加在所述上行导频信号上之前，对所述分组模块划分的第一分组下行信道元素进行压缩编码。

16、一种发射端，其特征在于，包括：

信号接收模块，用于接收接收端发射的混合导频信号；

上行信道信息估计模块，用于根据所述信号接收模块接收的混合导频信号估计第一分组上行信道信息；

下行信道信息估计模块，用于根据所述上行信道信息估计模块估计的第一分组上行信道信息，以及所述混合导频信号中的下行导频信号和正交码信息估计第一分组下行信道信息，并利用信道互易性估计第二分组下行信道信息。

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