CN101547021A - 均衡装置与使用其的接收器 - Google Patents

Abstract

本发明关于一种均衡装置与使用其的接收器。此均衡装置利用两个均衡器来处理具有两个群集的传输通道，并且两个均衡器的权重在最小均方误差的准则下，分别利用整个通道的增益进行计算而得，使得两个均衡器能够大大降低整个通道中的不同群集的延迟路径所造成的干扰。

Description

均衡装置与使用其的接收器

技术领域

本发明涉及一种均衡技术，且特别涉及一种适用于多群集(cluster)通道的均衡技术。

背景技术

在无线通信的环境中，由于电磁波受到接收器与传送端之间障碍物的绕射与折射所造成的多路径现象，使得通道就时域上观察时，通道中具有多条延迟路径，而以频率的角度观察时，通道可视为一频率选择通道(frequency-selective channel)。而在目前的各种通信系统中，以展频(spread-spectrum)系统最容易受到频率选择通道的干扰，而造成接收器效能下降。

以目前的码分多址(Code Division Multiple Access，以下简称为CDMA)系统为例。为了解决频率选择通道的干扰，CDMA系统的接收器广泛利用均衡器(equalizer)技术来均衡频率选择通道，换句话说，均衡器用来将频率选择通道均衡为频率平坦通道(frequency-flat channel)，降低频率选择通道对接收信号造成的影响。

图1绘示为传统的CDMA系统利用均衡器的接收器的系统方块图。请参考图1，接收信号r[m]经由通道估测单元110估测出通道响应，也就是估测出通道中各延迟路径的延迟时间τ与每个延迟时间对应的通道增益并利用所估测出的通道增益

计算出均衡器中的多个权重w₀，w₁，w₂，...，w_F-1，再将权重w₀，w₁，w₂，...，w_F-1输出给均衡器130。均衡器130将接收信号r[m]依序延迟一码片时间(chipduration)T_C，再分别将原始的接收信号r[m]与延迟的接收信号r[m-1]，r[m-2]，...，r[m-F+1]乘上权重w₀，w₁，w₂，...，w_F-1后，再将多个乘积结合后输出。而相关器150以客户端的展频码(spreading code)c[n]来解展频经过均衡器130处理的接收信号r(t)，并利用决策单元170解调出一数字信号

上述的均衡器130的窗口长度表示为F。而目前的均衡器技术中，已有许多的文献(例如注[1])讨论到均衡器的窗口长度F必须要大于或等于两倍的通道长度时，均衡器才能有效地消除通道对接收信号的影响。因此，就接收器的硬件而言，若通道估测的窗口长度设计为L，其均衡器的窗口长度F将会被设计为2L。

然而，当通道的延迟扩散(delay spread)较为严重的状况下，实际传输通道的长度大大地增加，如图2所示。图2绘示为通道功率延迟剖面图(channel power delay profile)。请参考图2，横坐标为延迟时间τ，单位为纳秒(nanosecond，ns)，纵坐标为功率

单位为dB。由图2可观察出，通道中的延迟路径在时间的分布上稀疏，并由延迟时间的分布，延迟路径可以被分为两个群集(cluster)，两个群集表示为Cluster1与Cluster2。造成此通道现象的原因，可能是由于在丘陵地带(Hilly Terrain，HT)中，传送端所发出的电磁波经过长距离的反射后，才被接收器所接收，因而产生Cluster2的延迟路径。或者是，接收器刚好位于两个基站的传输范围下，使接收器可以同时接收到两个基站所发出的信号，因而产生Cluster1与Cluster2的延迟路径。

在上述图2的通道环境下，由于硬件限制的原因，接收器的均衡器的窗口长度若维持为F＝2L时，均衡器的窗口长度将不够考虑到通道中的每条延迟路径，造成均衡器将无法均衡传输通道，进而使得接收器的效能下降。

目前美国专利早期公开号2006/0109892 A1已经提出一种具有两个均衡器的接收器，如图3所示。其中，接收器300的两个均衡器335与340分别考虑两个群集的延迟路径305A与305B，来对接收信号进行均衡器的运算。之后，再将两个均衡器335与340均衡后的信号结合，并输出至CMIS电路352。CMIS电路在352进行信号还原之后，将所还原的信号回授至加法器325与330。

上述美国专利早期公开案在计算权重时，均衡器335的权重仅考虑第一个群集的延迟路径的通道响应305A，均衡器340的权重仅考虑第二个群集的延迟路径的通道响应305B，换句话说，均衡器335与340的权重并没有在最小均方误差(Minimum Mean Square Error，MMSE)的准则下计算而得。实际上，当信号在通道中传输时，均衡器335所接收到的信号也受到了第二个群集的延迟路径305B的干扰，但是，均衡器335却只能够降低第一个群集的延迟路径305A的干扰。同样地，均衡器340所接收到的信号也受到了第一个群集的延迟路径305A的干扰，但是，均衡器340却只能够降低第二个群集的延迟路径305B的干扰。因此，上述专利虽然使用了两个均衡器335与340，但是仍无法同时降低两个群集的延迟路径305A与305B的干扰。由于均衡器335与340无法完全降低通道中的干扰，CMIS电路所还原后的信号也还存在有通道中的干扰，但是，此包含有干扰的还原信号却被回授至加法器325与330，因而造成接收器的错误传递(error propagation)的问题。另外，若接收器所接收的信号能量较小时，此回授机制可能会造成接收器的信号干扰噪声比(Signal-to-Interference plus Noise Ratio，SINR)过小，进而使得接收器的效能下降。

注[1]：M.Melvasalo，P.

 and V.Koivunen.，“Low complexityspace-time MMSE equalization in WCDMA systems，”proc.of 2005 IEEE16^th International Symposium on Personal，Indoor and Mobile RadioCommunications，Berlin，Germany，pp.306-310，2005.

发明内容

本发明提供一种均衡装置，使得接收器能够完整地处理来自于不同群集的干扰，进而大大降低接收信号中的干扰。

本发明提供一种接收器，利用两个均衡器来消除来自于不同群集中的延迟路径的干扰，以增加均衡器的效能。

本发明提出一种均衡装置，接收来自一传送端经由一传输通道的一接收信号，传输通道具有多个延迟路径，并且，多个延迟路径至少具有一第一群集与一第二群集。均衡装置包括通道估测单元、权重计算单元、第一均衡器与第二均衡器。其中，通道估测单元估测第一群集对应的延迟路径的增益以及第二群集对应的延迟路径的增益。权重计算单元将第一群集与第二群集对应的延迟路径的增益进行一最小均方误差演算，以得到多个第一权重与多个第二权重。而第一均衡器依据多个第一权重，对接收信号进行均衡运算后，得到一第一均衡信号。第二均衡器依据多个第二权重，对接收信号进行均衡运算后，得到一第二均衡信号。

本发明提出一种接收器，接收来自一传送端经由一传输通道的一接收信号，传输通道具有多个延迟路径，多个延迟路径至少具有一第一群集与一第二群集，接收器包括通道估测单元、权重计算单元、第一均衡器、第二均衡器与结合单元。其中，通道估测单元估测第一群集对应的延迟路径的增益以及第二群集对应的延迟路径的增益。权重计算单元将第一群集与第二群集对应的延迟路径的增益进行一最小均方误差演算，以得到多个第一权重与多个第二权重。而第一均衡器依据多个第一权重，对接收信号进行均衡运算后，得到一第一均衡信号。第二均衡器依据多个第二权重，对接收信号进行均衡运算后，得到一第二均衡信号。结合单元结合第一均衡信号与第二均衡信号，并输出一结合信号。而解调制单元将结合信号解调制后，输出一数字信号。

在本发明的一实施例中，上述的通道估测单元具有一通道估测窗口，表示为W，通道估测单元所估测出的第一群集对应的延迟路径的增益表示为h[0]，h[1]，...，h[W-1]，通道估测单元所估测出的第二群集对应的延迟路径的增益表示为h[K]，h[K+1]，...，h[K+W-1]，第一群集与第二群集之间的延迟时间差值表示为K，第一权重分别表示为w_1，0，w_1，1，w_1，2，...，w_1，F-1，第二权重分别表示为w_2，0，w_2，1，w_2，2，...，w_2，F-1，时间索引m对应该接收信号表示为r[m]，而权重计算单元依据 ${\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{w_1}}^T& {\underset{\‾}{w_2}}^T\end{array}\right]}^T=\underset{\‾}{\underset{\‾}{{R_{\underset{\‾}{y}}}^{-1}}}{\left(\begin{array}{c}\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}\\ \underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}\end{array}\right)}_D,$ 计算出第一权重与该些第二权重，其中，上标T表示矩阵转置运算，上标-1表示反矩阵运算，

为一接收向量y[m]的自相关函数矩阵，接收向量y[m]＝(r ^T[m]r ^T[m_-K])^T

r[m]＝(r[m]r[m-1]…r[m-F+1])^T，

r[m-K]＝(r[m-K]r[m-K-1]…r[m-K-F+1])^T，

， ${\left(\begin{array}{c}\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}\\ \underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}\end{array}\right)}_D$ 表示

与第D列的元素所堆叠的向量，D为小于或等于F+W-1的任意正整数。

在本发明的一实施例中，上述的权重计算单元利用

$\underset{\‾}{w_1}\≈\mathrm{IDFT}\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{{\mathrm{\Λ}}_A}}\mathrm{DFT}\left\{\underset{\‾}{h_{2,D}}\right\}+\underset{\‾}{\underset{\‾}{{\mathrm{\Λ}}_C}}\mathrm{DFT}\left\{\underset{\‾}{h_{1,D}}\right\}\}$ 以及

$\underset{\‾}{w_2}\≈\mathrm{IDFT}\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{{\mathrm{\Λ}}_A}}\mathrm{DFT}\left\{\underset{\‾}{h_{1,D}}\right\}+{\underset{\‾}{\underset{\‾}{{\mathrm{\Λ}}_C}}}^H\mathrm{DFT}\left\{\underset{\‾}{h_{2,D}}\right\}\}$ 计算第一权重与第二权重，其中，h _2，D 表示

中的第D列上的元素所组成的向量，h _1，D 表示

中的第D列上的元素所组成的向量。IDFT表示反离散傅立叶转换，DFT表示离散傅立叶转换。 $\underset{\‾}{\underset{\‾}{{\mathrm{\Λ}}_A}}=\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{11}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}}^{-1}\right)$ 与 $\underset{\‾}{\underset{\‾}{{\mathrm{\Λ}}_C}}=(-\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{12}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}}^{-1})$ 皆为对角线矩阵，其中 $\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{11}}}\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{11}}}-\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{12}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{12}}}}^H,$ 且 $\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{11}}}=\mathrm{diag}\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}}\·{\left\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{S_{11}}}\right\}}_1\},$ $\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{12}}}=\mathrm{diag}\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}}\·{\left\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{S_{12}}}\right\}}_1\}.$ diag{x}表示一对角矩阵，其对角线元素由向量x的元素所组成，(·)₁表示取出矩阵内第一列上的元素，

表示离散傅立叶转换(Discrete Fourier Transform，DFT)矩阵，

与

为近似于

与

的循环矩阵， $\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{11}}}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}}^H+\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}}^H+{\mathrm{\σ}}_v^2{\underset{\‾}{\underset{\‾}{I}}}_F,$ $\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{12}}}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}}^H,$

表示该传输通道中的高斯噪声的变异数，

表示维度为F×F的单位矩阵。

在本发明的一实施例中，上述的第一均衡器包括多个第一延迟单元、多个第一乘法单元以及第一加法器。其中，多个第一延迟单元依序将接收信号r[m]延迟单位时间后，分别输出多个第一延迟信号，多个第一延迟信号表示为r[m-1]，r[m-2]，...，r[m-F+1]。多个第一乘法单元将接收信号r[m]与第一延迟信号r[m-1]，r[m-2]，...，r[m-F+1]分别乘以对应的第一权重的共轭w_1，0，w_1，1，w_1，2，...，w_1，F-1 ^*后，得到多个第一乘法信号w_1，0 ^*·r[m]，w_1，1 ^*·r[m-1]，w_1，2 ^*·r[m-2]，...，w_1，F-1 ^*·r[m-F+1]。而第一加法器将第一乘法信号w_1，0 ^*·r[m]，w_1，1 ^*·r[m-1]，w_1，2 ^*·r[m-2]，...，w_1，F-1 ^*·r[m-F+1]相加后，得到第一均衡信号。

在本发明的一实施例中，上述的均衡装置更包括一群集延迟单元将接收信号r[m]延迟K个单位时间后，得到一群集延迟信号r[m-K]。而第二均衡器包括多个第二延迟单元、多个第二乘法单元以及第二加法器。其中，多个第二延迟单元依序将群集延迟信号r[m-K]延迟单位时间后，分别输出多个第二延迟信号r[m-K-1]，r[m-K-2]，...，r[m-K-F+1]。多个第二乘法单元将群集延迟信号r[m-K]与第二延迟信号r[m-K-1]，r[m-K-2]，...，r[m-K-F+1]分别乘以第二权重的共轭w_2，0 ^*，w_2，1 ^*，w_2，2 ^*，...，w_2，F-1 ^*后，得到多个第二乘法信号w_2，0 ^*·r[m-K]，w_2，1 ^*·r[m-K-1]，w_2，2 ^*·r[m-K-2]，...，w_1，F-1 ^*·r[m-K-F+1]。而第二加法器将第二乘法信号w_2，0 ^*·r[m-K]，w_2，1 ^*·r[m-K-1]，w_2，2 ^*·r[m-K-2]，...，w_1，F-1 ^*·r[m-K-F+1]相加后，得到第二均衡信号。

在本发明的一实施例中，上述的均衡装置，更包括一多路径搜寻器，用以搜寻出传输通道中的延迟路径，并依据延迟路径的延迟时间，判断传输通道中的群集个数。另外，多路径搜寻器用以搜寻第一群集与第二群集之间的延迟时间的差值，表示为K。

在本发明的一实施例中，上述的均衡装置更包括一开关，其一端接收来自于通道的接收信号，其另一端耦接至群集延迟单元，用以当多路径搜寻器判断出传输通道中的群集个数为1时，使开关为断开状态。当多路径搜寻器判断出传输通道中的群集个数大于1时，使开关为接通状态。

在本发明的一实施例中，上述的均衡装置更包括一切换单元，具有一第一输入端、一第二输入端与一输出端。其中，切换单元的第一输入端接收群集延迟信号r[m-K]，其第二输入端接收接收信号r[m]，其输出端耦接至第二均衡器。当多路径搜寻器判断出传输通道中的群集个数为1时，则切换单元的第二输入端耦接至输出端，当多路径搜寻器判断出传输通道中的群集个数大于1时，则切换单元的第一输入端耦接至输出端。

本发明因采用两个均衡器分别均衡不同群集的延迟路径下的接收信号，同时，两个均衡器的权重在最小均方误差的准则下，分别利用整个通道的增益进行计算而得，使得两个均衡器能够大大降低整个通道中的不同群集的延迟路径所造成的干扰。

为让本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合附图，作详细说明如下。

附图说明

图1绘示为传统的CDMA系统利用均衡器的接收器的系统方块图。

图2绘示为通道功率延迟剖面图。

图3绘示为美国2006/0109892号专利中的接收器的系统方块图。

图4绘示为本发明实施例的传输通道的功率延迟剖面图。

图5绘示为应用本发明实施例的均衡装置的接收器的系统方块图。

图6绘示为本发明实施例的权重计算单元540的系统方块图。

图7绘示为本发明实施例的均衡方法流程图。

图8绘示为在固定传输功率与干扰能量比值(I_or/I_oc)固定下，不同码片能量与传输功率比值E_C/I_or下的错误率趋势图。

图9绘示为应用本发明另一实施例的均衡装置的接收器的系统方块图。

图10绘示为应用本发明另一实施例的均衡装置的接收器的系统方块图。

图11绘示为本发明另一实施例的均衡方法流程图。

主要附图标记说明

110、530：通道估测单元

130、335、340：均衡器

150：相关器

170：决策单元

Cluster1、Cluster2、305A、305B：延迟路径的群集

300、500、900、1000：接收器

352：CMIS电路

325、330：加法器

505：均衡装置

510：第一均衡器

520：第二均衡器

521：群集延迟单元

512_1～512_(F-1)：第一延迟单元

514_0～514_(F-1)：第一乘法器

522_1～522_(F-1)：第一延迟单元

524_0～524_(F-1)：第一乘法器

516：第一加法器

526：第二加法器

540：权重计算单元

550：结合单元

560：解调制单元：

570：多路径搜寻器

580：开关

590：切换单元

610：导向向量生成单元

620：相关矩阵生成单元

630：循环矩阵生成单元

640：傅立叶计算单元

650：增益系数计算单元

660：乘法计算单元

670：反傅立叶计算单元

S710～S760：本发明实施例的均衡方法的各步骤

S1～S4：模拟曲线

S1110～S1190：本发明另一实施例的均衡方法的各步骤

具体实施方式

为了降低延迟扩散过大的通道对接收信号所造成的干扰，本发明实施例提出了一种均衡装置与方法。在此为了方便说明本实施例，假设传输通道的功率延迟剖面图如图4所示。请参考图4，其纵坐标为功率，横坐标为延迟时间，并且，横坐标以离散时间表示。由图4可看出，多条延迟路径在延迟时间的分布上可以分为第一群集Cluster 1与第二群集Cluster 2。其中，第一群集Cluster 1的通道长度假设为L₁，第二群集Cluster 2的通道长度假设为L₂，而第一群集Cluster 1与第二群集Cluster 2之间的延迟时间相差K个单位时间。

以下以离散时间来表示接收信号与通道响应，并且，由图4可知，第m个单位时间的接收信号可表示为

$r\left[m\right]=\underset{l=0}{\overset{L_1}{\mathrm{\Σ}}}h\left[l\right]d[m-l]+\underset{k=K}{\overset{K+L_2}{\mathrm{\Σ}}}h\left[k\right]d[m-k]+v\left[m\right]---\left(1\right).$

其中，h[·]表示为通道增益，d[·]为传送端所发出的信号，v[·]为高斯噪声(Gaussian noise)。

为了方便说明本实施例，以下假设本实施例提出的均衡装置应用于一接收器，如图5所示。图5绘示为应用本发明实施例的均衡装置的接收器的系统方块图。请参考图5，接收器500包括本发明实施例所提出的均衡装置505、解调制单元560与决策单元570。其中，均衡装置505接收经由传送端发出且经由传输通道的接收信号r[m]，并且均衡接收信号r[m]，以消除传输通道对接收信号r[m]的干扰。接着，均衡装置505将输出均衡后的一结合信号q[m]至解调制单元560。解调制单元560将结合信号q[m]解调制为一数字信号

本发明实施例所提出均衡装置505包括第一均衡器510、第二均衡器520、群组延迟单元521、通道估测单元530、权重计算单元540与结合单元550。其中，通道估测单元530估测通道中的多条延迟路径的通道增益。在此若考虑硬件上的限制时，通道估测单元530可以具有固定的通道估测窗口(channel estimation window)W₁与W₂来分别估测第一群集Cluster 1与第二群集Cluster 2的延迟路径。因此，上述第(1)式中的接收信号可表示为

$r\left[m\right]=\underset{l=0}{\overset{W_1-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left[l\right]d[m-l]+\underset{k=0}{\overset{W_2-1}{\mathrm{\Σ}}}h[K+k]d[m-k]+v\left[m\right]---\left(2\right)$

权重计算单元540以第一群集Cluster 1与第二群集Cluster 2对应的延迟路径的通道增益进行最小均方误差(MMSE)算法后，得到多个第一权重与多个第二权重。在此假设第一权重与多个第二权重的个数皆为F，因此，多个第一权重可表示为w_1，0，w_1，1，w_1，2，...，w_1，F-1，而多个第二权重可表示为w_2，0，w_2，1，w_2，2，...，w_2，F-1。为了本实施叙述的流畅度，本实施例在较为后面的内容中，才会详细地说明权重计算单元440如何以最小均方误差算法计算出第一权重w_1，0，w_1，1，w_1，2，...，w_1，F-1与第二权重w_2，0，w_2，1，w_2，2，...，w_2，F-1。

第一均衡器510将依据第一权重w_1，0，w_1，1，w_1，2，...，w_1，F-1，对接收信号r[m]进行均衡运算后，得到一第一均衡信号。而群集延迟单元521将接收信号r[m]延迟K个单位时间T后，得到一群集延迟信号r[m-K]并输出至第二均衡器520。第二均衡器520将依据第二权重w_2，0，w_2，1，w_2，2，...，w_2，F-1，对接收信号r[m]进行均衡运算后，得到一第二均衡信号。结合单元550结合第一均衡信号与第二均衡信号，并输出结合信号q[m]。

为了方便说明本实施例，以下假设第一均衡器510与第二均衡器520的内部架构为一有限脉冲响应(Finite Impulse Response，FIR)滤波器，如图5所示。其中，第一均衡510包括多个第一延迟单元512_1～512_(F-1)、多个第一乘法单元514_0～514_(F-1)与第一加法器516。多个第一延迟单元512_1～512_(F-1)依序将接收信号r[m]延迟一单位时间T后，分别输出多个第一延迟信号r[m-1]，r[m-2]，...，r[m-F+1]。多个第一乘法单元514_0～514_(F-1)将接收信号r[m]与第一延迟信号r[m-1]，r[m-2]，...，r[m-F+1]分别乘以第一权重的共轭w_1，0 ^*，w_1，1 ^*，w_1，2 ^*，...，w_1，F-1 ^*后，得到多个第一乘法信号w_1，0 ^*·r[m]，w_1，1 ^*·r[m-1]，w_1，2 ^*·r[m-2]，...，w_1，F-1 ^*·r[m-F+1]。第一加法器516将第一乘法信号w_1，0 ^*·r[m]，w_1，1·r[m-1]，w_1，2 ^*·r[m-2]，...，w_1，F-1 ^*·r[m-F+1]相加后，得到并输出第一均衡信号至结合单元550。

第二均衡器520包括多个第二延迟单元522_1～522_(F-1)、多个第二乘法单元524_0～524_(F-1)与第二加法器526。其中，多个第二延迟单元522_1～522_(F-1)依序将群集延迟信号r[m-K]延迟单位时间后，分别输出多个第二延迟信号r[m-K-1]，r[m-K-2]，...，r[m-K-F+1]。多个第二乘法单元524_0～524_(F-1)将群集延迟信号r[m-K]与第二延迟信号r[m-K-1]，r[m-K-2]，...，r[m-K-F+1]分别乘以第二权重的共轭w_2，0 ^*，w_2，1 ^*，w_2，2 ^*，...，w_2，F-1 ^*后，得到多个第二乘法信号w_2，0 ^*·r[m-K]，w_2，1 ^*·r[m-K-1]，w_2，2 ^*·r[m-K-2]，...，w_1，F-1 ^*·r[m-K-F+1]。第二加法器将第二乘法信号w_2，0 ^*·r[m-K]，w_2，1 ^*·r[m-K-1]，w_2，2 ^*·r[m-K-2]，...，w_1，F-1 ^*·r[m-K-F+1]相加后，得到并输出第二均衡信号至结合单元550。

为了方便说明本实施例，以下将接收信号r[m]以向量表示为r[m]，其中r[m]＝(r[m]r[m-1]…r[m-F+1])^T，第一权重以向量表示为w ₁ ＝[w_1，0w_1，1…w_1，F-1]^T，第二权重以向量表示为w ₂ ＝[w_2，0w_2，1…w_2，F-1]^T。其中，上标T用以表示矩阵的转置运算。在此为了方便表示本发明的各数学符号，以下当数学符号为向量时，将以一条底线表示，例如上述的r[m]，而当数学符号为矩阵时，将以两条底线表示。

由图5中的第一均衡器510的操作可知，r[m]例如为第一乘法单元514_0～514_(F-1)分别所接收的信号，因此，第一加法器516所输出的第一均衡信号例如为w ₁ ^H·r[m]，其中，上标H表示共轭转置运算(Hermitian operator)。另外，由图5中的第二均衡器520的操作可知，r[m-K]例如为第二乘法单元524_0～524_(F-1)分别所接收的信号，因此，第二加法器516所输出的第二均衡信号例如为w ₂ ^H·r[m-K]。而均衡装置505所输出的结合信号 $q\left[m\right]=\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{w_1}}^H& {\underset{\‾}{w_2}}^H\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}\underset{\‾}{r}\left[m\right]\\ \underset{\‾}{r}[m-K]\end{array}\right].$

以下将说明本实施例的权重计算单元440如何得到第一权重w_1，0，w_1，1，w_1，2，...，w_1，F-1与第二权重w_2，0，w_2，1，w_2，2，...，w_2，F-1。为了方便说明本实施例，以下假设通道估测单元530的通道估测窗口W₁与W₂的长度相同(也就是说W₁＝W₂＝W)。由上述第(2)式可知，上述乘法单元514、524所分别接收的信号r[m]与r[m-K]皆受到传输通道中的第一群集Cluster 1与第二群集Cluster 2的延迟路径的干扰，因此，r[m]与r[m-K]可表示为

$\underset{\‾}{r}\left[m\right]=\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}\underset{\‾}{d}\left[m\right]+\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}\underset{\‾}{d}[m-K]+\underset{\‾}{v}\left[m\right]---\left(3\right).$

$\underset{\‾}{r}[m-K]=\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}\underset{\‾}{d}[m-K]+\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}\underset{\‾}{d}[m-2K]+\underset{\‾}{v}[m+K]---\left(4\right).$

其中d[m]＝(d[m]d[m-1]…d[m-W-F+1])^T。

v[m]＝(v[m]v[m-1]…v[m-F+1])^T。

表示为第一群集Cluster 1的延迟路径的通道增益所推叠出的矩阵，其值为

                             (5)。

表示为第二群集Cluster 2的延迟路径的通道增益所推叠出的矩阵，其值为

                            (6)。

为了方便说明本实施例，以下将第(3)式中的r[m]与第(4)式中的r[m-K]堆叠为一接收向量y[m]，表示为

$\underset{\‾}{y}\left[m\right]=\left[\begin{array}{c}\underset{\‾}{r}\left[m\right]\\ \underset{\‾}{r}[m-K]\end{array}\right]$

     $=\left[\begin{array}{ccc}\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}& \underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}& 0\\ 0& \underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}& \underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}\end{array}\right]\×\left[\begin{array}{c}\underset{\‾}{d}\left[m\right]\\ \underset{\‾}{d}[m-K]\\ \underset{\‾}{d}[m-2K]\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\underset{\‾}{v}\left[m\right]\\ \underset{\‾}{v}[m-K]\end{array}\right]$

$\underset{\‾}{y}\left[m\right]=\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}\×\left[\begin{array}{c}\underset{\‾}{d}\left[m\right]\\ \underset{\‾}{d}[m-K]\\ \underset{\‾}{d}[m-2K]\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}\underset{\‾}{v}\left[m\right]\\ \underset{\‾}{v}[m-K]\end{array}\right]---\left(7\right).$

其中，

例如为第一群集Cluster与第二群集Cluster 2对应的延迟路径的通道增益所推叠出的矩阵，其值为

$\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}=\left[\begin{array}{ccc}\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}& \underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}& 0\\ 0& \underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}& \underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}\end{array}\right].$ 换句话说，

为整个传输通道的通道增益组成的矩阵。

由上述第(7)式可看出，传送端所传送的信号d[m]与接收器的接收向量y[m]之间的关系。而本实施例所提出的均衡装置505用以消除传输通道对接收信号的干扰，因此，在满足最小均方误差(MinimumMean-Square Error，MMSE)准则之下，权重计算单元540所计算出的第一权重w ₁ 与第二权重w ₂ 必须要使得结合信号q[m]趋近于传送端所传送的信号，也就是说，在MMSE准则之下，权重w ₁ 与w ₂ 应满足：

${\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{w_1}}^T& {\underset{\‾}{w_2}}^T\end{array}\right]}^T=\underset{\underset{\‾}{w_1}\underset{\‾}{w_2}}{\arg }\min E\left\{{|d[m-(K+D)]-q\left[m\right]|}^2\right\}$

$=\underset{\underset{\‾}{w_1}\underset{\‾}{w_2}}{\arg }\min E\left\{{|d[m-(K+D)]-\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{w_1}}^H& {\underset{\‾}{w_2}}^H\end{array}\right]\·\underset{\‾}{y}\left[m\right]|}^2\right\}---\left(8\right).$

上述第(8)式中的E[·]表示期望值(expected value)运算，arg min表示取出函数的最小值，(K+D)为决策延迟(decision delay)。D可为小于或等于F+W-1的任意正整数。

上述第(8)式中，利用维纳-霍夫(Wiener-Hopf)方程式可以解出权重w ₁ 与w ₂ 为

${\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{w_1}}^T& {\underset{\‾}{w_2}}^T\end{array}\right]}^T=\underset{\‾}{\underset{\‾}{{R_{\underset{\‾}{y}}}^{-1}}}{\left(\begin{array}{c}\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}\\ \underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}\end{array}\right)}_D=\underset{\‾}{\underset{\‾}{{R_{\underset{\‾}{y}}}^{-1}}}\left(\begin{array}{c}\underset{\‾}{h_{2,D}}\\ \underset{\‾}{h_{1,D}}\end{array}\right)---\left(9\right).$

其中，

定义为上述接收向量y[m]的自相关函数矩阵(autocorrelationmatrix)，也就是

而上述 ${\left(\begin{array}{c}\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}\\ \underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}\end{array}\right)}_D$ 表示

与

中的第D列(column)元素所堆叠的向量，h _1，D 与h _2，D 分别为一导向向量(steering vector)，h _2，D 表示中的第D列上的元素所组成的向量，h _1，D 表示

中的第D列上的元素所组成的向量。

由上述第(9)式可知，权重计算单元540只要计算出

再计算出的反矩阵与 ${\left(\begin{array}{c}\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}\\ \underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}\end{array}\right)}_D$ 向量相乘后，就可以计算出w ₁ 与w ₂ ，也就得到第一权重w_1，0，w_1，1，w_1，2，...，w_1，F-1与第二权重w_2，0，w_2，1，w_2，2，...，w_2，F-1。在此，若接收器欲得到较好的效能，上述D值应设计为(F+W)/2，也就是说， ${\left(\begin{array}{c}\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}\\ \underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}\end{array}\right)}_D$ 将由

与矩阵的中间列上的元素所组成。因此，由上述第(5)与(6)式中的

与

可知，

${\left(\begin{array}{c}\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}\\ \underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}\end{array}\right)}_D={(0\·\·\·0h[K+W-1]h[K+W-2]\·\·\·h\left[K\right]0\·\·\·0h[W-1]h[W-2]\·\·\·h\left[0\right]0\·\·\·0)}^T$

由于第一均衡器510所处理的接收信号r[m]与第一延迟信号r[m-1]，r[m-2]，...，r[m-F+1]同样受到传输通道中第一群集Cluster1与第二群集Cluster2的干扰。因此，由上述第(9)式的推导过程可知，本实施例在计算第一均衡器510对应的第一权重w_1，0，w_1，1，w_1，2，...，w_1，F-1时，同时考虑第一群集Cluster 1与第二群集Cluster 2对应的延迟路径，并在MMSE的准则下，得到第一权重w_1，0，w_1，1，w_1，2，...，w_1，F-1。同样地，本实施例也同时考虑第一群集Cluster 1与第二群集Cluster 2对应的延迟路径，并在MMSE的准则下，得到第二权重w_2，0，w_2，1，w_2，2，...，w_2，F-1。

然而，经由上述第(9)式可知，权重w ₁ 与w ₂ 的计算过程需要将维度2F×2F的矩阵

与维度2F×1的矩阵相乘 ${\left(\begin{array}{c}\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}\\ \underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}\end{array}\right)}_D,$ 并且，又必须花费大量的计算量才能得到计算的反矩阵，造成权重计算单元540实际计算w ₁ 与w ₂ 的复杂度相当庞大。因此，以下本实施例将推导与说明另一种计算权重w ₁ 与w ₂ 的方法，以降低计算w ₁ 与w ₂ 的复杂度。

由于传送端所发出的信号d[m]为独立(independent)，并且在满足最小均方误差的条件下，上述接收向量y[m]的自相关函数矩阵

可表示：

$\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{\underset{\‾}{y}}}}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}}^T+{\mathrm{\σ}}_v^2{\underset{\‾}{\underset{\‾}{I}}}_{2F}---\left(10\right).$

其中，

表示上述高斯噪声的变异数(variance)，

表示维度为2F×2F的单位矩阵(identity matrix)。由于矩阵 $\underset{\‾}{\underset{\‾}{H}}=\left[\begin{array}{ccc}\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}& \underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}& 0\\ 0& \underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}& \underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}\end{array}\right],$ 因此，上述第(10)是可改写成：

$\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{\underset{\‾}{y}}}}=\left[\begin{array}{cc}\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}}^H+\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}}^H+{\mathrm{\σ}}_v^2{\underset{\‾}{\underset{\‾}{I}}}_F& \underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}}^H\\ \underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}}^H& \underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}}^H+\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}}^H+{\mathrm{\σ}}_v^2{\underset{\‾}{\underset{\‾}{I}}}_F\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{cc}\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{11}}}& \underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{12}}}\\ \underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{21}}}& \underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{22}}}\end{array}\right]---\left(11\right).$

其中，

与

分别为

的子矩阵(sub-matrix)，其值为 $\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{11}}}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{22}}}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}}^H+\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}}^H+{\mathrm{\σ}}_v^2{\underset{\‾}{\underset{\‾}{I}}}_F,$ $\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{21}}}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}}^H,$ $\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{12}}}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}}^H.$

利用区块反矩阵(block matrix inversion)运算的公式，上述第(11)式中的

的反矩阵

可表示为：

$\underset{\‾}{\underset{\‾}{{R_{\underset{\‾}{y}}}^{-1}}}=\left[\begin{array}{cc}\underset{\‾}{\underset{\‾}{{R_{11}}^{-1}}}+\underset{\‾}{\underset{\‾}{{R_{11}}^{-1}}}\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{12}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{S}}}^{-1}\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{21}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{11}}}}^{-1}& -{\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{11}}}}^{-1}\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{12}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{S}}}^{-1}\\ {\underset{\‾}{\underset{\‾}{S}}}^{-1}\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{21}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{11}}}}^{-1}& {\underset{\‾}{\underset{\‾}{S}}}^{-1}\end{array}\right]---\left(12\right).$

其中， $\underset{\‾}{\underset{\‾}{S}}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{22}}}-\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{21}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{11}}}}^{-1}\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{12}}}.$

由于本实施例中的

与

例如为特普利兹矩阵(Toeplitzmatrix)，可以推得上述

与

的结构为带状结构(bandedstructure)，且为特普利兹矩阵。由注[2]的文献可将上述

的子矩阵

与

近似为：

$\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{\mathrm{ij}}}}\≈F^H\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{\mathrm{ij}}}}F---\left(13\right).$

其中，

用以表示

与i，j为正整数，且1≤i，j≤2。

上述第(13)式中的为一对角矩阵(diagonal matrix)，其值为

其中，diag{x}表示一对角矩阵，其对角线元素由向量x的元素所组成。(·)₁表示以矩阵内第一列上的元素所组成的向量，

表示离散傅立叶转换(Discrete Fourier Transform，DFT)矩阵。其中，

表示对向量a进行离散傅立叶转换，

表示对向量a进行反离散傅立叶转换(Inverse Discrete Fourier Transform，IDFT)。

另外，上述

例如为近似于

的循环矩阵(circulant matrix)。举例来说，具有带状结构且为特普利兹矩阵的

例如表示为：

的近似循环矩阵

例如为：

上述离散傅立叶转换矩阵具有 $\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}}\×{\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}}}^H=\underset{\‾}{\underset{\‾}{I}}$ 的特性，并且，由上述第(13)可推导出：

${\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{\mathrm{ij}}}}}^{-1}\≈F^H{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{\mathrm{ij}}}}}^{-1}F---\left(14\right).$

将上述第(13)与(14)式代入第(12)式可得，

${\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{\underset{\‾}{y}}}}}^{-1}\≈\left[\begin{array}{cc}{F}^H\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{22}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}}^{-1}\right)F& F^H(-\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{12}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}}^{-1})F\\ F^H(-\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{21}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}}^{-1})F& F^H\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{11}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}}^{-1}\right)F\end{array}\right]---\left(15\right).$

其中， $\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{11}}}\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{22}}}-\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{21}}}\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{12}}},$ 并且

为一对角矩阵。

将上述的第(15)式代入上述第(9)式可得

${\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{w_1}}^T& {\underset{\‾}{w_2}}^T\end{array}\right]}^T={\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{\underset{\‾}{y}}}}}^{-1}\left(\begin{array}{c}\underset{\‾}{h_{2,D}}\\ \underset{\‾}{h_{1,D}}\end{array}\right)$

$\≈\left[\begin{array}{cc}{F}^H\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{22}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}}^{-1}\right)F& F^H(-\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{12}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}}^{-1})F\\ F^H(-\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{21}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}}^{-1})F& F^H\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{11}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}}^{-1}\right)F\end{array}\right]\left(\begin{array}{c}\underset{\‾}{h_{2,D}}\\ \underset{\‾}{h_{1,D}}\end{array}\right)---\left(16\right).$

将第(16)式展开后可得

$\underset{\‾}{w_1}\≈\mathrm{IDFT}\{\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{22}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}}^{-1}\right)\mathrm{DFT}\left\{\underset{\‾}{h_{2,D}}\right\}-\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{12}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}}^{-1}\right)\mathrm{DFT}\left\{\underset{\‾}{h_{1,D}}\right\}\}---\left(17\right).$

$\underset{\‾}{w_2}\≈\mathrm{IDFT}\{\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{11}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}}^{-1}\right)\mathrm{DFT}\left\{\underset{\‾}{h_{1,D}}\right\}-\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{21}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}}^{-1}\right)\mathrm{DFT}\left\{\underset{\‾}{h_{2,D}}\right\}\}---\left(18\right).$

上述DFT{·}表示离散傅立叶运算，IDFT{·}表示反离散傅立叶运算。在本实施例中，为了降低离散傅立叶运算DFT{·}与反离散傅立叶运算IDFT{·}的计算量，离散傅立叶运算DFT{·}与反离散傅立叶运算IDFT{·}也可以快速傅立叶转换(Fast Fourier Transform，FFT)与反快速傅立叶转换(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)实施。利用(11)式 $\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{11}}}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{22}}}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}}^H+\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}}^H+{\mathrm{\σ}}_v^2{\underset{\‾}{\underset{\‾}{I}}}_{2F}$ 及 $\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{12}}}={\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{21}}}}^H+\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}}^H,$ 上述第(17)与(18)式可简化并重写为

$\underset{\‾}{w_1}\≈\mathrm{IDFT}\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{{\mathrm{\Λ}}_A}}\mathrm{DFT}\left\{\underset{\‾}{h_{2,D}}\right\}+\underset{\‾}{\underset{\‾}{{\mathrm{\Λ}}_C}}\mathrm{DFT}\left\{\underset{\‾}{h_{1,D}}\right\}\}---\left(19\right).$

$\underset{\‾}{w_2}\≈\mathrm{IDFT}\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{{\mathrm{\Λ}}_A}}\mathrm{DFT}\left\{\underset{\‾}{h_{1,D}}\right\}+{\underset{\‾}{\underset{\‾}{{\mathrm{\Λ}}_C}}}^H\mathrm{DFT}\left\{\underset{\‾}{h_{2,D}}\right\}\}---\left(20\right).$

其中， $\underset{\‾}{\underset{\‾}{{\mathrm{\Λ}}_A}}=\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{11}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}}^{-1}\right)$ 与 $\underset{\‾}{\underset{\‾}{{\mathrm{\Λ}}_C}}=(-\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{12}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}}^{-1})$ 皆为对角矩阵。

由上述(19)与(20)式可知，透过傅立叶转换，计算权重w ₁ 与w ₂ 时，不再需要计算的反矩阵以及将与 ${\left(\begin{array}{c}\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}\\ \underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}\end{array}\right)}_D$ 相乘，只需计算对角线矩阵

与的值以及计算傅立叶转换与反傅立叶转换。

为了使本领域具通常知识者可以透过本实施例实施本发明，以下依据上述第一权重与第二权重的数学推导，提出本实施例的权重计算单元540内部的系统方块图。图6绘示为本发明实施例的权重计算单元540的系统方块图。请参考图6，权重计算单元540包括导向向量(Steering vector)生成单元610、相关矩阵生成单元620、循环矩阵生成单元630、傅立叶计算单元640、增益系数计算单元650、乘法计算单元660以及反傅立叶计算单元670。

在权重计算单元540中的导向向量生成单元610与相关矩阵生成单元620接收到通道估测单元530所估测出第一群集Cluster1的延迟路径的通道增益h[0]，h[1]，...，h[W-1]与第二群集Cluster2的延迟路径的通道增益h[K]，h[K+1]，...，h[K+W-1]。导向向量生成单元610利用第一群集Cluster1的延迟路径的增益h[0]，h[1]，...，h[W-1]组成一第一导向向量，也就是上述h _1，D ，并利用第二群集Cluster 2的延迟路径的增益h[K]，h[K+1]，...，h[K+W-1]组成一第二导向向量，也就是上述h _2，D 。

相关矩阵生成单元620利用第一群集Cluster 1的延迟路径的增益h[0]，h[1]，...，h[W-1]以及第二群集Cluster 2的延迟路径的增益h[K]，h[K+1]，...，h[K+W-1]，计算出一第一相关矩阵

与一第二相关矩阵

并由上述第(11)式可知， $\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{11}}}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}}^H+\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}}^H+{\mathrm{\σ}}_v^2{\underset{\‾}{\underset{\‾}{I}}}_F,\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{12}}}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}}^H.$

循环矩阵生成单元630耦接相关矩阵生成单元620，计算第一相关矩阵

的近似循环矩阵以及计算第二相关矩阵

的近似循环矩阵

近似循环矩阵为

与

的计算方式例如为上述

另外，循环矩阵生成单元630分别以循环矩阵

与中的第一列上元素作为第一近似向量与第二近似向量

并输出

与

至傅立叶计算单元640。由于在本实施例中循环矩阵生成单元630例如是输出近似循环矩阵

与

中的第一列上元素作为近似向量与因此，循环矩阵生成单元630只需计算出近似循环矩阵

与

中的第一列上元素，可以不需计算出似循环矩阵

与

中所有的元素。

傅立叶计算单元640接收第一导向向量h _1，D 、第二导向向量h _2，D 、第一近似向量

与第二近似向量

并分别对第一导向向量h _1，D 、第二导向向量h _2，D 、第一近似向量

与第二近似向量表示为进行傅立叶转换，得到DFT{h _1，D }、DFT{h _2，D }、

与

并且，傅立叶计算单元640输出转换后的导向向量DFT{h _1，D }与DFT{h _2，D }至乘法计算单元660。

同时，傅立叶计算单元640利用转换后的第一近似向量

组成一第一对角矩阵

输出至增益系数计算单元650，并且，傅立叶计算单元640利用转换后的第二近似向量

组成一第二对角矩阵

输出至增益系数计算单元650。其中，第一对角矩阵

的值例如表示为 $\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{11}}}=\mathrm{diag}\left\{\mathrm{DFT}{\{\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{S_{11}}}\right)}_1\right\}\},$ 而第二对角矩阵的值例如表示为 $\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{12}}}=\mathrm{diag}\left\{\mathrm{DFT}\right\{{\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{S_{12}}}\right)}_1\}\}.$

增益系数计算单元650计算第一系数矩阵

与一第二系数矩阵

并输出至乘法计算单元660。其中第一系数矩阵

的值例如为上述的 $\underset{\‾}{\underset{\‾}{{\mathrm{\Λ}}_A}}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{11}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}}^{-1},$ 第二系数矩阵

的值例如为上述的 $\underset{\‾}{\underset{\‾}{{\mathrm{\Λ}}_C}}=-\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{12}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}}^{-1},$ 而 $\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{11}}}\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{11}}}-\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{12}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{12}}}}^H.$

乘法计算单元660计算第一系数矩阵

与DFT{h _2，D }的乘积

第二系数矩阵

与DFT{h _1，D }的乘积

以及第一系数矩阵

与DFT{h _1，D }的乘积

并且，计算第二系数矩阵

的共轭转置

与DFT{h _2，D }的乘积

并将所计算出的乘积输出至反傅立叶计算单元670。

最后，反傅立叶计算单元670对上述乘积

与

的总和进行反傅立叶转换，以得到第一权重w ₁ ，并对上述乘积

与

的总和进行反傅立叶转换，以得到该些第二权重

。而第一权重w ₁ 的值例如为上述第(19)式，第二权重

例如为上述第(20)式。

由上述权重计算单元540以及上述计算第一权重w ₁ 与第二权重的数学式可知，本实施例所计算出的第一权重w ₁ 不仅是考虑第一群集Cluster 1的延迟路径，也同时考虑第二群集Cluster 2的延迟路径，同样地，第二权重

计算时也是同时考虑第一群集Cluster 1与第二群集Cluster 2的延迟路径所得。进一步来说，由于上述的第一权重w ₁ 与第二权重

同时考虑第二群集Cluster 2的延迟路径，因而使得第一均衡器510与第二均衡器520也能够同时降低接收信号r[m]中来自不同群集的干扰。

另外，在上述图5的实施例中，虽然第一均衡器510与第二均衡器520例如是以FIR的架构作为举例，但本领域具有通常知识者应当知道，第一均衡器510与第二均衡器520还可以是IIR或其它种类的滤波器架构。另外，权重计算单元540与通道估测单元530虽然配置为两个分开的组件，但本领域具有通常知识者应当知道权重计算单元540与通道估测单元530也可配置于同一组件之内。

由上述图5中的均衡装置505的操作可以归纳出一均衡方法，如图7所示。图7绘示为本发明实施例的均衡方法流程图。请参考图5与图7，首先，均衡装置505接收经由传送端发出且经由传输通道的接收信号r[m](步骤S710)。然后，通道估测单元530估测出传输通道中的第一群集Cluster 1与第二群集Cluster 2对应的多个延迟路径的增益(步骤S720)。

接着，权重计算单元540利用第一群集Cluster 1与第二群集Cluster2对应的多个延迟路径的增益，计算第一权重w_1，0，w_1，1，w_1，2，...，w_1，F-1与第二权重w_2，0，w_2，1，w_2，2，...，w_2，F-1(步骤S730)。在本实施例中，计算第一权重w_1，0，w_1，1，w_1，2，...，w_1，F-1与第二权重w_2，0，w_2，1，w_2，2，...，w_2，F-1的方法可以是利用上述的第(9)式，也可以是利用上述降低复杂度后的第(19)与(20)式。

接下来，第一均衡器510依据第一权重w_1，0，w_1，1，w_1，2，...，w_1，F-1，对接收信号r[m]进行均衡运算后，得到一第一均衡信号(步骤S640)。第二均衡器520将依据第二权重w_2，0，w_2，1，w_2，2，...，w_2，F-1，对接收信号r[m]进行均衡运算后，得到一第二均衡信号(步骤S750)。本实施例中，由于第二均衡器520被规划用以通道中第二群集Cluster 2的干扰，并且，由于第二群集Cluster 2与第一群集Cluster 1之间的延迟时间的差值为K个单位时间，因此，在步骤S750中，群集延迟单元521先将接收信号r[m]延迟K个单位时间后，输出一群集延迟信号r[m-K]至第二均衡器520，第二均衡器520再进行均衡运算。最后，结合单元550结合第一均衡信号与第二均衡信号，并输出结合信号q[m](步骤S760)。

以下发明人以软件的模拟上述图5的接收器的效能，并假设图5的接收器应用于CDMA系统，而解调制单元560为一耙式接收器(Rakereceiver)，而上述单位时间T为一码片时间T_C，并假设传输通道以丘陵地带作为通道模型。图8绘示为在固定传输功率与干扰能量比值(I_or/I_oc)固定下，不同码片能量与传输功率比值E_C/I_or下的错误率趋势图。请参考图8，其横坐标为码片能量与传输功率比值E_C/I_or，且单位为dB，纵坐标为位元错误率(Bit Error Rate)与区块错误率(BlockError Rate)。图8中包含4种不同的曲线S1～S4。其中，S1为未使用均衡装置的接收器，也就是单纯的耙式接收器。S2为具有单一均衡器的接收器(如图1所示)，其均衡器的长度F＝64。S3为具有单一均衡器的接收器(如图1所示)，其均衡器的长度F＝256。S4为图5实施例的接收器，其中第一均衡器与第二均衡器的长度F＝32。由上述图8可观察出本发明实施例的接收器与F＝64的单一均衡器的接收器具有相同的硬件复杂度，但是，本发明实施例的接收器的效能明显地优于F＝64的单一均衡器的接收器。另外，就算单一均衡器的长度增加至F＝256时，其接收器效能仍然明显低于本发明实施例。

在实际的无线通道中，由于接收器(例如手机或PDA等等)将会移动或是周遭环境中的物体移动，因而造成接收器所面临的传输通道不断地改变。换句话说，传输通道中的群集个数也会随通道环境改变，或者是第一群集Cluster 1与第二群集Cluster 2之间的延迟时间差值改变，因此，本实施例可应用目前的路径搜寻技术，来找出群集之间延迟时间的差值。举例来说，目前的多路径搜寻器(Multi-Path Searcher，MPS)在每间隔一段时间扫描传输通道，以得到通道功率延迟剖面图(channel power delay profile)。而本实施例可利用多路径搜寻器来找出第一群集Cluster 1与第二群集Cluster 2之间的延迟时间差值，来调整上述实施例中的群集延迟单元521中的K值，以应付不同的传输通道。举例来说，当路径搜寻器搜寻出第一群集Cluster 1与第二群集Cluster 2之间的延迟时间相差10个单位时间时，接收器例如将群集延迟单元521中的K设为10。

另外，为了搭配不同的传输通道，图5的实施例也可设计如图9与图10。请先参考图9，接收器900内的组件操作类似于图5的接收器500，故类似部分不再详加赘述。而图8的接收器900加入一多路径搜寻器570与一开关580，其耦接关系如图9所示。当多路径搜寻器570侦测出传输通道的群集个数，当传输通道的群集个数为1时，换句话说，此时的传输通道只有第一群集Cluster 1时，将使开关580为断开状态，使第二均衡器520关闭，使均衡装置505如同传统的均衡器。当传输通道的群集个数大于1时，将使开关580为接通状态，以开启第二均衡器520，换句话说，此时接收器900的操作如同上述图5实施例。

请继续参考图10，接收器1000内的组件操作类似于图5的接收器500，故类似部分不再详加赘述。而图10的接收器1000加入一多路径搜寻器570与一切换单元590，其耦接关系如图10所示。其中，切换单元590的第一输入端耦接至群集延迟单元521，而其第二输入端耦接至另一天线，其输出端耦接于第二均衡器520。当多路径搜寻器570侦测出传输通道的群集个数，当传输通道的群集个数为1时，切换单元590的输入端将耦接至另一天线，将另一天线所接收的信号输出至第二均衡器520。而此时第二均衡器520所接收的信号，并未经过群组延迟单元521，而是来自另一天线所接收的信号，因此，此时的第二均衡器520还可以引进空间分集(spatial diversity)的技术，以提高接收器的效能。另外，当传输通道的群集个数大于1时，切换单元590的输入端将耦接至群集延迟单元521，使接收器1000的操作相同于图5的实施例。

另外，上述图10虽引用了另一天线，但本领域具通常知识者应当知道，上述接收器1000也可以如图5一样，只使用一个天线，也就是说，当传输通道的群集个数为1，切换单元590的第二输入端与第一均衡器510皆同样接收到来自于同一个天线的接收信号r[m]。而第一均衡器510与第二均衡器520对同一个接收信号r[m]进行均衡。

以上述图9的实施例可归纳出一均衡方法，如图11所示。请参考图11，首先，接收器接收900经由传送端发出且经由传输通道的接收信号r[m](步骤S1110)。接着，多路径搜寻器570搜寻传输通道的多个路径，以判断传输通道的群集个数是否大于1(步骤S1115)。若多路径搜寻器570所搜寻出的群集个数大于1时，则进行步骤S1120～S1160，而步骤S1120～S11060相同于图7中的步骤S720～S760，故不详加赘述。

反之，当多路径搜寻器570所搜寻出的群集个数等于1时，则估测传输通道中的第一群集对应的延迟路径的增益(步骤S1170)。接着，以第一群集对应的延迟路径的增益进行最小均方误差演算，以得到多个第一权重w_1，0，w_1，1，w_1，2，...，w_1，F-1(步骤S1180)。依据第一权重w_1，0，w_1，1，w_1，2，...，w_1，F-1，对接收信号进行均衡运算后，得到一第一均衡信号(步骤S1185)。最后，以第一均衡信号作为结合信号q[m]，并输出结合信号q[m](S1190)。

综上所述，本实施因采用两个均衡器分别均衡不同群集的延迟路径下的接收信号，同时，两个均衡器的权重在最小均方误差的准则下，皆以整个通道的增益进行计算而得，使得两个均衡器能够大大降低整个通道中的不同群集的干扰，而不需要加大均衡器的长度。并且，本实施例又引用了傅立叶转换，来降低第一均衡器与第二均衡器的复杂度，使得本发明在提高接收器效能时，也可以降低计算的复杂度。

虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视后附的权利要求范围所界定者为准。

注[2]：Zhang，J.Bhatt，T.and Mandyam，G.，“Efficient Linear Equalizationfor High Data Rate Downlink CDMA Signaling，”proc.of 37^th IEEEAsilomar Conference on signals，Systems，and computers，Monterey，CA，pp.141-145，vol.1，Nov.2003.

Claims (14)

1.一种均衡装置，接收来自一传送端经由一传输通道的一接收信号，该传输通道具有多个延迟路径，该些延迟路径至少具有一第一群集与一第二群集，该均衡装置包括：

一通道估测单元，用以估测该第一群集对应的该些延迟路径的增益以及该第二群集对应的该些延迟路径的增益；

一权重计算单元，以该第一群集与该第二群集对应的该些延迟路径的增益进行一最小均方误差演算，以得到多个第一权重与多个第二权重；

一第一均衡器，用以依据该些第一权重，对该接收信号进行均衡运算后，得到一第一均衡信号；以及

一第二均衡器，用以依据该些第二权重，对该接收信号进行均衡运算后，得到一第二均衡信号。

2.如权利要求1所述的均衡装置，更包括：

一结合单元，用以结合该第一均衡信号与该第二均衡信号，并输出一结合信号。

3.如权利要求1所述的均衡装置，其中该通道估测单元具有一通道估测窗口，表示为W，该通道估测单元所估测出的该第一群集对应的该些延迟路径的增益表示为h[0]，h[1]，...，h[W-1]，该通道估测单元所估测出的该第二群集对应的该些延迟路径的增益表示为h[K]，h[K+1]，...，h[K+W-1]，该第一群集与该第一群集之间的延迟时间差值表示为K，该些第一权重分别表示为w_1，0，w_1，1，w_1，2，...，w_1，F-1，该些第二权重分别表示为w_2，0，w_2，1，w_2，2，...，w_2，F-1，时间索引m对应的该接收信号表示为r[m]，而该权重计算单元利用 ${\left[\begin{array}{cc}{\underset{\‾}{w_1}}^T& {\underset{\‾}{w_2}}^T\end{array}\right]}^T={\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{\underset{\‾}{y}}}}}^{-1}{\left(\begin{array}{c}\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}\\ \underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}\end{array}\right)}_D,$ 计算出该些第一权重与该些第二权重，其中，上标T表示矩阵转置运算，上标-1表示反矩阵运算，w ₁ ＝[w_1，0 w_1，1…w_1，F-1]^T，w ₂ ＝[w_2，0 w_2，1…w_2，F-1]^T，

为一接收向量y[m]的自相关函数矩阵，该接收向量y[m]＝(r ^T[m] r ^T[m-K])^T，r[m]＝(r[m]r[m-1]，..r[m-F+1])^T，r[m-K]＝(r[m-K]r[m-K-1]…r[m-K-F+1])^T，

$,{\left(\begin{array}{c}\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}\\ \underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}\end{array}\right)}_D$ 表示

与第D列的元素所堆叠的向量，D为小于或等于F+W-1的任意正整数。

4.如权利要求3所述的均衡装置，其中该权重计算单元利用

$\underset{\‾}{\underset{\‾}{w_1}}\≈\mathrm{IDFT}\{\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{22}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}}^{-1}\right)\mathrm{DFT}\left\{h_{2,D}\right\}-\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{12}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}}^{-1}\right)\mathrm{DFT}\left\{h_{1,D}\right\}\}$ 以及

$\underset{\‾}{\underset{\‾}{w_2}}\≈\mathrm{IDFT}\{\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{11}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}}^{-1}\right)\mathrm{DFT}\left\{h_{1,D}\right\}-\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{21}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}}^{-1}\right)\mathrm{DFT}\left\{h_{2,D}\right\}\},$ 计算该些第一权重与该些第二权重，其中，IDFT表示反离散傅立叶转换，DFT表示离散傅立叶转换，

与

表示为一对角矩阵

其值为 $\mathrm{diag}\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}}\·{\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{S_{\mathrm{ij}}}}\right)}_1\},$ i，j为正整数，且1≤i，j≤2，diag{x}表示一对角矩阵，其对角线元素由向量x的元素所组成，(·)₁表示以矩阵内第一列上的元素组成的向量，

表示离散傅立叶转换矩阵，

为近似于

的循环矩阵， $\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{\mathrm{ij}}}}\∈\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{11}}},\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{12}}},\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{21}}},\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{22}}}\},$ $\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{11}}}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{22}}}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}}^H+\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}}^H+{\mathrm{\σ}}_v^2{\underset{\‾}{\underset{\‾}{I}}}_F,$ $\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{12}}}={\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_{21}}}}^H+\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}}^H,$

表示该传输通道中的高斯噪声的变异数，

表示维度为F×F的单位矩阵。

5.如权利要求3所述的均衡装置，其中该权重计算单元利用

$\underset{\‾}{w_1}\≈\mathrm{IDFT}\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{{\mathrm{\Λ}}_A}}\mathrm{DFT}\left\{\underset{\‾}{h_{2,D}}\right\}+\underset{\‾}{\underset{\‾}{{\mathrm{\Λ}}_C}}\mathrm{DFT}\left\{\underset{\‾}{h_{1,D}}\right\}\}$ 以及

$\underset{\‾}{w_2}\≈\mathrm{IDFT}\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{{\mathrm{\Λ}}_A}}\mathrm{DFT}\left\{\underset{\‾}{h_{1,D}}\right\}+{\underset{\‾}{\underset{\‾}{{\mathrm{\Λ}}_C}}}^H\mathrm{DFT}\left\{\underset{\‾}{h_{2,D}}\right\}\},$ 计算该些第一权重与该些第二权重，其中，IDFT表示反离散傅立叶转换，DFT表示离散傅立叶转换， $\underset{\‾}{\underset{\‾}{{\mathrm{\Λ}}_A}}=\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{11}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}}^{-1}\right)$ 与 $\underset{\‾}{\underset{\‾}{{\mathrm{\Λ}}_C}}=(-\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{12}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}}^{-1})$ 皆为对角线矩阵，其中 $\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{11}}}\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{11}}}-\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{12}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{12}}}}^H,$ 且 $\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{11}}}=\mathrm{diag}\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}}\·{\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{S_{11}}}\right)}_1\}$ $\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{12}}}=\mathrm{diag}\{\underset{\‾}{\underset{\‾}{F}}\·{\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{S_{12}}}\right)}_1\}$ diag{x}表示一对角矩阵，其对角线元素由向量x的元素所组成，(·)₁表示以矩阵内第一列上元素组成的向量，表示离散傅立叶转换矩阵，

与

为近似于

与

的循环矩阵， $\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{11}}}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}}^H+\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}}^H+{\mathrm{\σ}}_v^2{\underset{\‾}{\underset{\‾}{I}}}_F,$ $\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{12}}}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}}^H,$

表示该传输通道中的高斯噪声的变异数，

表示维度为F×F的单位矩阵。

6.如权利要求3所述的均衡装置，其中该权重计算单元包括：

一导向向量生成单元，利用该通道估测单元所估测出的该些延迟路径的增益h[0]，h[1]，...，h[W-1]组成一第一导向向量，并利用该通道估测单元所估测出的该些延迟路径的增益h[K]，h[K+1]，...，h[K+W-1]组成一第二导向向量，其中该第一导向向量为矩阵

中的第D列上的元素所组成的向量，表示为h _1，D ，该第二导向向量为矩阵

中的第D列上的元素所组成的向量，表示为h _2，D ；

一相关矩阵生成单元，用以计算一第一相关矩阵与一第二相关矩阵，其中该第一相关矩阵表示为

该第二相关矩阵表示为

其值为 $\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{11}}}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}}^H+\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}}^H+{\mathrm{\σ}}_v^2{\underset{\‾}{\underset{\‾}{I}}}_F,$ $\underset{\‾}{\underset{\‾}{R_{12}}}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_2}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{H_1}}}^H,$ 表示该传输通道中的高斯噪声的变异数，

表示维度为F×F的单位矩阵；

一循环矩阵生成单元，用以计算一第一近似向量与一第二近似向量，其中该第一近似向量为该第一相关矩阵

的近似循环矩阵中的第一列上元素组成的向量，该第一相关矩阵

的近似循环矩阵表示为

该第一近似向量表示为

该第二近似向量为该第二相关矩阵

的近似循环矩阵中的第一列上元素组成的向量，该第二相关矩阵

的近似循环矩阵表示为该第二近似向量表示为(·)₁表示以矩阵内第一列上元素作为向量；

一傅立叶计算单元，用以分别对该第一导向向量h _1，D 、该第二导向向量h _2，D 、该第一近似向量与该第二近似向量

进行傅立叶转换，以得到DFT{h _1，D }、DFT{h _2，D }、

与

并利用

组成一第一对角矩阵，利用

组成一第二对角矩阵，其中，该第一对角矩阵表示为

其值为 $\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{11}}}=\mathrm{diag}\left\{\mathrm{DFT}{\{\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{S_{11}}}\right)}_1\right\}\},$ 该第二对角矩阵表示为

其值为 $\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{12}}}=\mathrm{diag}\left\{\mathrm{DFT}\right\{{\left(\underset{\‾}{\underset{\‾}{S_{12}}}\right)}_1\}\},$ DFT表示离散傅立叶转换；

一增益系数计算单元，用以计算一第一系数矩阵与一第二系数矩阵，其中该第一系数矩阵表示为

其值为 $\underset{\‾}{\underset{\‾}{{\mathrm{\Λ}}_A}}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{11}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}}^{-1},$ 该第二系数矩阵表示为其值为 $\underset{\‾}{\underset{\‾}{{\mathrm{\Λ}}_C}}=-\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{12}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}}^{-1},$ $\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_S}}=\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{11}}}\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{11}}}-\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{12}}}{\underset{\‾}{\underset{\‾}{D_{12}}}}^H;$

一乘法计算单元，用以计算该第一系数矩阵

的乘积

该第二系数矩阵

与的乘积

和该第一系数矩阵

与

的乘积

并计算该第二系数矩阵的共轭转置

与

的乘积

以及

一反傅立叶计算单元，用以对上述乘积

与

的总和进行反傅立叶转换，以得到该些第一权重w ₁ ，并对上述乘积

与

的总和进行反傅立叶转换，以得到该些第一权重

7.如权利要求1所述的均衡装置，其中，时间索引m对应的该接收信号表示为r[m]，该均衡装置更包括：

一群集延迟单元，用以将该接收信号r[m]延迟K个一单位时间后，得到一群集延迟信号r[m-K]。

8.如权利要求7所述的均衡装置，其中该些第一权重的个数为F，该些第一权重分别表示为w_1，0，w_1，1，w_1，2，...，w_1，F-1，该第一均衡器包括：

多个第一延迟单元，用以依序将该接收信号r[m]延迟该单位时间后，分别输出多个第一延迟信号，该些第一延迟信号表示为r[m-1]，r[m-2]，...，r[m-F+1]；

多个第一乘法单元，用以将该接收信号r[m]与该些第一延迟信号r[m-1]，r[m-2]，...，r[m-F+1]分别乘以该些第一权重的共轭w_1，0 ^*，w_1，1 ^*，w_1，2 ^*，...，w_1，F-1 ^*后，得到多个第一乘法信号，表示为w_1，0 ^*·r[m]，w_1，1 ^*·r[m-1]，w_1，2 ^*·r[m-2]，...，w_1，F-1 ^*·r[m-F+1]；

以及

一第一加法器，用以将该些第一乘法信号w_1，0 ^*·r[m]，w_1，1 ^*·r[m-1]，w_1，2 ^*·r[m-2]，...，w_1，F-1 ^*·r[m-F+1]相加后，得到该第一均衡信号。

9.如权利要求8所述的均衡装置，其中该些第二权重的个数为F，该些第二权重分别表示为w_2，0，w_2，1，w_2，2，...，w_2，F-1，该第二均衡器包括：

多个第二延迟单元，用以依序将该群集延迟信号r[m-K]延迟该单位时间后，分别输出多个第二延迟信号，该些第二延迟信号表示为r[m-K-1]，r[m-K-2]，...，r[m-K-F+1]；

多个第二乘法单元，用以将该群集延迟信号r[m-K]与该些第二延迟信号r[m-K-1]，r[m-K-2]，...，r[m-K-F+1]分别乘以该些第二权重的共轭w_2，0 ^*，w_2，1 ^*，w_2，2 ^*，...，w_2，F-1 ^*后，得到多个第二乘法信号，表示为w_2，0 ^*·r[m-K]，w_2，1 ^*·r[m-K-1]，w_2，2 ^*·r[m-K-2]，...，w_1，F-1 ^*·r[m-K-F+1]；以及

一第二加法器，用以将该些第二乘法信号w_2,0 ^*·r[m-K]，w_2,1 ^*·r[m-K-1]，w_2，2 ^*·r[m-K-2]，...，w_1，F-1 ^*·r[m-K-F+1]相加后，得到该第二均衡信号。

10.如权利要求7所述的均衡装置，更包括：

一多路径搜寻器，用以搜寻出该传输通道中的该些延迟路径，并依据该些延迟路径的延迟时间，判断该传输通道中的群集个数。

11.如权利要求10所述的均衡装置，其中该多路径搜寻器更包括用以搜寻该第一群集与该第二群集之间的延迟时间的差值，表示为K。

12.如权利要求10所述的均衡装置，更包括：

一开关，其一端接收该接收信号，其另一端耦接至该群集延迟单元，用以当该多路径搜寻器判断出该传输通道中的群集个数为1时，使该开关为断开状态，当该多路径搜寻器判断出该传输通道中的群集个数大于1时，使该开关为接通状态。

13.如权利要求10所述的均衡装置，更包括：

一切换单元，具有一第一输入端、一第二输入端与一输出端，其该第一输入端接收该群集延迟信号r[m-K]，其该第二输入端接收该接收信号r[m]，其输出端耦接至该第二均衡器，用以当该多路径搜寻器判断出该传输通道中的群集个数为1时，则该切换单元的该第二输入端耦接至该输出端，当该多路径搜寻器判断出该传输通道中的群集个数大于1时，则该切换单元的该第一输入端耦接至该输出端。

14.一种接收器，接收来自一传送端经由一传输通道的一接收信号，该传输通道具有多个延迟路径，该些延迟路径至少具有一第一群集与一第二群集，该接收器包括：

一通道估测单元，用以估测该第一群集对应的该些延迟路径的增益以及该第二群集对应的该些延迟路径的增益；

一权重计算单元，以该第一群集与该第二群集对应的该些延迟路径的增益进行一最小均方误差演算，以得到多个第一权重与多个第二权重；

一第一均衡器，用以依据该些第一权重，对该接收信号进行均衡运算后，得到一第一均衡信号；

一第二均衡器，用以依据该些第二权重，对该接收信号进行均衡运算后，得到一第二均衡信号；

一结合单元，用以结合该第一均衡信号与该第二均衡信号，并输出一结合信号；以及

一解调制单元，用以将该结合信号解调制后，输出一数字信号。

Images