CN101471911A - 快变信道环境中ofdm系统的发送和接收装置 - Google Patents

Abstract

一种OFDM系统的发射机，包括插入CRC单元(202)，前向纠错编码单元(204)，交织单元(206)，数字调制单元(208)，插入导频单元(210)，N点的IFFT变换单元(212)，加入CP单元(216)，还包括位于N点的IFFT变换单元(212)和加入CP单元(216)之间的信号变换单元(214)。发送端根据接收端所反馈的信道多普勒参数自适应的选择导频插入方法和信号变换方法，在接收端根据信令选择带通滤波器的通带范围。本发明所述方法能够在快速变化的信道环境中实现OFDM更优的传输性能。并具有较好的系统性能和较低的实现代价。

Description

快变信道环境中OFDM系统的发送和接收装置

技术领域

本发明涉及高速移动环境中信息的无线传输系统，特别涉及快变信道环境中OFDM系统的发送和接收装置。

背景技术

随着无线传输技术、多媒体技术和Internet的逐渐融合，人们对无线通信业务的类型、数据速度和质量的要求越来越高；随着信息化社会和交通工具的发展，人们对快速移动环境下的无线通信的需求越来越多。为满足无线多媒体高速数据速率的传输要求和快变信道条件下的应用需求，需要开发新一代无线通信系统，如IMT—Advanced系统规划中，就需要支持最高1Gbps的数据速率和超过250km/h的移动速度。

在新一代无线传输系统中，从系统架构到传输技术，将广泛采用一些新的技术，如OFDM等。OFDM把无线信道分成许多正交子信道，即把整个宽带频率选择性信道被分成许多相对平坦的子信道，同时，在每个OFDM符号前插入循环前缀(CP)作为保护间隔(GI)，解决了符号间的干扰(ISI)问题，正是由于OFDM抗多径能力强等优点，它已在DAB、DVB、WLAN和WMAN等系统中得到成功应用，且普遍认为它是新一代无线通信系统的核心技术，如在LTE、IMT—Advanced等系统中，均是以OFDM作为核心技术。

在OFDM系统设计过程中，子信道之间的间隔的设计需要着重考虑的因素是快变信道的影响，这是因为正交的子信道之间是存在混迭，子信道之间的间隔需要尽量小以保证高的频谱利用率，然而，快变信道引入的频率偏移会造成子信道之间的干扰(ICI)，并且随着子信道之间间隔的减小，ICI会变得更加严重，因此为了使设计的系统能够在快变信道环境下有效工作，需要设计足够大的子信道间隔。

现有的技术方法是通过理论推导得到一个近似的ICI功率和Doppler频率之间的关系式，在最大允许的Doppler频率条件下，选择一个合适的子信道之间的间隔，使得ICI的功率能够维持在一个较低的水平之下。

在移动环境中，诸如在汽车或火车中，ICI随着车辆速度的增加而增加，并且当高于设计时速时，如果没有保护措施，就不能进行数据检测。

现有的技术一般是选定一个子信道之间的间隔，在系统工作过程中，这个子信道之间的间隔保持固定不变，如LTE中子信道之间的间隔固定为15kHz。这种方案对简化系统实现是有益的，但是在快变信道条件下，系统的吞吐量是很低的。

其它技术是根据接收端反馈回来的Doppler参数，来自适应的调整子信道之间的间隔，同时需要自适应的改变IFFT和FFT的信号点数，实现上非常复杂，或者说目前是不能实现的。

另外一类技术是通过在接收端对接收信号进行频域的均衡，即通过发送导频序列，估计出ICI的所有参数，然后参照时域均衡的原理，对受到ICI干扰的频域信号进行去干扰处理，这种方法的主要问题是复杂度高，并且因为Doppler效果的随机性，这种方法的效果不明显。

发明内容

本发明的目的在于提供一种能够在快变信道环境中提供较好性能的OFDM系统的发送和接收方法。

为实现上述目的，一种OFDM系统的发射机，包括插入CRC单元202，前向纠错编码单元204，交织单元206，数字调制单元208，插入导频单元210，N点的IFFT变换单元212，加入CP单元216，还包括位于N点的IFFT变换单元212和加入CP单元216之间的信号变换单元214。

发送端根据接收端所反馈的信道多普勒参数自适应的选择导频插入方法和信号变换方法，在接收端根据信令选择带通滤波器的通带范围。本发明所述方法能够在快速变化的信道环境中实现OFDM更优的传输性能。并具有较好的系统性能和较低的实现代价。

附图说明

图1是信号变换原理图；

图2是发射机框图；

图3是传统OFDM的导频图样；

图4是本发明的导频图样；

图5是CP插入方法；

图6是接收机框图；

图7是信令结构图；

图8是BER仿真结果；

图9是BLER仿真结果。

具体实施方式

为了对抗OFDM系统在快速移动环境下Doppler引入的ICI，本发明提出了一种OFDM系统的发送方法。发射机如图2所示。图2给出了根据本发明构成的OFDM系统的发射机的框图。在发送端200，输入的信息流经过插入CRC单元202，前向纠错编码单元204，交织单元206，数字调制单元208，插入导频单元210，N点的IFFT变换单元212，信号变换单元214，加入CP单元216后，经过射频单元和天线单元(未示出)把信号发射到无线信道中。其中，本发明中的插入CRC单元202、前向纠错编码单元204、交织单元206、数字调制单元208、N点的IFFT变换单元212和传统的OFDM系统没有差别，但是插入导频单元210和加入CP单元216有特殊的设计，而信号变换单元214是本发明所特有的。

导频的设计：为了保持与传统OFDM系统相类似的导频结构，本发明采用时频二维平面上的梳型导频结构。传统OFDM系统的导频如图3所示。本发明的导频如图4所示。本发明的导频与传统OFDM系统的导频在数量上是相同的，不同的是本发明的导频在子信道方向上是两个一组的(但不排除四个、八个或其他数目为一组)，所以本发明的导频间隔要比传统OFDM系统的导频间隔大。

信号变换：信号变换的框图如图1所示。N点IFFT变换单元212输出的N个信号S(0)，S(1)，…，S(N-1)首先分别同时乘上一个常数

然后两两进行线性合并操作(但不排除四个、八个或其他数目个信号进行合并操作)，即

$X\left(k\right)=\frac{\sqrt{2}}{2}[S\left(k\right)+S(k+\frac{N}{2})],k=\mathrm{0,1},\·\·\·,\frac{N}{2}-1$

(1)

$X\left(k\right)=\frac{\sqrt{2}}{2}[S\left(k\right)-S(k-\frac{N}{2})]\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}k},k=\frac{N}{2},\frac{N}{2}+1,\·\·\·,N-1---\left(2\right)$

就可以得到信号变换后的信号X(0)，X(1)，…，X(N-1)。

加入CP：CP的加入方式如图5所示。信号X(0)，X(1)，…，X(N-1)被分割成两段(但不排除分割为四段、八段或其他数目个段)，每段分别加上CP，即CP1为X(0)，X(1)，…，X(N/2-1)的最后CP1长度个采样值，CP2为X(N/2)，X(N/2+1)，…，X(N-1)的最后CP2长度个采样值。

为了适应于本发明提出的OFDM系统的发送方法，本发明还提出了OFDM系统的接收方法。接收机如图6所示。图6给出了根据本发明构成的OFDM系统的接收机的框图。在接收端600，射频单元接收到的信息流经过带通滤波单元602，去掉CP单元604，N/2点的FFT变换单元606，然后抽出导频序列送入信道估计单元608做信道估计，数据序列和估计的信道同时送入信号检测单元610，再经过数字解调单元612，解交织单元614，前向纠错译码单元616，最后通过CRC校验单元618判断数据接收是否正确。其中，本发明中的CRC校验单元618、前向纠错译码单元616、解交织单元614、数字解调单元612、信号检测单元610、信道估计单元608、N/2点的FFT变换单元606、去掉CP单元604、带通滤波单元602虽然形式上和传统的OFDM系统没有差别，但是再整体配置上是有差别的，差别在于(1)带通滤波单元602的通带带宽为[fc-B/2，fc+B/2]，其中fc为载波频率，B为系统带宽；(2)去掉CP单元604包含连续两次去掉CP；(3)N/2点的FFT变换单元606包含连续两次FFT；(4)解交织单元614是对某连续两次FFT后解调出的比特操作的；(5)前向纠错译码单元616和CRC校验单元618是对一次解交织单元614输出的比特操作的。但不排除两次N/2点FFT变换单元606是分别对应于两个用户的情况。

本发明所需的信令结构如图7所示。

实施例1：

发送端的实施方式：从信源取二进制信息比特，长度为1904比特，插入CRC单元202插入长度为16的CRC校验比特，整个数据序列分割为相同长度的三块，每块长度为640比特，顺序进入前向纠错编码单元204，得到三块相同长度的编码序列，每块长度为1920比特，顺序进入交织单元206，交织深度为5760，得到整个数据序列长度为5760比特，顺序进入数字调制单元208，调制方式为16QAM，得到1440个复调制符号，插入导频单元210插入480个导频符号，得到长度为1920的复符号序列，插入导频的方法为：在第0个和第1个位置上放置导频符号，在第8个和第9个位置上放置导频符号，在第16个和第17个位置上放置导频符号，...，在第1912个和第1913个位置上放置导频符号。然后进入N点IFFT变换单元212，插入冗余序列后做2048点的IFFT操作，进入信号变换单元214，得到两个长度分别为1024的序列，信号变换操作为：

$X\left(k\right)=\frac{\sqrt{2}}{2}[S\left(k\right)+S(k+\frac{N}{2})],k=\mathrm{0,1},\·\·\·,\frac{N}{2}-1,$

$X\left(k\right)=\frac{\sqrt{2}}{2}[S\left(k\right)-S(k-\frac{N}{2})]\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}k},k=\frac{N}{2},\frac{N}{2}+1,\·\·\·,N-1,$

其中N＝2048，S(k)为信号变换单元214的输入，X(k)为信号变换单元214的输出。然后进入加入CP单元216，序列X(0)，X(1)，…，X(N/2-1)的最后208个采样值放在X(0)，X(1)，…，X(N/2-1)前面成为第一个CP，序列X(N/2)，X(N/2+1)，…，X(N-1)的最后208个采样值放在X(N/2)，X(N/2+1)，…，X(N-1)前面成为第二个CP。

加入CP单元216输出的数据顺序经过射频单元和天线单元(未示出)后被发射到无线信道中。

接收端的实施方式：在接收端600，射频单元接收到的信息流经过带通滤波单元602，带通滤波器的通带范围为3.755～3.795GHz，去掉CP单元604分别去掉两个长度为1232序列的前面长度为208的CP，N/2点的FFT变换单元606对两个去掉CP的长度为1024的序列分别做1024点的FFT变换，然后从两个长度为1024的FFT序列分别抽出长度为240的导频序列顺序送入信道估计单元608做信道估计，信道估计采用的算法为MMSE和线性插值方法，从两个长度为1024的FFT序列分别抽出长度为720的数据序列和估计的信道同时送入信号检测单元610，信号检测采用的算法为MMSE方法，FFT输出的两个序列经过信号检测单元610后得到总长度为1440的符号序列，再顺序经过数字解调单元612，采用的是软解调方法，解交织单元614，前向纠错译码单元616，最后通过CRC校验单元618判断数据接收是否正确。

 

系统参数	取值
		载频	3.775GHz
采样频率	40MHz
		IFFT大小	2048
有效子载波个数	1920
		CP长度	208*2
Pilot所占比例	25％
		信道估计方法	MMSE
信号检测方法	MMSE
		编码方式	1/3Turbo Code
CRC数据块长度	1920
		数字调制方式	16QAM

实施例2：

发送端的实施方式：从信源取二进制信息比特，长度为1904比特，插入CRC单元202插入长度为16的CRC校验比特，整个数据序列分割为相同长度的三块，每块长度为640比特，顺序进入前向纠错编码单元204，得到三块相同长度的编码序列，每块长度为1920比特，顺序进入交织单元206，交织深度为5760，得到整个数据序列长度为5760比特，顺序进入数字调制单元208，调制方式为16QAM，得到1440个复调制符号，插入导频单元210插入480个导频符号，得到长度为1920的复符号序列，插入导频的方法为：在第0个和第1个位置上放置导频符号，在第8个和第9个位置上放置导频符号，在第16个和第17个位置上放置导频符号，...，在第1912个和第1913个位置上放置导频符号。然后进入N点IFFT变换单元212，插入冗余序列后做2048点的IFFT操作，进入信号变换单元214，得到两个长度分别为1024的序列，信号变换操作为：

$X\left(k\right)=\frac{\sqrt{2}}{2}[S\left(k\right)+S(k+\frac{N}{2})],k=\mathrm{0,1},\·\·\·,\frac{N}{2}-1,$

$X\left(k\right)=\frac{\sqrt{2}}{2}[S\left(k\right)-S(k-\frac{N}{2})]\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}k},k=\frac{N}{2},\frac{N}{2}+1,\·\·\·,N-1,$

其中N＝2048，S(k)为信号变换单元214的输入，X(k)为信号变换单元214的输出。然后进入加入CP单元216，序列X(0)，X(1)，…，X(N/2-1)的最后208个采样值放在X(0)，X(1)，…，X(N/2-1)前面成为第一个CP，序列X(N/2)，X(N/2+1)，…，X(N-1)的最后208个采样值放在X(N/2)，X(N/2+1)，…，X(N-1)前面成为第二个CP。

加入CP单元216输出的数据通过空间复用方式分成两路，然后经过两套射频单元和天线单元(未示出)后被发射到无线信道中。

接收端的实施方式：在接收端600，射频单元接收到的信息流经过带通滤波单元602，带通滤波器的通带范围为3.755～3.795GHz，去掉CP单元604分别去掉两个长度为1232序列的前面长度为208的CP，N/2点的FFT变换单元606对两个去掉CP的长度为1024的序列分别做1024点的FFT变换，然后从两个长度为1024的FFT序列分别抽出长度为240的导频序列顺序送入信道估计单元608做信道估计，信道估计采用的算法为MMSE和线性插值方法，从两个长度为1024的FFT序列分别抽出长度为720的数据序列和估计的信道同时送入信号检测单元610，信号检测采用的算法为MMSE方法，FFT输出的两个序列经过信号检测单元610后得到总长度为1440的符号序列，再顺序经过数字解调单元612，采用的是软解调方法，解交织单元614，前向纠错译码单元616，最后通过CRC校验单元618判断数据接收是否正确。

实施例3：

发送端的实施方式：从信源取二进制信息比特，长度为1904比特，插入CRC单元202插入长度为16的CRC校验比特，整个数据序列分割为相同长度的三块，每块长度为640比特，顺序进入前向纠错编码单元204，得到三块相同长度的编码序列，每块长度为1920比特，顺序进入交织单元206，交织深度为5760，得到整个数据序列长度为5760比特，顺序进入数字调制单元208，调制方式为16QAM，得到1440个复调制符号，插入导频单元210插入480个导频符号，得到长度为1920的复符号序列，插入导频的方法为：在第0个和第1个位置上放置导频符号，在第8个和第9个位置上放置导频符号，在第16个和第17个位置上放置导频符号，...，在第1912个和第1913个位置上放置导频符号。然后进入N点IFFT变换单元212，插入冗余序列后做2048点的IFFT操作，进入信号变换单元214，得到两个长度分别为1024的序列，信号变换操作为：

$X\left(k\right)=\frac{\sqrt{2}}{2}[S\left(k\right)+S(k+\frac{N}{2})],k=\mathrm{0,1},\·\·\·,\frac{N}{2}-1,$

$X\left(k\right)=\frac{\sqrt{2}}{2}[S\left(k\right)-S(k-\frac{N}{2})]\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}k},k=\frac{N}{2},\frac{N}{2}+1,\·\·\·,N-1,$

其中N＝2048，S(k)为信号变换单元214的输入，X(k)为信号变换单元214的输出。然后进入加入CP单元216，序列X(0)，X(1)，…，X(N/2-1)的最后208个采样值放在X(0)，X(1)，…，X(N/2-1)前面成为第一个CP，序列X(N/2)，X(N/2+1)，…，X(N-1)的最后208个采样值放在X(N/2)，X(N/2+1)，…，X(N-1)前面成为第二个CP。

加入CP单元216输出的数据通过Alamouti编码方式分成两路，然后经过两套射频单元和天线单元(未示出)后被发射到无线信道中。

接收端的实施方式：在接收端600，射频单元接收到的信息流经过带通滤波单元602，带通滤波器的通带范围为3.755～3.795GHz，去掉CP单元604分别去掉两个长度为1232序列的前面长度为208的CP，N/2点的FFT变换单元606对两个去掉CP的长度为1024的序列分别做1024点的FFT变换，然后从两个长度为1024的FFT序列分别抽出长度为240的导频序列顺序送入信道估计单元608做信道估计，信道估计采用的算法为MMSE和线性插值方法，从两个长度为1024的FFT序列分别抽出长度为720的数据序列和估计的信道同时送入信号检测单元610，信号检测采用的算法为MMSE方法，FFT输出的两个序列经过信号检测单元610后得到总长度为1440的符号序列，再顺序经过数字解调单元612，采用的是软解调方法，解交织单元614，前向纠错译码单元616，最后通过CRC校验单元618判断数据接收是否正确。

为了证明本发明所取得的性能增益，本发明提供了计算机仿真结果，仿真信道为ITU经典的VA模型，移动速度设定为100km/h和200km/h，仿真结果如图8和图9所示，其中图8为比特差错概率(BER)和信噪比(SNR)的关系曲线，“Traditional OFDM”代表传统OFDM系统中的发送和接收方法，“New OFDM”代表本发明提出的OFDM系统中的发送和接收方法，图9为CRC校验块的差错概率(BLER)和信噪比(SNR)的关系曲线。

从图8和图9可以看出，相比于传统OFDM系统中的发送和接收方法，本发明提出的OFDM系统中的发送和接收方法具有明显的性能增益。

Claims (17)

1.一种OFDM系统的发射机，包括插入CRC单元(202)，前向纠错编码单元(204)，交织单元(206)，数字调制单元(208)，插入导频单元(210)，N点的IFFT变换单元(212)，加入CP单元(216)，还包括位于N点的IFFT变换单元(212)和加入CP单元(216)之间的信号变换单元(214)。

2.按权利要求1所述的发射机，其特征在于按下式进行信号变换：

$X\left(k\right)=\frac{\sqrt{2}}{2}[S\left(k\right)+S(k+\frac{N}{2})],k=\mathrm{0,1},\·\·\·,\frac{N}{2}-1,$

$X\left(k\right)=\frac{\sqrt{2}}{2}[S\left(k\right)-S(k-\frac{N}{2})]\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}k},k=\frac{N}{2},\frac{N}{2}+1,\·\·\·,N-1,$

其中X(k)为信号变换装置的输出，S(k)为信号变换模式的输入。

3.按权利要求2所述的发射机，其特征在于变换后的信号被分割成两段，每段分别加上CP。

4.按权利要求3所述的发射机，其特征在于两段分别加入CP的数据的发送方式，可以为下列任意一类：

(1)在时间方向上顺序发送；

(2)在空间两个天线上采用空间复用方式发送；

(3)在空间两个天线上采用空间分集方式发送；

(4)在扩频码域上发送；

(5)在其他信道资源上发送。

5.按权利要求2所述的发射机，其特征在于变换后的信号被分割成四段或八段，每段分别加上CP。

6.按权利要求1所述的发射机，其特征在于在插入倒频模块中，倒频在子信道方向上是两个一组。

7.按权利要求1所述的发射机，其特征在于在插入倒频模块中，倒频在子信道方向上是四个或八个一组。

8.按权利要求1所述的发射机，还包括：加入CP单元(206)输出的数据顺序经过射频单元和天线单元后被发射到无线信道中。

9.按权利要求1所述的发射机，还包括：加入CP单元(206)输出的数据顺序通过空间复用方式分成两路，然后经过两套射频单元和天线单元被发射到无线信道中。

10.按权利要求1所述的发射机，还包括：加入CP单元(206)输出的数据顺序通过Alamouti编码方式分成两路，然后经过两套射频单元和天线单元被发射到无线信道中。

11.按权利要求1所述的发射机，其特征在于发射机发送的控制信令包含选择的发送模式一或者发送模式二。

12.按权利要求11所述的发射机，其特征在于当选择发送模式一，以一个导频符号为单位，在二维时频平面上均匀分布，当选择发送模式二，在OFDM符号方向上以一个导频符号为单位均匀分布，在子信道方向上以连续两个导频符号为单位均匀分布。

13.一种OFDM系统的接收机，包括，带通滤波单元(602)，去掉CP单元(604)，N/2点的FFT变换单元(606)，信道估计单元(608)，信号检测单元(610)，数字解调单元(612)，解交织单元(614)，前向纠错译码单元(616)，CRC校验单元(618)，其中，带通滤波器(602)的通带范围为[fc-B/2，fc+B/2]，其中fc为载波频率，B为系统带宽。

14.按权利要求13所述的接收机，其特征在于所述去掉CP单元(604)包含连续两次去掉CP。

15.按权利要求13所述的接收机，其特征在于所述N/2点的FFT变换单元(606)包含连续两次FFT。

16.按权利要求13所述的接收机，其特征在于所述解交织单元(614)对连续两次FFT后解调出的比特进行操作。

17.按权利要求13所述的接收机，其特征在于所述前向纠错译码单元(616)和CRC校验单元(618)对一次解交织单元(614)输出的比特进行操作。

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