CN101453275A

CN101453275A - 波形整形器

Info

Publication number: CN101453275A
Application number: CNA2008101837164A
Authority: CN
Inventors: 五十岚浩司; 松下俊一; 并木周; 高坂繁弘; 井上崇; 飞冈秀明; 广石治郎
Original assignee: Furukawa Electric Co Ltd
Current assignee: Furukawa Electric Co Ltd
Priority date: 2002-06-11
Filing date: 2003-06-11
Publication date: 2009-06-10

Abstract

本发明提供一种波形整形器，在本发明中，还提供具有孤波变换器、脉冲滚筒、克尔快门或孤波净化器中的至少一个仪器的再生装置，把恶化的信号光进行再生的光再生系统。孤波变换器使用光纤长度为孤波周期的3倍以下的异常色散光纤，脉冲滚筒包含具有高非线性特性的脉冲滚筒光纤。克尔快门具有产生光LO的光LO发生器、检测从外部输入的信号光和光LO的相位差的相位比较器、根据所述相位差调整光LO的重复频率的控制部。孤波净化器配置在孤波光纤为2个的滤光器之间。

Description

波形整形器

本申请是申请号为“03813507.8”，申请日为2003年6月11日，发明名称为“波长分割多重光再生系统和波长分割多重光再生方法”之申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及波长分割多重光再生系统和波长分割多重光再生方法。

背景技术

探索通信系统的传送容量增加的一个途径，通过使用光纤的光通信系统，传送容量显著增加。例如，通信系统划分为点到点的干线系统、测量系统和访问系统，但是前者的干线系统中，光通信系统已经普及，在后者中，也正在进行从电通信系统向光通信系统的转移。即通信系统全体要由光通信系统构筑。

近年，通过波长分割多重方式，可以用1条光纤传送的信息量大幅度增加。在在同方式下，如果以频谱变换效率0.4bit/Hz利用光纤的低损失频带，则用1条光纤传送的容量变为3.2Tbit/s。具体而言，当为现在利用的多通道(波长)信号光的传送速度的10Gbit/s时，由320通道实现该传送容量。

可是，信号光在长距离中传播时，信号波形、定时以及强度一定恶化。而且，在某程度的距离中传播的信号光有必要进行再生处理。因此，在光通信系统中，通常组入用于再生恶化的信号光的光信号再生系统。该光信号再生系统例如具有：接收恶化的信号光，把它变换为电信号的接收装置；对该电信号进行放大、噪声除去、波形再生、时钟再生等所需的再生处理的再生装置；然后把接受再生处理的电信号再变换为信号光，把它向光传送路线中发送的发送装置。

具体而言，当插入所述通道数达到320个的多个信号光传播的光纤中的光信号再生系统时，与该通道数对应，组入320台光接收装置、再生装置、发送装置。

这样包含多个装置的再生系统难以小型化，而且存在耗电大的问题。

进而，如上所述，当在测量系统和访问系统中使用光通信系统时，有必要在各中继位置设置了多个320通道的光信号再生系统，所以光通信系统全体大型化，引起成本的增加和耗电的增加。

作为解决这样的问题的一个方法，列举出削减波长分割多重方式中的通道数，提高各通道的传送速度的方法。当实现同一传送容量时，各通道的传送速度和波长分割多重通道数存在反比例的关系。

然而，所述光信号再生系统中使用的再生装置是对电信号进行处理的电设备，在物理上具有响应速度的上限。例如电设备可以处理的信号的传送速度界限现在为40Gbit/s，在该传送速度下，需要约80个通道。因此，在使用电设备的光信号再生系统中，在各通道的传送速度中存在上限，在现实中，小型化和耗电的减少是困难的。

在解决使用电设备的光信号再生系统的问题的方法之一中，有不把信号光变换为电信号，保持光的状态进行信号再生处理的全光信号再生方法。使用该全光信号再生方法的装置通常由高速电调制器和利用物质的非线性光学效果的再生装置构成。

可是，全光信号再生装置使用电调制器，所以与进行光电变换的光信号再生系统同样，在处理速度上存在上限。当再生处理40Gbit/s以上的传送速度的信号光时，通过分时使传送信号光的传送速度降低，进行信号再生后，有必要进行分时多重，所以变为大规模的装置。

另外，所述全光信号再生装置在光信号的再生中使用非线性光学响应(非线性光学效果)，但是这时也发生以下的问题。

即在大容量光通信系统中，包含彼此波长不同的多个信号光的波长分割多重光在光传送路线中传播时，传播后的波长分割多重光中包含的各信号光的偏振光状态在各波长中稍微不同。对于处于这样的状态的波长分割多重光，统一进行基于利用非线性光学效果的全光信号再生装置的再生处理时，按照入射光的偏振光状态，非线性光学效果的大小大幅度变化，所以再生的波长分割多重光中包含未良好再生、或完全未再生的信号光。

在以上，瞩目于光再生装置的输入传送光的偏振光状态，表示该问题。在以下，瞩目于光再生系统，表示其现状和问题。光再生意味着再生由于传送而恶化的光信号的强度、波形整形、定时的功能(re-amplification、re-shaping和re-timing，以下简称为03R)。在具有该功能的光再生系统中，可以变为无限远(长距离)的光纤传送。

关于上述的无限远(长距离)传送，由Leuthold等报告(Leuthold等人，Electron.Lett.，38，p.890，2002)。在该报告中，描述使用03R在生器的40Gb/s1,000,000km传送。

Leuthold等在本报告中，时间再生所必要的光时钟抽出(与传送信号光同步的时钟脉冲列的发生技术)和开关(switching)中，使用电子电路技术。因此，在该装置中，不可以对应用电子电路技术无法对应的传送速度。例如不可以应用于160Gb/s系统那样的具有电子电路限制以上的传送速度的系统。

还有，关于160Gb/s系统，报告有使用光开关的光再生系统(Schubert等人，Electron.Lett.，38，p.903，2002)。可是，在该系统中，因为不具有时钟抽出装置，所以认为无法作为03R装置起作用。

如果总结以上，则现状是未实现以有效的全光技术为基本的03R。可是，关于成为03R的各元素波形整形技术以及时间再生技术单体，有多个报告。以下表示这些报告。可是，这里集中在与本发明关联的以光纤为基本的技术。

首先说明全光波形整形技术。技术手法大致分为2个方式。第一是充分利用作为光纤的光非线性和异常色散性的复合效果的结果而形成的孤波的手法(Hasegawa and Tapoert，Appl.Phys.Lett.，23，p.142，1973)。基于该手法的波形整形器称作soliton converter。另一个是通过光纤非线性的基于光脉冲的自己相位调制效果的手法(Mamyshev，EOC’98，p.475，1998)。它来源于提出者的名字，称作Mamyshev滤光器。充分利用超连续光的方法相当于它的追究型。

作为使用前者(soliton converter)的系统实验，报告4×40Gb/s信号的10,000km传送(Dany等人，Opt.Lett.，25，p.793，2000)。后者(Mamyshev滤光器)在所述Leuthold等的1,000,000km传送路线中利用(Leuthold等人，Electron.Lett.，38，p.890，2002)。它们都是来自系统观点的报告，未明确记载作为设备单体的性能(数量少的报告例是Dany等人，ECOC’01，We.P.45，2001)。在soliton converter中，通过孤波效果的噪声增大也成为问题(Kubota等人，J.Opt.Soc.Am.B，16，p.2223，1999)，所以从设备性能的观点出发的设计也变得重要。即使这些设备性能明确，取得设备单体的最佳设计方针成为今后的课题。

下面，说明时间再生技术。该技术的主流是光时钟抽出和光开关技术的复合法。图38表示该构成。由光时钟抽出部和光开关部构成。前者(光时钟抽出部)使输入信号(相当于传送信号的光信号或电信号)和局部光(也称作可以变为时钟基准的光脉冲列、光本地振荡器(光LO))的相位一致。换言之，通过取得输入光和局部光之间的同步，实现光时钟的抽出。因此，在光LO中重复频率可变性是必要的。

后者(光开关部)是利用实现光区域中的乘法功能的利用光纤的非线性效果的光器件例如四光波混合(four wave mixing：FWM)器件或非线性光环镜(nonlinear optical loop mirror：NOLM)的光开关。以下，详细描述光时钟抽出和光开关技术。

在图38中，用虚线包围的部分是光时钟抽出部，它由光相位比较部、光LO发生部和控制电路构成。在光相位比较器中，检测外部信号光和光LO的相位差，调整光LO的振荡频率(与脉冲列的重复频率对应)，以减小该误差。

结果，实现外部信号光和光LO的同步，把与外部信号取得同步的时间位置正确的脉冲列(今后称作时钟脉冲列)作为输出取得。在比较两者的相位的部分中，不是电子电路技术，通过充分利用非线性光学效果，实现超过160GHz的可以进行高速动作的相位比较器。使用以上的光区域的相位比较器的同步法称作光学锁相环(OPLL)。实际上，提出基于使用NOLM取得来自2台LD的节拍光和外部信号光的同步的时钟抽出(Bigo等人，US6,239,893 B1)。

这里应该注意的内容是该OPLL的输出光时钟列的定时抖动(时钟脉冲的时间抖动)。定时抖动意味着时钟脉冲的时间位置的偏移量。因为该抖动成为传送系统的性能恶化的要因，所以其压制是重要的。时钟脉冲列的定时抖动与OPLL动作速度具有相关，OPLL动作越高速，抖动越减少。即OPLL高速化对降低抖动是有效的。

可是，如果象所述技术(Bigo等人，US 6,239,893，B1)，则因为OPLL环路变得很长，所以限制OPLL动作频带。结果难以降低抖动。为了解决它，相位比较器中使用的光非线性器件的光纤变短是重要的。通过使光纤变短，OPLL动作频带不受限制，换言之，可以实现OPLL的高速动作，可以产生低抖动的高质量时钟脉冲。

与上述时钟抽出技术一起在时间再生技术中必要的是光开关技术。这里，说明充分利用光纤的非线性效果的光开关的典型例FMW的手法。如果对光纤输入波长不同的2色光波，则当这些输入光的任意一个在非线性效果中具有充分的光功率时，产生与它们颜色不同的新的光波。这是FWM现象。

当时钟脉冲列和信号光输入到光纤中时，不仅输入信号光的信息重叠在该FMW发生光上，而且脉冲定时由时钟脉冲列决定。因此，取得带信息的低抖动的光信号脉冲列。这是以FWM为基本的时间再生的原理。可是，在光纤中传播的光脉冲中，不仅非线性效果，色散效果也产生影响。

由于该效果或这些效果的复合，在脉冲传播中，脉冲波形变化。结果产生FWM光的波形变形。为了压制它，进行光纤色散值或输入功率的最优化是有效的，但是具体的数值和控制方法并未明确。

以上，描述了光再生系统中必要的最低限度的部分(component)。另外，提高光再生系统的性能的技术也是重要的。这里，总结与本发明关联的以下的两个部分。(1)把光脉冲波形变换为适合于光开关的波形的装置；(2)分离光脉冲成分和光噪声成分的装置。

首先，总结与上述(1)把光脉冲波形变换为适合于光开关的波形的装置关联的对压制光开关的强度噪声增大有效的脉冲矩形化技术。一般，在光开关中，作为光非线性和色散的相互作用的结果，把输入的传送信号脉冲的时间抖动(相位抖动)在时间上变换为再生的输出信号光的强度抖动。图39说明它。

这里，考虑具有抖动的脉冲列和时钟脉冲列的光开关。光开关输出脉冲功率与传送脉冲和时钟脉冲的时间重叠存在相关。因此，抖动引起的两者脉冲重叠的变化变换为光开关输出脉冲功率抖动。为了抑制从该相位抖动向光强度抖动的变换，传送信号光或抽出的时钟脉冲的矩形化变换是有效的(图39B)。

作为矩形化方法，大致分为充分利用波长色散和偏振色散的方法、充分利用非线性效果和正常色散的复合效果的方法。前者的例子是使用光纤布拉格光栅或偏振波保持光纤的手法(Lee等人，OFC2001，PD30-1，2001和Schubert等人，Electron.Lett.，38，p.903，2002)，后者的例子是正常色散光纤的方式(原理的报告是Nakatsuka等人，Phys.Rev.Lett.，47，p.910，1981)。

在前者的以线性动作为基本的方式中，变换的矩形化的上升和下降的急剧程度由输入脉冲宽度决定。即为了取得急剧的矩形化脉冲，有必要输入与此对应的超短光脉冲。与此相比，后者具有可以进行向急剧的矩形波的波形变换的优点，但是为了取得矩形化所必要的非线性效果和色散效果，输入光的高功率化和光纤的变长成为必须。

下面，说明上述的(2)分离光脉冲成分和光噪声成分的装置。这里，总结噪声除去部分。对光脉冲附加噪声。该噪声的主要成本是伴随着光放大而产生的自然发光(amplified spontaneous emission light：ASE)。一般，噪声具有比信号光更宽的光谱，所以信号光频带外的噪声成分可以由滤光器在某种程度上除去。

可是，信号光频带内的噪声成分残留。为了除去该噪声，除去进行所述的波形整形，还有充分利用光孤波的性质的方法。这里，瞩目于与本发明关联的后者。

报告有：在光孤波传播中，由于受激拉曼散射(stimulated Ramanscattering：SRS)，孤波向长波长一侧移动的现象(孤波自己频率移动：SSFS：soliton self-frequency shift)(Mitschke and Mollenauer，Opt，Lett.，11，p，659，1986)。在孤波中附加ASE噪声，也可以产生该现象。作为充分利用该性质的噪声除去法，提出充分利用该现象，分离孤波和ASE噪声成分(在频率上)，滤光的方法(并木等，特开2001-109024号)。图40A表示该噪声除去装置的构成。

它由异常色散光纤(anomalous-dispersion fiber：ADF)和滤光器构成。图40B上部所示的具有噪声成分的光孤波输入到ADF中。在这里的传送中，由SRS对光孤波成分进行SSFS。这里应该注意的是通过SRS，孤波成分移动到长波长一侧，但是噪声成分不移动到长波长一侧。因此，通过输出滤光器只抽出移动后的孤波成分，也可以除去信号光频带内的噪声成分(图40B下部)。

而且，在该现象中，也伴随着波长移动，通过SSFS的控制，也可以把信号光调整为所需的波长。可是，一般SSFS是在毫微微秒区域中产生的现象，所以为了微微秒孤波传送中的SSFS或其效率化，需要下更多工夫。

以上记述了光再生系统的现状和问题。

发明内容

本发明的目的在于：解决这些问题，并且提供简易的03R系统。

另外，本发明的目的在于：提供解决所述问题，可以实现大传送容量，可以实现小型化和省电，并且可以再生波长分割多重光的全部信号光的波长分割多重光再生系统和波长分割多重光再生方法。

为了实现所述目的，本发明的光再生系统的第一形态是包含具有孤波变换器(Soliton Converter)、脉冲滚筒(Pulse Roller)、克尔快门(Kerr-shutter)、或孤波纯化器(Soliton Purifier)中的至少一种仪器的再生装置，并且再生恶化的信号光的光再生系统。

本发明的光再生系统的其他形态是在所述再生装置的前级或所述再生装置的内部设置了偏振波变换器的光再生系统。

本发明的光再生系统的其他形态是当在所述再生装置的前级或所述再生装置的内部设置了偏振波变换器时，在所述偏振波变换器的前级设置了分波装置的光再生系统。

本发明的光再生系统的其他形态是在所述再生装置的后级设置了合波装置的光再生系统。

本发明的光再生系统的再一形态是在所述再生装置的前级，当在所述再生装置的前级设置了所述所述偏振波变换器时，在所述偏振波变换器的前级，或当在所述偏振波变换器的前级设置了所述分波装置时，在所述分波装置的前级设置了色散补偿器的光再生系统。

本发明的光再生系统的其他形态是在所述再生装置的出射一侧设置了把由所述再生装置再生的信号光和其他信号光合波的合波装置。

本发明的光再生系统的其他形态是以多级连接所述再生装置的光再生系统。

本发明的光再生系统的其他形态是在以多级连接的所述再生装置之间设置了光开关的光再生系统。

本发明的光再生系统的其他形态是在以所述再生装置的前级进行输入功率的调整的光再生系统。

本发明的波形整形器的第一形态是设置了具有光纤波长为孤波周期的2倍以下的异常色散光纤(Anomalous-dispersion fiber：ADF)的孤波变换器。

本发明的波形整形器的其他形态是在所述异常色散光纤的后级设置了滤光器的波形整形器。

本发明的波形整形器的其他形态是在所述异常色散光纤的前级设置了光放大器的波形整形器。

本发明的波形整形器的其他形态是代替孤波变换器，具有Mamyshev滤光器或NOLM的波形整形器。

本发明的波形整形器的其他形态是在入射一侧设置了脉冲压缩器的波形整形器。

本发明的波形整形器的其他形态是所述脉冲压缩器利用断热压缩方式的波形整形器。

本发明的波形整形器的其他形态是对所述脉冲压缩器使用在光纤的长度方向色散特性减少的色散减少光纤的波形整形器。

本发明的波形整形器的其他形态是对所述脉冲压缩器使用具有在光纤的长度方向色散特性为阶梯状的曲线的SDPF的波形整形器。

本发明的波形整形器的其他形态是对所述脉冲压缩器使用具有在光纤的长度方向色散特性为梳齿状的曲线的CDPF的波形整形器。

本发明的波形整形器的其他形态是对所述脉冲压缩器使用在长度方向非线性特性增大的光纤的波形整形器。

本发明的波形整形器的其他形态是对所述脉冲压缩器使用在长度方向非线性特性具有阶梯状的曲线的光纤的波形整形器。

本发明的波形整形器的其他形态是对所述脉冲压缩器使用在长度方向非线性特性梳齿状的曲线的光纤的波形整形器。

本发明的波形整形器的其他形态是在所述脉冲压缩器中具有拉曼放大器的波形整形器。

本发明的波形整形器的其他形态是代替孤波变换器，使用具有可饱和吸收特性的可饱和吸收体的波形整形器。

本发明的波形整形器的其他形态是具有调整所述可饱和吸收体的位置，使可饱和吸收特性可变的位置调整机构的波形整形器。

本发明的波形整形器的其他形态是所述可饱和吸收特性具有面内分布的波形整形器。

本发明的克尔快门的第一形态是具有分波器、OPLL(OpticalPhase-Locked Loop)、光开关部的克尔快门。

本发明的克尔快门的其他形态是克尔快门，其特征在于：如果所述OPLL的位速度差为Δω，环长度为L_LOOP，v为光纤中的光速度，连接所述分波器和所述光开关部的光纤的长度为L_A-B，n为光纤的折射率，X为任意数，就决定L_LOOP为Δω(L_LOOP)<v·X/n·L_A-B的关系成立。

本发明的克尔快门的其他形态具有：使所述OPLL产生光LO信号的光LO发生器、检测从外部输入的信号光和所述光LO信号的相位差的相位比较器、根据所述相位差调整所述LO信号的频率的控制部。

本发明的克尔快门的其他形态是在所述光相位比较器设置了产生FWM光的FWM部、滤光器、受光部的克尔快门。

本发明的克尔快门的其他形态是对所述FWM部使用高非线性光纤、PPLN(周期性极化铌酸锂Periodically-poled LiNO3)或SOA(半导体光放大器Semi-conductive Optical Amplifier)的任意一个的克尔快门。

本发明的克尔快门的其他形态的特征在于：所述受光部在前级配置脉冲滚筒，监视入射到该受光部的脉冲的频率特性。

本发明的克尔快门的其他形态是在所述LO发生器中设置了节拍光发生器的克尔快门。

本发明的克尔快门的其他形态是所述节拍光发生器包含产生CW光的具有2以上频率成分的1台以上半导体激光器、把所述CW光合波的光耦合器。

本发明的克尔快门的其他形态是串联驱动所述半导体激光器。

本发明的克尔快门的其他形态是在所述节拍光发生器和所述开关部之间具有光纤压缩器的克尔快门。

本发明的克尔快门的其他形态的特征在于：在所述相位比较器中设置了PD(Photo Diode)、环路滤波器、LD控制部，该PD通过二光子吸收产生光电流。

本发明的克尔快门的其他形态是所述PD使用硅雪崩光电二极管(SiAPD)的克尔快门。

本发明的克尔快门的其他形态在所述光开关部中设置了FWM部、滤光部、相位调整部。

本发明的克尔快门的其他形态是把所述相位调整部控制为对于环境温度的变化，相位调整量不变化。

本发明的克尔快门的其他形态是根据输出脉冲，反馈控制所述相位调整量的克尔快门。

本发明的克尔快门的其他形态是在所述FWM部中，在泵光和信号光的频率间隔Δυ(失调量)、输入泵脉冲的频谱宽度Δυ_p、输入信号脉冲的频谱宽度Δυ_s之间具有以下数学式的关系。

Δv > \frac{| {Δv}_{p} + {Δv}_{s} |}{2}

本发明的克尔快门的其他形态是在所述FWM部中，光纤长度ΔL、输入泵脉冲的频谱宽度Δυ_p、输入信号脉冲的频谱宽度Δυ_s之间具有以下数学式的关系。

ΔL>Δv_p+(Δv_s/2)

本发明的克尔快门的其他形态是由在所述FWM部中，光纤长度L由以下数学式决定。

1 < \frac{L}{L_{NL}} = γ P_{0} L

本发明的克尔快门的其他形态是在所述FWM部中，光纤长度L由以下数学式决定。

\frac{L}{L_{SOD}} < \frac{1}{2}, \frac{L}{L_{TOD}} < \frac{1}{2}

β_{3} < \frac{{1.7628}^{3}}{2} \frac{{Δt}_{p}^{3}}{L}

β_{3} < \frac{{1.7628}^{3}}{4 π} \frac{{Δt}_{s}^{2}}{LΔv}

本发明的克尔快门的其他形态用包含以下步骤的方法设计：

在泵脉冲(Δt_p，Δυ_p)和信号脉冲(Δt_s，Δυ_s)中，使用以下数学式，

Δv > \frac{| {Δv}_{p} + {Δv}_{s} |}{2}

决定用于频谱重叠的失调量Δυ的步骤；决定可以取得2Δυ以上的FWM频带的光纤长度L的步骤；使用数学式：

1 < \frac{L}{L_{NL}} = γ P_{0} L

γ P_{p} L \leq \frac{3 π}{2}

决定没有频谱波形变形，产生FWM的泵峰值功率的P_p步骤；

使用数学式：

β_{3} < \frac{{1.7628}^{3}}{2} \frac{{Δt}_{p}^{3}}{L}

β_{3} < \frac{{1.7628}^{3}}{4 π} \frac{{Δt}_{s}^{2}}{LΔv}

决定抑制伴随着光纤传播的脉冲时间波形变形所必要的3次色散值β₃的步骤。

本发明的克尔快门的其他形态共享在所述光相位比较器中设置了的FWM部、在所述光开关部中设置了的FWM部，还具有光LO发生器、控制部。

本发明的脉冲滚筒的第一形态包括：具有高非线性特性的脉冲滚筒光纤。

本发明的脉冲滚筒的其他形态中，所述脉冲滚筒光纤是在长度方向具有正常分布值增大的特性的正常色散增大光纤。

本发明的脉冲滚筒的其他形态中，所述脉冲滚筒光纤是在长度方向具有非线性值减少的特性的光纤。

本发明的脉冲滚筒的其他形态中，所述脉冲滚筒光纤是由组合在长度方向正常色散特性和非线性特性不同的2种以上光纤的色散管理光纤构成。

本发明的脉冲滚筒的其他形态中，所述色散管理光纤中，配置在长度方向色散效果占支配地位的光纤、在长度方向非线性效果占支配地位的光纤。

本发明的脉冲滚筒的其他形态中，所述色散管理光纤中，配置为所述色散效果占支配地位的光纤的色散特性和所述非线性效果占支配地位的光纤的非线性特性变为阶梯状的曲线。

本发明的脉冲滚筒的其他形态中，所述色散管理光纤中，配置为所述色散效果占支配地位的光纤的色散特性和所述非线性效果占支配地位的光纤的非线性特性变为梳齿状的曲线。

本发明的OTDM信号发生器的第一形态具有脉冲滚筒、光开关部。

本发明的孤波净化器的第一形态把孤波光纤配置在2个滤光器之间。

本发明的孤波净化器的其他形态中，在所述孤波光纤中，控制感应拉曼散射引起的增益倾斜，实现孤波的波长移动。

本发明的孤波净化器的其他形态中，所述孤波光纤是高非线性光纤。

本发明的孤波净化器的其他形态具有产生外部泵光的泵光发生器，通过所述外部泵光，产生感应拉曼散射。

本发明的孤波净化器的其他形态在入射一侧还具有脉冲压缩器。

本发明的孤波净化器的其他形态一边进行孤波绝热压缩，一边产生感应拉曼散射。

本发明的孤波噪声的抑制方法的第一形态在使用光孤波列的光非线性信号处理中，通过占空比(脉冲间隔对于脉冲宽度的比)和色散距离，决定给定的噪声方大增益的最大传播距离。

本发明的孤波噪声的抑制方法的其他形态使用CS-RZ脉冲列作为调制方法。

本发明的光传送系统的第一形态串联多级光再生系统。

附图说明

下面简要说明附图。

图1是本发明实施方式1的波长分割m²系统的概略构成图。

图2是图1的再生系统中包含的再生装置15的概略构成图。

图3是图2的再生装置15中包含的时钟再生装置21的概略构成图。

图4是图2的再生装置15中包含的其他时钟再生装置21的概略构成图。

图5是图2的再生装置15中包含的波形再生装置19的概略构成图。

图6是图2的再生装置15中包含的其他波形再生装置19的概略构成图。

图7是图1的再生系统中包含的偏振波变换器13的概略构成图。

图8是图1的再生系统中包含的其他偏振波变换器13的概略构成图。

图9是图1的再生系统中包含的其他偏振波变换器13的概略构成图。

图10是图7的偏振波变换器13的一形态的概略构成图。

图11是图7的偏振波变换器13的其他形态的概略构成图。

图12是图7的偏振波变换器13的其他形态的概略构成图。

图13是本发明实施方式2的波长分割多重光再生系统的概略构成图。

图14是本发明实施方式3的波长分割多重光再生系统的概略构成图。

图15是本发明实施方式4的波长分割多重光再生系统的概略构成图。

图16是本发明实施方式5的波长分割多重光再生系统的概略构成图。

图17是本发明的再生装置的一构成图。

图18是图17的孤波变换器的一构成图。

图19是表示图17的孤波变换器的其他形态的概略构成图。

图20A是表示来自孤波变换器的输出脉冲的光信号噪声比OSNR的曲线图。

图20B是表示频谱线宽增大率Δυ/Δυ_in的孤波次数N依存性的曲线图。

图21是表示来自孤波变换器的输出脉冲自相关波形宽度Δt_AC的输入功率P_in的依存性。左部的曲线是输出滤光器的输入前的输出脉冲自相关波形宽度Δt_AC，右部的曲线是输出滤光器的输入后的输出脉冲自相关波形宽度Δt_AC。

图22中，左边的曲线是0、20、40、80m长的SMF传送后的脉冲，中央的曲线和右边的曲线是进行P_in调整时的来自孤波变换器的输出脉冲的自相关波形。中央的曲线是输出滤光器的输入前，右部的曲线是输出滤光器的输出后。

图23是表示孤波变换器的输出孤波的自相关宽度Δt_AC和OSNR的P_in的依存性的曲线图。

图24是克尔快门的一构成图。

图25A是表示LD对的独立驱动时的定时抖动特性的曲线图。

图25B是表示串联驱动时的定时抖动特性的曲线图。

图26A是受光部的一构成图。

图26B是图25A的变形例。

图26C是图26A的另一变形例。

图27是克尔快门的其他构成图，表示相位比较部和光开关部的FWM光纤融合的一例。

图28是脉冲滚筒的一构成图。

图29A是正常色散增大光纤的色散曲线。

图29B是阶梯状色散曲线光纤的色散曲线。

图29C表示梳齿状色散曲线光纤的色散曲线。

图30A是脉冲滚筒的一构成图，表示脉冲矩形化实验传送路线。

图30B表示图30A的脉冲滚光纤的色散曲线。

图31是表示图30A、B的脉冲传送仿真结果的曲线图。

图32是由脉冲滚筒和光开关部构成的时间再生装置或分时装置的一构成图。

图33是组合脉冲滚筒和OPLL的时钟抽出器的一构成图。

图34A、B表示来自脉冲滚筒的输出脉冲的时间波形和线性调频脉冲特性。

图35A、B表示用于识别相位差的受光部。

图36A是孤波净化器的一构成图。

图36B表示对孤波净化器使用HNLF的一实施例。

图36C表示对孤波净化器使用拉曼放大的一实施例。

图37是说明孤波区域中的增益倾斜的曲线图。

图38是关于以往的时间再生技术的说明图。

图39A、B是以往的脉冲矩形化技术的说明图。

图40A是以往的噪声除去装置的构成图。

图40B是表示噪声除去的机构的曲线图。

图41A是表示输入脉冲的波形图。

图41B～D是图41A向矩形脉冲变换的波形图。

图42是表示脉冲强度和瞬时频率的关系的波形图。

图43是本发明的再生系统的一构成图。

图44是本发明的再生系统的一构成图。

图45是本发明的再生装置的一构成图。

图46是利用本发明的再生装置的再生系统的一构成图。

图47是表示可饱和吸收体的输入光强度和输出光强度的关系的曲线图。

图48是利用可饱和吸收体的器件的一构成图。

图49是表示图48的器件的变形例的一构成图。

图50是表示图48的器件的另一变形例的一构成图。

图51A是表示用时间表示横轴时的FWM的输入脉冲和输出脉冲的图。

图51B是表示用频率表示横轴时的FWM的输入脉冲和输出脉冲的图。

图52是表示FWM所必要的频带宽度和光纤长度的关系的曲线图。

图53是说明用于决定FWM的最佳光纤长度的一设计手法的程序流程图。

图54是通过图53的程序流程图最优化光纤长度，进行基于FWM的波长变换的实验构成图。

图55是表示图54的实验的输入输出脉冲的曲线图。

图56是表示图54的实验的输入输出时的自相关波形的曲线图。

图57是使用FWM和SPM的波形整形器的一构成图。

图58是表示波形整形器的脉冲波形的曲线图。

图59是表示图57的波形整形器的输入泵功率和输出FWM功率的关系的曲线图。

图60A是对FWM部不使用光纤，检测相位差的一构成例。

图60B表示FWM部的变形例。

图61是说明在时间上改变OPLL动作的矩形脉冲的振幅的方法的曲线图。

图62是本发明的OTDM信号发生器的一构成图。

图63是表示拉曼放大器的放大增益和孤波的频谱的关系的说明图。

图64是对于位速度、传送距离，通过数值计算求出噪声放大的峰值增益的曲线图。

图65是表示在图64中，重复频率为320GHz，传送距离为1km时的输出脉冲列的频谱的曲线图。

图66是表示利用非线性效果的器件的偏振波保持的一构成图。

图67是表示重复频率为160GHz，半值宽度1ps的光孤波列在2km的HNLF中传播时的输入和输出频谱的曲线图。

图68是图24所示的克尔快门的变形例，是表示从最初的分波器到光开关部的光纤长度在通过OPLL部时和直接时几乎为相同长度的构成概略图。

图69是表示图67中使用的HNLF的长度(距离)和色散值的关系的曲线图。

图70是表示多级串联图1所示的再生系统的光传送系统的构成概略图。

具体实施方式

在本发明中，如后所述，利用非线性光学效果，再生包含恶化的信号光的波长分割多重光。因此，首先说明非线性光学效果。

当强度大的光入射到非线性光学常数大的介质(以下也称作非线性光学介质)中时，显著产生非线性光学效果。具体而言，作为非线性光学常数大的介质，可以列举出掺杂了例如锗、氟、稀土类元素等的光纤(以下也称作高非线性光纤)、LiNbO3等强电介质、半导体等。另外作为强度大的光，可以列举信号光自身、在信号光之外为了产生该效果而准备的一个或两个以上控制光或激励光。

当产生非线性光学效果时，例如入射到该介质中的信号光的波形形状的变化或相位的调制发生。另外，产生与控制光或激励光频率不同的高次谐波或差频或和频。作为这样的非线性光学效果，可以列举出自相位调制(以下称作SPM)、相互相位调制(以下称作XPM)或四光波混合(以下称作FWM)、拉曼放大、参量放大、孤波效果以及超连续效果(以下称作SC)。

这里，非线性光学效果的大小例如频率调制的程度或产生的高次谐波的强度对于入射的光的强度是非线性的。

而且，非线性光学效果的大小具有偏振依存性。考虑例如强度大的光不是无偏振光，而具有某偏振光状态，并且在与该强度大的光的入射方向正交的面内，非线性光学介质具有各向异性的情形。这时，非线性光学效果的大小具有依存于光的偏振光状态和介质的向对方位的偏振依存性。另外，当介质中没有这样的各向异性时，非线性光学效果的大小在强度大的光为控制光或激励光时，强烈依存于信号光的偏振光状态与控制光或激励光的偏振光状态的相关关系。

下面，参照附图说明本发明实施方式。

图1表示本发明实施方式1的波长分割多重光再生系统1(以下，称作再生系统1)。

再生系统1在组入波长分割多重通信系统中的状态下，例如插入构成光传送系统的一部分的光纤4和光纤6之间的状态下使用。

而且，再生系统1把波长分割多重光中包含的信号光，即波长分割多重光由于在波长分割多重通信系统中的传送路线中传播而恶化的信号光复原或再生为传送以前的状态，例如从发信器出射之后的状态。还有，信号光的恶化是指信号光的强度、相位、频率、偏振光状态或它们中的多个超过给定的允许范围变化。

再生系统1具有分波装置8和合波装置10。

分波装置8具有一个入射端口8a和多个出射端口，在入射端口8a上连接光纤4。把从光纤4通过入射端口8a入射到分波装置8的波长分割多重光分波为多个信号光λ₁、λ₂、λ₃、···、λ_n。然后，各信号光λ₁、λ₂、λ₃、···、λ_n分别从对各波长不同的分波装置8的出射端口出射。可是，希望具有用于补偿分波前由传送路线色散附加的线性调频脉冲的色散补偿器300。图43表示该形态。作为色散补偿器的例子，可以应用利用光纤布拉格光栅的模块、利用标准具的模块、DCF(Dispersion shifted fiber)模块、利用棱镜对和光栅的模块。还有，上述的色散补偿器300可以是固定型、可变型，但是可变型一方的线性调频脉冲补偿的范围宽，所以适合。

而合波装置10具有多个入射端口和一个出射端口10a，在出射端口10a上连接光纤6。把通过各入射端口入射到合波装置10的信号光λ₁、λ₂、λ₃、···、λ_n合波，变为波长分割多重光，通过出射端口10a向光纤6传播。

还有，分波装置8和合波装置10都可以由阵列波导衍射光栅、滤光器型合分波器、FBG(Fiber Bragg Grating)型合分波器构成。

在分波装置8和合波装置10之间有多个光路12₁、12₂、12₃、···、12_n延伸，各光路12₁、12₂、12₃、···、12_n的两端连接在分波装置8的出射端口和合波装置10的入射端口上。

在这些光路12₁、12₂、12₃、···、12_n的至少一个光路12₁中，从分波装置8侧按顺序插入偏振波变换器13、光信号再生装置15(以下记述为再生装置15)。

在各光路12₁、12₂、12₃、···、12_n中传播的信号光λ₁、λ₂、λ₃、···、λ_n的恶化程度，适当决定在再生系统1中，在光路12₁、12₂、12₃、···、12_n中的哪个光路中插入所述偏振波变换器13、再生装置15。还有，不包含偏振波变换器13的图44的形态也是可能的。

各光路12₁、12₂、12₃、···、12_n，可以由单模光纤或色散移动光纤等光纤、光波导、空间或它们的组合构成。可是，关于12₁中的在偏振波变换器13、再生装置15之间延伸的部分，由于后面描述的理由，希望由可以保持在那里传播的光的偏振光状态的偏振波保持型波导12a构成。作为偏振波保持型波导12a，例如可以列举出偏振波保持光纤、半导体光波导、玻璃制平面型波导。

向偏振波变换器13入射的信号光λ₁在偏振波变换器13中，在偏振光状态适合于后面描述的再生装置15的再生处理的所需偏振光状态，例如变换为直线偏振光后，从偏振波变换器13出射。

可是，在入射到偏振波变换器13的时刻，信号光λ₁具有与自己的波长、或由发信器产生到入射到偏振波变换器13之间的传播光路长度、种类或状态对应的偏振光状态。即信号光λ₁具有与光路的波长色散、偏振模式色散(也包含基于光弹性效果的色散)对应的偏振光状态。

偏振波变换器13对于根据各种不确定的要因而可以取得的任意偏振光状态的信号光λ₁进行偏振变换，把偏振光状态变换为所需的偏振。即偏振波变换器13具有不依存于入射到那里的时刻的信号光的偏振光状态，使所需的偏振光状态的光出射，即把任意的偏振光状态变换为所需的偏振光状态的功能。

从偏振波变换器13出射的信号光λ₁在偏振波保持型波导12a中传播，入射到再生装置15。

这里，在偏振波保持型波导12a中传播的信号光可以维持其偏振光状态传播。因此，出射偏振波变换器13的信号光λ₁可以维持其偏振光状态向再生装置15入射。

如果更具体说明，偏振光变换后的信号光λ₁是直线偏振光，另外当使用偏振波保持光纤作为偏振波保持型波导12a时，通过使信号光的偏振面和偏振波保持光纤的主轴即进相轴或迟相轴一致，在偏振波变换器13和再生装置15之间保持信号光λ₁的偏振光状态。

可是，不使用如上所述偏振波保持型波导12a，也可以保持偏振的状况时，即使是通常的波导也无妨。通过缩短偏振波变换器13和再生装置15之间的光路12₁的长度，可以在它们之间保存信号光λ₁的偏振光状态或抑制其变化。

进而，当偏振波变换器13和再生装置15之间的光路12₁不是偏振波保持型波导12a时，如果该光路12₁的双折射为已知，就考虑该双折射，进行偏振波变换器13的偏振变换的设定，可以使所需偏振光状态的信号光λ₁向再生装置15入射。

再生装置15对入射的信号光λ₁进行利用非线性光学效果的再生处理，再生信号光λ₁。

从再生装置15出射，并且在光路12₁中传播的信号光λ₁通过其入射端口向各合波装置10入射。而在合波装置10中，通过其他光路12₂、12₃、···、12_n传送来的信号光λ₂、λ₃、···、λ_n也分别通过彼此不同的入射端口入射。合波装置10把包含信号光λ₁的这些信号光λ₁、λ₂、λ₃、···、λ_n合波，成为波长分割多重光，从出射端口10a出射。

还有，如图70所示，可以构筑以任意间隔串联多级上述的再生系统1的光传送系统。实际上当作为光传送系统，配置再生系统1时，变为图70那样的构成。即由传送的光纤4或光纤6的特性影响或传送速度，信号光恶化，但是可以在应该再生该恶化的地方配置再生系统1。当在长距离区间传播信号光时，图70所示的光传送系统是有效的。

以下参照图1说明使用所述再生系统1的波长分割多重光再生方法A(以下称作方法A)。

方法A包括分波步骤、偏振变换步骤、再生步骤。

首先，在分波步骤中，分波装置8把波长分割多重光按各波长分波为多个信号光λ₁、λ₂、λ₃、···、λ_n。

然后，在偏振变换步骤中，偏振波变换器13对分波步骤中取得的多个信号光λ₁、λ₂、λ₃、···、λ_n中的至少一个信号光λ₁进行偏振变换。该偏振变换把信号光λ_i的偏振光状态变换为再生装置15中适合于所需的非线性光学效果的发现的偏振光状态、或再生装置15中最好地再生信号光的偏振光状态。

然后，在再生步骤中，再生装置15对在偏振变换步骤中变换的信号光λ_i进行利用非线性光学效果的再生处理。

这些再生系统1和方法A具有以下的作用。

波长分割多重光中包含的波长彼此不同的多个信号光，在波长分割多重光，例如从通信系统中的发信器出射并在该通信系统中传播后，它们的偏振光状态按照波长彼此不同。因此，由利用非线性光学效果的再生装置统一再生波长不同的多个信号光时，对各波长，信号光的再生程度不同。即可能发生某一个波长的信号光可以良好地再生，但是其他波长的信号光未再生的情形。

因此，在再生系统1和方法A中，有必要考虑：信号光的偏振光状态具有波长依存性；利用非线性光学效果的信号光的再生装置的再生程度强烈依存于信号光的偏振光状态与控制光或激励光的偏振光状态的相对关系。因此，首先把波长分割多重光按各波长分波为多个信号光，独立处理各信号光。然后在此基础上，在向信号光的再生装置15入射之前，把需要基于再生装置15的再生处理的信号光的偏振光状态调整为适合于再生的偏振光状态。

据此，再生系统1和方法A可以把需要再生处理的信号光忠实地再现为从发信器出射之后的状态或恶化前的信号光的状态。结果，可以良好地再生包含再生的信号光的波长分割多重光的波形。

在再生系统1和方法A中，不把信号光变换为电信号，再生，所以传送容量不由电器件限制。因此，根据再生系统1和方法A，可以提高各波长(通道)的信号光的传送速度，超过40Gbit/s，可以减少波长分割多重光的通道数。结果再生系统1可以由比以往少的再生装置15构成，所以可以实现小型化和省电化。

下面，详细描述再生装置15。

再生装置15如图2所示，包含放大装置17、波形再生装置19、时钟再生装置21和噪声除去装置23。

再生装置15按照再生系统1中要求的再生可以力，包含从由光放大装置17、波形再生装置19、时钟再生装置21和噪声除去装置23构成的群中选择的一个或2个以上。另外，选择的装置利用非线性光学效果进行再生处理。另外，这些放大装置17、波形再生装置19、时钟再生装置21和噪声除去装置23的排列并未限定，可以根据需要适当变更。例如可以在波形再生装置19的前级配置时钟再生装置21。

这里，放大装置17把衰减的信号光放大，波形再生装置19把信号光的波形再生，时钟再生装置21进行信号光的时钟再生，然后噪声除去装置23除去信号光中包含的噪声。

还有，即使是由放大装置17放大，作为噪声包含自然放出光(无偏振光)的信号光，通过透过偏振镜，也可以使信号光中包含的噪声减半。即可以把放大装置17和偏振镜的组合作为噪声除去装置23使用。

作为放大装置17，例如可以列举出拉曼放大器、半导体光放大器、参量光放大器等。

在拉曼放大器中，拉曼增益依存于入射到那里的信号光和激励光之间的偏振光状态的相对关系。再生系统1中，偏振波变换器13预先把信号光变换为适合于取得所需的拉曼增益的偏振光状态，所以拉曼放大器可以稳定放大信号光。

与拉曼放大器同样，半导体光放大器、参量光放大器也在各自的增益中存在偏振依存性。再生系统1中，偏振波变换器13预先把信号光变换为适合于取得所需的拉曼增益的偏振光状态，所以半导体光放大器、参量光放大器可以稳定放大信号光。

时钟再生装置21可以列举出利用XPM或FWM作为非线性光学效果的装置。

作为前者的(利用XPM)的时钟再生装置21，有图3所示装置。该时钟再生装置21具有：出射脉冲状的控制光的控制光发生装置25；通过光学延迟部件27以及控制部29使信号光的相位与控制光一致的相位同步部件31；通过光耦合器33插入光路中，传播控制脉冲光和信号光，产生XPM的高非线性光纤35；使控制光入射高非线性光纤35或从那里出射的WDM耦合器37、39。另外，优选该时钟再生装置21具有：防止来自高非线性光纤35的信号光的返回光的隔离器41、滤光器43。

另外，作为后者的(利用FWM)的时钟再生装置21，有图4所示的装置。该时钟再生装置21具有：出射脉冲状的激励光的激励光出射装置45；把信号光的相位与激励光一致的相位同步部件31；激励光和信号光通过合波器47(例如WDM耦合器或3Db耦合器)入射后FWM发生的非线性光学介质49。在时钟再生装置21中，入射非线性光学介质49的信号光与使用FWM进行波长变换的信号光一起从非线性光学介质49出射，所以未进行波长变换的信号光和激励光与使用滤光器、WDM耦合器51通过波长变换取得的信号光分离。

图3和图4所示的时钟再生装置21，利用高非线性光纤35或非线性光学介质49中的XPM或FWM，对信号光进行时钟再生处理。在该时钟再生处理中，当可以取得的非线性光学效果小时，无法良好地再生信号光的时钟。因此，在信号光和控制光或激励光之间，有必要把各自的偏振光状态维持给定的相对关系，把取得的非线性光学效果的大小维持在给定的大小。

具体而言，当入射到时钟再生装置21中的信号光的偏振光状态为直线偏振光时，维持信号光的偏振光状态，使激励光或控制状的偏振面与信号光的偏振面彼此平行。据此，时钟再生装置21可以以给定程度进行信号光的时钟再生。

在波形再生装置19中有利用孤波效果或SPM或SC作为非线性光学效果的装置。

前者的(利用孤波效果)的波形再生装置19如图5所示，由放大装置17a、非线性光学介质53、光纤(带通滤波器)55构成。这里，作为非线性光学介质53，可以列举出高非线性光纤和半导体元件。还有，在图5中，表示在波形装置19内配置放大装置17a的例。可是，如图2所示，配置放大装置17，只用放大装置17就可以充分提高入射到波形再生装置19中的信号光的强度时，就没必要一定配置放大装置17a。即可以根据需要配置波形再生装置19内的放大装置17a。

在图5的再生装置19中，由放大装置17a提高强度的信号光入射到非线性光学介质53中，通过介质53中发生的孤波效果，除去信号光中包含的时间上的噪声成分，再生信号光的波形。

作为后者的(利用SPM或SC)的波形再生装置19，有图6所示的装置。该波形再生装置19由放大装置17a、非线性光学介质56、滤光器55、波长变换部57构成。还有，由于与图5同样的理由，根据需要配置放大装置17a。

在图6的波形再生装置19中，由放大装置17a提高强度的信号光入射到非线性光学介质53中，通过该介质56中产生的SPM或SC，只关于除去时间上的噪声成分的信号光，扩展波长带。

然后，把波长带扩展的信号光向滤光器55入射，只有具有给定波长带的信号光透过滤光器55，再生信号光的波形。再生波形的信号光入射到波长变换部57，进行波长变换。

这里，基于波长变换部57的波长变换是为了把从波形再生装置19出射的信号光的波长带恢复到由介质56扩展前的波长带。因此，当没有必要恢复波长带时，就没必要在波形再生装置19中设置了波长变换部57。

在波长变换部57中有例如FWM、XPM或SPM作为非线性光学效果的。其中，使用FWM或XPM的基本上具有与所述时钟再生装置21相同的构成。因此，波长变换部57也可以兼任时钟再生装置21，图6所示的波形再生装置19中，没必要在出射一侧配置时钟再生装置21。

另外，当对波长变换部57利用SPM时，可以通过放大装置、非线性光纤和滤光器构成。

如上所述，基于波形再生装置19的信号光的波形再生处理利用介质53、56、35、49中的SPM、XPM、FWM、孤波效果和SC等非线性光学介质。而且，当利用XPM、FWM的波形再生处理时，通过使从控制光或激励光发生装置25、45出射的控制光或激励光、信号光入射同一介质35、49，产生XPM或FWM。

在这样的波形再生处理中，取得的非线性光学效果无论过大，还是过小，都有可能无法良好再生信号光的波形。因此，有必要在信号光、控制光或激励光之间，用给定的相关关系维持各偏振光状态，把产生的非线性光学效果的大小维持在所需的大小。

噪声除去装置23与波形再生装置19同样，可以由放大器、非线性光学介质、滤光器等构成。噪声除去装置23使用SPM或SC等非线性光学效果，扩大信号成分的波长带后，分离信号部分和噪声部分。

还有，作为所述波形再生装置19、时钟再生装置21或噪声除去装置23中使用的控制光或激励光的发生装置，希望使用利用梳型色散配置(梳型色散曲线)的光脉冲光源、由光纤型压缩装置压缩的光脉冲光源、超连续光源、孤波脉冲光源、光纤环形激光器的任意一个。这是因为这些光源能够产生脉冲时间宽度窄的高重复脉冲，而且，考虑信号光的频率等，可以适当设定脉冲时间宽度和重复的图案。

下面，参照图7说明偏振波变换器13。

偏振波变换器13如上所述，可以是具有把任意的偏振光状态变换为所需的偏振光状态的功能就可以。这样的偏振波变换器13至少对入射的光(信号光)进行偏振变换，作为所需的偏振光状态的偏振光变换部71。

具体而言，当控制光或激励光为直线偏振光时，用偏振波变换器13控制，使作为信号光的所需偏振光状态，与控制光或激励光变为偏振面平行的直线偏振光。

而且，偏振波变换器13如图7所示，检测入射到偏振光变换部71中的信号光的偏振光状态，根据该检测结果，反馈控制偏振光变换部71。或者偏振波变换器13如图8所示，检测从偏振光变换部71出射的信号光的偏振光状态，根据该检测结果，反馈控制偏振光变换部71。因此，如图7和图8所示，希望偏振波变换器13具有检测部73和控制部75。其理由是因为可以把信号光可靠变换为所需的偏振光状态。

如果具体说明，则作为检测部73，列举出可以检测由光分配器77分波的信号光的偏振光状态以及强度的偏振波分析仪或只检测强度的功率计。另外，控制部可以由计算机构成。

下面，参照图9，表示把入射的信号光变换为直线偏振光的偏振波变换器，即不具有检测部和控制部的一构成例。

该偏振光变换部71具有：把入射的信号光分离为偏振面彼此正交的两个偏振光的偏振光分离元件79；把这两个偏振光合波的合波器81。而且，在偏振光分离元件79和合波器81之间两个光路延伸，只在其中一方的光路中插入λ/2波长板83。

如果信号光入射到该偏振光变换部71，则由偏振光分离元件79分离的偏振光中，一方的偏振光如图中箭头所示，保持与纸面平行的偏振面，入射到合波器81。而具有与纸面垂直的偏振面的另一方偏振光通过λ/2波长板83，从而器偏振面旋转90°，入射到合波器81。因此，在入射合波器81的时刻，在两个光路中传播的各偏振光的偏振面变一致，通过这些偏振光在合波器81中合波而取得的信号光一定变为直线偏振光。

另外，图10表示把入射的信号光变换为直线偏振光的偏振波变换器，即具有用于反馈控制偏振光变换部71的检测部73和控制部75。

该偏振光变换部71具有：把入射的信号光分离为彼此正交的两个偏振光的偏振光分离元件79；把这两个偏振光合波的合波器81。而且，在偏振光分离元件79和合波器81之间两个光路延伸，在其中一方的光路中插入λ/2波长板83，自另一方的光路中插入使光学光路长度可变的光学延迟部件85。

另外，在合波器81的出射一侧配置以给定强度比把入射的信号光分光为两个光的光分配器77。在光分配器77的一方的出射一侧，作为检测部73，配置接收信号光，测定其强度的功率计。而且，由计算机构成的控制部75为了从检测部73的检测结果控制信号光的强度，与检测部73电连接。在一方，控制部75为了通过光学延迟部件85可变控制另一方光路的光学光路长度，从而使从检测部73输出的检测结果即由检测部73检测的信号光的强度变为最大，也与光学延迟部件85电连接。

图11表示把入射的信号光变换为不局限于直线偏振光，而具有任意偏振光状态的信号光的偏振波变换器，即具有用于反馈控制偏振光变换部71的光分配器77、检测部73和控制部75。

该偏振波变换器的偏振光变换部71由沿着视准透镜86、87间延伸的信号光的光路上按顺序配置的λ/4波长板89、λ/2波长板91、λ/4波长板93和、为了把这些波长板的光轴作为旋转轴旋转而安装在各波长板上的旋转部件95、97、99构成。即在偏振光变换部71中，通过旋转部件95、97、99使波长板89、91、93旋转，各波长板89、91、93的进相轴以及迟相轴对于信号光的偏振光状态的方位是可变的。

检测部73由作为信号光的偏振光状态，例如由能够求出斯托克司参数的偏振波分析仪构成，控制部75调节各旋转部件95、97、99的旋转角，使该斯托克司参数变为所需的值。因此，根据图11所示的偏振波变换器，可以把具有任意偏振光状态的光变换为所需的偏振光状态。

还有，在图11的偏振波变换器中，偏振光变换部71把信号光变换为直线偏振光时，如图12所示，在偏振光变换部71的出射一侧配置直线偏振镜101，使适合于基于再生装置15的再生处理的直线偏振光透过，并且检测部75希望为检测信号光的强度的功率计。

其理由在于信号光λ₁通过偏振镜101，可以提高信号光的偏振度，可以使基于再生装置15的再生程度进一步稳定。另外，如后所述，当在偏振波变换器13的入射一侧配置光放大器105时(参照图13)，除去由光放大器105放大的噪声即附加在信号光λ₁中的无偏振光即自然光，可以提高信号光λ₁的信噪比。

还有，振变换部71代替波长板89、91、93，可以配置一个以上双折射材料。这时，由控制部75进行双折射材料的控制，从而透过偏振镜101后的光功率在检测部73变为最大。还有，从偏振镜101到再生装置15(参照图1)希望由可以保持偏振光状态的偏振波保持波导12a(参照图1)构成。偏振镜101的主轴设定为在偏振波保持波导12a中保持偏振光的角度。

当利用具有偏振镜101的偏振波变换器时，控制的抖动表现为输出光强度的变动。而不使用偏振镜101，可以按照偏振波保持波导12a中保持偏振光的角度，把偏振光入射。这时控制的抖动以消光比的增加的形式表现。即使用偏振镜101的偏振波变换器，在光功率的变动容限比消光比的变动的容限取更大值的非线性信号处理中变得有效。

图13表示本发明实施方式2的波长分割多重光再生系统103(以下称作再生系统103)。

再生系统103除了在分波装置8和偏振波变换器13之间延伸的光路12₁、12₂、12₃、···、12_n中插入光放大器105，并且在偏振波变换器13和光信号再生装置15之间延伸的偏振波保持型波导12a、12b、12c、···12n中插入可变色散补偿器107以外，具有与再生系统1(参照图10相同的构成。

光放大器105配置在分波装置8和偏振波变换器13之间，接收从分波装置8在光路12₁、12₂、12₃、···、12_n中传播来的信号光λ₁、λ₂、λ₃、···、λ_n。而且，光放大器105把信号光λ₁、λ₂、λ₃、···、λ_n放大为给定强度后，向光路12₁、12₂、12₃、···、12_n出射。

即光放大器105把入射到那里的信号光λ₁、λ₂、λ₃、···、λ_n的强度放大为给定强度后，向光路12₁、12₂、12₃、···、12_n出射。

即光放大器105把入射到那里的信号光λ₁、λ₂、λ₃、···、λ_n的强度适当放大，出射，据此即使在波长分割多重通信系统中传播来的信号光λ₁、λ₂、λ₃、···、λ_n的衰减大时，也可以补偿该衰减。

可是，配置光放大器105的位置并不局限于分波装置8和偏振波变换器13之间，可以是分波装置8和再生装置15之间的任意位置。或者，光放大器105配置在分波装置8的入射端口8a一侧，在包含在波长分割多重光中的状态下，把信号光λ₁、λ₂、λ₃、···、λ_n放大。

另外，基于光放大器105的信号光的放大率可以由偏振波变换器13中包含的检测部和控制部进行反馈控制或前馈控制。

在分波装置8和再生装置15之间配置可变色散补偿器107，从偏振波变换器13出射的信号光λ₁、λ₂、λ₃、···、λ_n在偏振波保持型波导12a、12b、12c、···12n中传播，入射到可变色散补偿器107中。可变色散补偿器107修正由于在传送路线中传播而积蓄的传送路线中的波长色散引起的信号光的波形变形后，向偏振波保持型波导12a、12b、12c、···12n出射。

还有，配置可变色散补偿器107的位置并未特别限定，除了偏振波变换器13和再生装置15之间，还可以是分波装置8和光放大器105之间、光放大器105和偏振波变换器13之间、再生装置15和合波装置10之间。

图14表示本发明实施方式3的波长分割多重光再生系统109(以下称作再生系统109)。

再生系统109与图13所示的再生系统103的不同之处在于：在可变色散补偿器107和再生装置15之间延伸的偏振波保持型波导12a、12b、12c、···12n中插入偏振模式色散补偿装置110。

该偏振模式色散补偿装置110是补偿传送路线中局部或随机存在的双折射偏振模式下提供传播速度差，使信号光的时间波形变形的偏振模式色散的装置。

因此，根据再生系统109，因为可以补偿传送路线中的偏振波模式色散引起的波形变形，所以可以延长出射再生系统109后的信号光或波长分割多重光的可传送距离。

图15表示本发明实施方式4的波长分割多重光111再生系统(以下称作再生系统111。

再生系统111与再生系统103的不同之处在于：合波装置是具有偏振波交错功能的偏振波交错器112，另外，在偏振波交错器112的出射一侧设置了有用于把从偏振波交错器112出射的波长分割多重光的偏振光状态变换的偏振波变换器114。

偏振波交错器112具有在把彼此波长不同的多个信号光λ₁、λ₂、λ₃、···、λ_n合波时，把波长中彼此相邻的信号光合波为偏振光状态彼此正交的偏振波交错功能。

因此，当由偏振波交错器112合波的波长分割多重光在同一光路中传播时，可以抑制波长中彼此相邻的信号间，换言之彼此相邻的通道间的相互作用引起的信号光的恶化。

另外，偏振波变换器114，在偏振波变换器114和波长分割多重光再生系统或接收器之间延伸的光传送路线(光纤6)中，对从偏振波交错器112的出射端口112a出射的波长分割多重光进行偏振变换，从而使偏振模式色散对波长分割多重光的影响变为最小。

因此，根据再生系统111，不仅再生入射到该再生系统111中的波长分割多重光，从再生系统111出射后，也可以使波长分割多重光的偏振光状态变为适合于传播的光路的偏振光状态。例如再生系统111可以在入射到下一波长分割多重光再生系统或接收器中之前抑制波长分割多重光的恶化。

还有，在再生系统111中，将光放大器105，不是在分波装置8和偏振波变换器13之间，而在偏振波变换器13和再生装置15之间延伸的偏振波保持型波导12a、12b、12c、···12n中插入，根据由偏振波变换器13的检测部检测的信号光λ₁、λ₂、λ₃、···、λ_n的强度，前馈控制光放大器105。

这时可以使入射到再生装置15的信号光λ₁、λ₂、λ₃、···、λ_n的强度一定，所以可以进一步使基于再生装置15的信号光λ₁、λ₂、λ₃、···、λ_n的再生程度稳定化。

图16表示本发明实施方式5的波长分割多重光再生系统116(以下称作再生系统116)。

再生系统116包含彼此连接的多个子系统116a、116b···。

各子系统116a、116b···除了在光路12₁的两端附近即分波装置8一侧和合波装置112一侧插入光开关118a、118b···以及120a、120b···以外，具有与再生系统111相同的构成。还有，图16中为了避免线的错综，省略了各子系统116a、116b···中的光路12₁以外的光路12₂、12₃、···12_n的记载。

在图16所示的系统中，用光路122连接光开关118a和118b之间，用光路124连接光开关120a和120b之间。

因此，各子系统116a、116b···通过在光路12₁或偏振波保持型波导12a中插入至少一个光开关，不仅从自身的分波装置8分波的信号光，对从波长分割多重光通信系统的其他地方传送来的信号光也可以实现再生处理。

而且，通过用光路122、124连接各子系统116a、116b，再生系统116作为全体，具有路由器功能。

还有，光开关118a、118b···或光开关120a和120b希望是半导体光开关。这是因为可以防止再生系统116的大型化，并且可以在子系统116a、116b···间提高切换光路的开关速度。

具体而言，半导体光开关是对半导体材料应用各向异性蚀刻或牺牲层蚀刻等显微机械加工技术而形成的光开关，是Micro-Electro-Mechanical-System(以下，称作MEMS)的一种。

本发明并不局限于所述实施方式，可以有各种变形。例如，可以把图2的再生装置15作为集成电路而形成在半导体衬底上，使再生装置15—体化和小型化。

另外，在再生装置15中，波形再生装置、噪声除去装置和时钟再生装置在利用彼此相同的非线性光学效果时具有相同的功能，所以可以省略其中之一或两个，因此可以减少构成再生装置15的装置数。

下面，进一步详细说明本发明的再生装置(参照图1)。

图17是表示再生装置200的一实施例的概念图。该再生装置200，按顺序配置孤波变换器202、脉冲滚筒204、克尔快门206、孤波净化器208而构成。还有，作为再生系统1，如图1所示，希望在再生装置200的前级配置偏振波变换器13，但是如果是保持偏振波的状况，也可以是不要它的如图44那样的系统形态。

首先，由于传送而恶化的光信号210通过孤波变换器202除去残留线性调频脉冲，并且进行波形整形。然后，输入到脉冲滚筒204中，在那里，波形整形的信号光变换为适合于下级的克尔快门206的波形即矩形波。以上的前处理后，使用克尔快门206，不仅在波形上再生信号光，而且可以在时间上再生。最后，为了进一步使再生的信号光为高质量，由孤波净化器208除去孤波以外的成分例如伴随着光放大而产生的自然放出光等。该再生装置200的各部件的动作根据光非线性，所以常常具有偏振波依存性。因此，如图45所示，在各部件202、204、206、208的输入一侧根据需要配置偏振波控制器302或偏振镜304。还有，在再生装置200内，偏振波状态变化小时，不要这些。另外，如图46所示，可以构筑利用再生装置200内的各部件202、204、206、208中的至少一个部件的系统。例如，如图46所示，可以构筑由器件A、作为我们的器件而配置的孤波变换器、器件B构成的系统。按照系统的目的，从上述的各部件202、204、206、208适当选择我们的器件，配置与各部件202、204、206、208对应的器件A、器件B。

以下，说明该再生装置200的各部件。

再生装置200的初级是孤波变换器202。还有，孤波变换器202的关联技术记载在Dany等人，Opt.Lett.，25，p.793，2000或Matsumoto等人，IEEE Photon.Technol.Lett.，14，p.319，2002中。

图18是孤波变换器202的一构成例。孤波变换器202由异常色散光纤(anomalous-dispersion fiber：ADF)212、滤光器(带通滤波器：BPF)214构成。入射的信号光伴随着异常色散光纤中的传播，通过异常色散性和非线性的相互作用，变换为孤波类的脉冲列。通过滤光器214，实现光限制器功能，也能够除去噪声。可是，当对ADF212的输入光功率不足以产生孤波效果时，如图18所示，在ADF212的前级配置光放大器216和用于除去那里产生的自然放出光的滤光器218。

还有，在图18所示的孤波变换器202的构成中，有时通过孤波传播中的孤波效果的输入噪声的放大成为问题(Kubota等人，J.Opt.Soc.Am.B，p.2223，1999)。这是因为具有噪声的孤波在光纤传播中，通过异常色散和非线性的相互作用而产生的参量增益，把振幅和相位噪声放大。

为了压制它，在孤波变换器202中，希望缩短ADF212的光纤长度。如果ADF212的光纤长度缩短，则噪声和孤波传播的距离减少，与它们的相互作用的压制关联。因此，ADF212的缩短对于减少伴随着波形整形的噪声放大是有效的。还有，后面叙述ADF212的光纤长度的细节。

而与此相反，为了实现充分的波形整形功能，非线性效果是必须的。因此，非线性效果的发生所必要的光纤长度(非线性长度)以上的光纤长度在孤波变换器202中成为必要。另外，在公知文献(Deny等人，Opt，Lett.，25，p.793，2000)中，在孤波变换器中，需要孤波周期z₀以上的光纤长度。可是，z₀由以下数学式提供。

[数学式1]

Z_{0} = \frac{π}{2} \frac{{T_{0}}^{2}}{| β_{2} |}

T₀是对于输入脉冲的强度变为峰值的1/e的点的半值宽度。β₂是孤波变换器的色散值。为了在实验上明确该孤波变换器202的性能的光纤长度依存性，测定来自孤波变换器的输出脉冲对由孤波周期标准化的光纤长度(标准化光纤长度：z)不同的3种光纤的光信噪比(OSNR)和频谱线宽度增大的输入功率P_in依存性。图20A和图20B表示其结果。可是，在横轴取孤波次数N。N是用基本孤波激励功率把P_in标准化的值的平方根，由以下数学式提供。

[数学式2]

N = \frac{γ P_{0} {T_{0}}^{2}}{| β_{2} |}

还有，γ是光纤非线性稀疏。

从图20A和图20B可知，不根据标准化光纤长度z，在全部孤波变换器中，伴随着N的增大，OSNR恶化。可是，在ADF212的光纤长度为孤波周期的2周期左右的光纤长度下，表现出恶化小。另外，只有该孤波变换器表现出频谱线宽(Δυ/Δυ_in)不增大。从以上的实验结果可知，标准化光纤长度z为2以下的孤波变换器对压制噪声的放大是有效的。还有，因为可以取得与图20A、图20B的最上级相同的结果，所以z＝2以下的N和OSNR、或N和Δυ/Δυ_in的关系省略图示。

另外，孤波变换器202配置在再生装置200的初级，所以输入脉冲有时由于残留色散，具有线性调频脉冲。信号光如果具有线性调频脉冲，则在变换为脉冲时，产生脉冲宽度扩大的问题。因此，孤波变换器202中，对于输入脉冲具有的线性调频脉冲的性能也是重要的。

为了研究它，把由于(在孤波变换器前)在单模光纤(SMF)中传播而附加线性调频脉冲的脉冲输入孤波变换器202中，测定输出的脉冲波形。图21表示输出脉冲的自相关波形宽度Δt_AC的输入功率依存性。图21的左部表示输入到输出光纤前的功率宽度，图21的右部表示从输出光纤输出的脉冲宽度。

从图21可知，当使输入线性调频脉冲量增大时(使SMF长度增加)，通过使P_in增大，与输入的线性调频脉冲量(SMF长度)无关，表现Δt_AC减少的倾向。即如果解释该实验结果，通过P_in的调整，能够补偿输入的线性调频脉冲依存性。图22表示通过实验直接确认它的结果。

图22的左部表示输入脉冲波形，图22的中央部表示进行P_in的调整时来自孤波变换器的输出脉冲波形，图22的右部表示来自输出滤波器的输出脉冲波形。如图22的左部所示，即使把特性不同的脉冲列输入孤波变换器中，通过调整P_in，输出脉冲波形可以取得同样的波形。作为具体的P_in的调节方法之一，考虑到在孤波变换器之前配置可变衰减器，控制光功率的手法。

图23表示本实施例的短长方形孤波变换器的输出孤波的自相关宽度Δt_AC、OSNR的P_in依存性。如上所述，与长的长方形相比，可以在某种程度上抑制OSNR恶化。而在Δt_AC变为极小的P_in下，OSNR显著恶化。

换言之，脉冲压缩和噪声增大存在抵消关系。作为同时实现噪声的压制和脉冲压缩的手法是本发明之一的压缩器和波形整形器的组合(图19)。是在波形整形器之前配置脉冲压缩器的构成。这里，波形整形器不仅包含上述的孤波变换器，还包含Mamyshev滤波器或NOLM等。一般输入脉冲峰值功率越高，以光纤非线性效果为基本的波形整形器的性能可以越提高。本发明充分利用它。是事先把脉冲列压缩，使峰值功率增大，输入到波形整形器中的方式。

特别是以低噪声性优异的绝热压缩方式为基本的压缩器适于它。为了实现该方式，有使用光纤长度方向色散值减少的光纤(色散减少光纤)或具有缓和的增益的光纤(例如拉曼放大光纤)的手法。另外，提出了通过多种光纤的连接模仿前者光纤的具有阶梯状色散曲线的光纤(SDPF)、具有梳齿状色散曲线的光纤(CDPF)。特别是由2种光纤的组合构成的CDPF在制作上是容易的。

还有，光脉冲的绝热压缩利用光孤波是色散效果和非线性效果可以均衡的稳定脉冲，如果使任意的效果增减，则另一方效果追随它，光脉冲的参数自动变化。这里，色散效果与光纤的色散值以及脉冲宽度的倒数的平方成比例，非线性效果与光纤的非线性常数以及脉冲电力成比例。即在非线性效果一定的状况下，如果使光纤的色散值减少，则为了填补它，脉冲宽度的倒数的平方必须增大，结果脉冲宽度减小。

根据以上的原理，为了实现脉冲的绝热压缩，除了所述在长度方向减少光纤的色散值的方法，考虑到使用分布拉曼放大器的方法、在长度方向使光纤的非线性增大的方法。前者的方法中，由于分布拉曼放大，光线的电力在传送中增大，所以非线性效果增加，在色散值和非线性常数一定的光纤中，脉冲宽度减小，从而色散效果追随它。

而后者的方法中，在色散值一定，非线性效果在长度方向增加(即使由于光纤损失，脉冲电力衰减，光线非线性常数充分增加，电力和非线性常数的积在长度方向增加，结果非线性效果增加)的光纤中，为了追随增大的非线性效果，色散效果必须增大，脉冲的宽度减小。

使光纤的非线性常数增加的方法除了在长度方向连续增加的方法，也可以通过变化为阶梯状的方法、按梳齿形状配置非线性常数而近似的方法实现。

以上说明光纤型波形整形器，但是实现波形整形功能的不仅局限于光线。一般在输入输出特性中，具有阈值和饱和特性的(把它称作可饱和吸收特性)器件具有波形整形功能。以下表示该可饱和吸收体。

在全光再生中继(03R)或模式同步激光器中，具有可饱和吸收特性的器件是不可缺少的。以往有对可饱和吸收体使用光纤的非线性的，但是作为直接应用材料的可饱和吸收特性的，提出使用半导体可饱和吸收镜(SESAM；semiconductor saturable absorber mirror)(S.Tsuda，W.H.Knox，E.A.de Souza，W.Y.Jan，and J.E.Cunningham，“Low-loss intracavity AlAsGaAssaturable Bragg reflector for femtosecond mode locking in solid-state lasers，”Opt，Lett.，Vol.20，No.12，pp.1406-1408，June15，1995)或碳纳管(CNT；CarbonNanotube)(S.Y.Set，H.Yaguchi，Y.Tanaka，M.Jablonski，Y.Sakakibara，A.Rozhin，M.Tokumoto，H.Kataura，Y.Achiba，K.Kikuchi，“Mode-locked fiberlasers based on a saturable absorber incorporating carbon nanotubes，”Postdeadline papers，OFC2003，PD 44.，2003)。可是，当利用上述的SESAM的可饱和吸收体时，为了取得所需的特性，有必要把材料的可饱和吸收特性最优化，存在材料制作时的条件的稳定性或再现性难的问题。

在利用SESAM时，可饱和吸收特性由可饱和吸收层的组成、吸收频谱、厚度、布拉格反射镜和可饱和吸收层的相对位置关系决定。由布拉格反射镜反射的光与入射光一起形成驻波，所以总光强度密度对于半导体深度方向具有分布。可饱和吸收层和光强度密度分布的相对关系对于相同的入射光强度，也成为提供不同的可饱和吸收特性的要因。当CNT时，可以带隙或厚度变为主要设计参数。在任意时候，难以正确实现所需的可饱和吸收特性，在03R或模式同步激光器等系统的构筑中，存在成品率和特性的限制。

另外，在模式同步激光器中，振荡脉冲特性由可饱和吸收特性左右，所以取得的脉冲特性由可饱和吸收体的选择决定。不仅模式同步激光器的成品率变差，也与振荡的脉冲特性的限制关联。另外，脉冲振荡所必要的可饱和吸收特性、用于实现更短脉冲动作和高能量动作的可饱和吸收特性存在原理上不同的问题，为了使脉冲振荡，产生必须牺牲稳定动作下的脉冲特性的问题。

为了解决这些问题，作为本发明的一实施例，上述的可饱和吸收体采用可饱和吸收特性可变的构造。如果可饱和吸收特性可变，则在制造时可以组成调整特性，实现所需特性的步骤，可以提高成品率。另外，作为系统，如果在铺设后也可以调整可饱和吸收特性，则即使由于干扰或系统设定的变更，动作条件变更，也可以灵活地对应。

另外，如果在模式同步激光器中，可饱和吸收特性是可变的，就从使脉冲振荡时的可饱和吸收特性保持脉冲动作，使取得所需的脉冲特性的可饱和吸收特性可变，从而可以同时实现以往难以实现的脉冲振荡和短脉冲高能量动作。

以下用图说明上述的内容。图47表示典型的可饱和吸收特性。横轴是输入光强度，纵轴是输出光强度。与线性时不同，其特征在于：在低输入光强度区域中具有阈值特性，在光输入光强度区域中，表现饱和特性。使可饱和吸收特性可变意味着可以自由调整该曲线。如果详细描述，则可以使阈值饱和特性对于一定的光强度变化。是使图47的曲线如图中那样伸缩，使倾斜变化。

一般，如果向可饱和吸收体入射的光强度密度可变，就能够使可饱和吸收特性可变。图48表示该系统。在把从光纤306出射的光聚光，再结合到另一方的光纤308中之前的过程中，根据在哪个位置配置可饱和吸收体310，入射到可饱和吸收体310中的光强度密度不同。图48表示透过型，图49表示反射型的构造。当反射型时，通过使光学系统移动，从而光束消耗变化，也可以取得同样的效果。

另外，也可以使SESAM或CNT的可饱和吸收特性具有面向分布。例如在SESAM中，可以成形为利用膜厚的面向分布，在面内使布拉格镜和可饱和吸收层的位置关系连续变化。或者代替布拉格镜和可饱和吸收层的位置关系，通过在面内使可饱和吸收层的组成或膜厚变化，可以使可饱和吸收特性具有面向分布。在CNT中，使膜厚具有面向分布，或在制造时使衬底具有温度梯度，在面内以可以带隙为主，使CNT的构造变化，从而可以使可饱和吸收特性具有面向分布。

这样，如图50所示，在由空间结合系统中结合的光纤306、308间的光路中可移动地配置在可饱和吸收特性中具有面向分布的可饱和吸收体310，可以实现可饱和吸收特性可变的器件。移动可能的方向可以是纵、横、斜、对于光路倾斜的方向。这是为了使通过可饱和吸收体310的光路长度可变。还有，该可饱和吸收体的移动方向在图48的透过型、图49的反射型中，采用同样的构造就可以。

把本发明应用于模式同步激光器中时，从使脉冲振荡的可饱和吸收特性，通过进行调整，使位于图47的曲线渐渐向上伸展，分别使脉冲宽度和能量增大。如果以图48为例，则它与可饱和吸收体310渐渐从中心312向透镜316一侧移动对应。还有，在图48中，使可饱和吸收体310从中心312向透镜314一侧移动，也可以取得同样的效果。

如果这样使可饱和吸收体310移动，则向可饱和吸收体310的入射光强度密度减小，所以在图47中，与曲线在纵横轴方向延伸对应。当如图50的构成时，如果可饱和吸收体310向可饱和吸收特性弱的一方移动，就可以取得同样的效果。弱的可饱和吸收特性如果以CNT为例，就与CNT的膜厚度薄而对应。这样的可变性在制造时可以在调整可饱和吸收特性中使用，在系统使用时，可以作为可变控制的器件使用。

图24表示时间再生装置即克尔快门206的实施例。本实施例由OPLL(optical phase-locked loop)220和光开关部222构成。OPLL220由光相位比较器224、光LO发生器226、控制部228构成。

在OPLL220中，通过相位比较器224检测从外部输入的信号光和LO信号光(以下称作LO)的相位差，用控制部228根据该相位差调整光LO的重复频率。作为结果，可以取得与外部信号光同步的光时钟脉冲列。通过在光区域中切换该时钟脉冲列和信号光，可以取得在时间上再生的信号光。以下详细表示本发明的各部。

如上所述，本实施例的OPLL220由光相位比较器224、光LO发生器226、控制部228构成。光相位比较器224以由光纤构成的FWM部230、光纤232、受光部234为基本构成。FWM部230由非线性光纤或未图示的进行PPLN(Periodically-poled LiNO3)、SOA(semi-conductive opticalamplifier)等FWM的光学元件构成。

在OPLL220中，来自外部的信号光和光LO通过输入FWM部230中，新产生FWM光。该FWM光由滤光器232抽出，由光电二极管(photo-diode：PD)构成的受光部234受光。

在受光部234和控制部228中，把该输出电信号作为相位差信号识别，根据该识别，调整光LO的振荡频率(与重复频率对应)。结果，可以与外部信号光对应，取得同步的时钟脉冲列。还有，为了在FWM部230中充分发生非线性(高效产生FWM)，根据需要(如图24所示)，把EDFA或半导体光放大器等光放大器236和滤光器(未图示)配置在FWM部230的前级。还有，为了取得相位差信号，可以对FWM部使用可以进行PPLN、SOA等FWM的光学元件。这时，OPLL环长度进一步缩短，OPLL的频带进一步增大。

为了识别外部信号光和光LO的相位关系，把FWM部变换为PPLN或非线性光学结晶，利用第二高次谐波发生光(SHG；Second-HarmonicGeneration)的强度变化。另外，入射到对输入信号光的波长不具有灵敏度，对更短波长的光具有灵敏度的PD，通过PD内的二光子吸收，把相位关系变换为光电流量，进行检测。

另一方面，光LO发生器226由节拍光生器238构成。具体而言，希望具有两个以上频率成分的一台以上的半导体激光器，在图24中，表示其一例的由2个半导体激光器(laser diode:LD)构成的。从节拍光生器238输出的CW光通过光耦合器240合波，可以取得节拍光。还有，通过调整节拍光生器238的至少一方的驱动电流和温度，控制节拍光的频率。

把该节拍光作为光LO向光相位比较器224输入，并且作为时钟信号也向光开关部222输入。另外，如果必要在向光开关部222输入之前，由光纤压缩器239从节拍光变换为孤波列，事先把时钟信号波形调整为适合于光开关部222的波形。

在时钟抽出中最重要的是减少输出的时钟脉冲列的定时抖动。换言之，脉冲的时间位置的正确程度。在本实施例中，为了减少定时抖动，采用以下3个手法。

第一是OPLL220的环形缩短化。定时抖动与OPLL220的环长度有关，环形缩短化(光纤缩短化)对压制抖动是有效的。特别是，在本实施例中，相位比较器224变为以FWM为基本的构成，所以与以往的NOLM型相比，可以实现环形的进一步缩短。结果，在本实施例中，可以取得压制抖动的时钟脉冲列。作为相位比较器224的FWM部230的光线，与通常的传送路用光纤相比，采用5倍以上的非线性系数的高非线性光纤(highly-nonlinear fiber：HNLF)，也可以实现环形(光纤)长度的缩短。

第二是使图68的光纤长度L_A-B[m]和光纤长度L_A-C[m]的长度几乎相同。光纤长度L_A-B是直接连接分波器A和光开关B的光纤的长度，光纤长度L_A-C是从分波器A通过时钟抽出部、光纤压缩器，连接到光开关C上的光纤的长度。由分波器分支的信号到达光开关B所需的时间τ_A-B，或通过时钟抽出部、压缩器到达光开关C的时间τ_A-C记述如下。τ_A-B(L_A-B/v)[s]、τ_A-C为(＝L_A-C/v)[s]。这里，v[m/s]是光纤中的光速度。图68的光纤压缩器中，数km的长度是必要的。因此，如果在分波器A和光开关B之间不附加与光纤长度L_A-C[m]相同程度长度的光纤，则到达光开关的信号的时间差|τ_A-B-τ_A-C|变为数μs。光开关的信号光和光LO的位速度差的上限对于时间差，以Δω<|δB+δL|×|τ_A-B-τ_A-C|表示。这里，δB[Hz]记述信号的位速度的线宽，δL[Hz]记述LO输出光的频率线宽。因此，通过减小|L_A-B-L_A-C|，位速度差Δω减小，可以减少进行光开关的定时抖动。

第三是LD对驱动电路。在光LO发生器226中，通过串联2个LD，可以取消驱动直流源引起的LD波长抖动。实际上图25表示测定该LD串联驱动引起的噪声压制效果的结果。图25A表示LD对的独立驱动时的定时抖动特性，图25B表示LD对的串联驱动时的定时抖动特性。与独立驱动时相比，串联驱动时的抖动表现出降低到1/10。LD的串联驱动引起的噪声减少的理由是两个LD的驱动电流变化相等。代替LD对驱动电路，使用电流镜电流，也可以实现相同的状况。

如图24所示，一般OPLL部220和光开关部222分离，光LO发生器226内的光脉冲压缩器239具有长度L(m)。输入的信号光由最初的分波器241(图24的输入的信号光由OPLL和光开关部分波的分波器)分配后，通过相位调整部246到达光开关部222的时间为τ1，在OPLL部220取得同步后，如果同步信号到达光开关部222的时间为τ2，则τ1和τ2不同，以时间延迟T_lag＝|τ2-τ1|＝n·L/c表示。还有，n是光纤的折射率，c是光速。输入信号光的频率ω1(t-τ1)和时钟抽出后从光LO发生器226输出的节拍光的频率ω2(t-τ2)一般不同。光开关部222的输入信号光和由光LO发生器226产生的同步信号的相位差Δφ记述为Δφ＝2π(ω2(t-τ2)-ω1(t-τ1))·T_lag＝Δω·T_lag。当相位误差Δφ的允许值为0.05(rad)时，Δω<0.05(n·c)/(2πL)(Hz)。作为一例，当L＝1000(m)，n＝1.5时，如果频率误差Δω<约500Hz，就允许相位误差。这样依存于光脉冲压缩器239的长度L，决定光LO发生器226的输出节拍光的频率线宽的允许量。

下面参照图24和图68说明环形长度的最优化。还有，这是所说的环路长度表示图68所示的光时钟抽出器(optical clock extraction)内的光纤长度。如上所述，如果位速度差为Δω，环形长度为L_LOOP，v是光纤中的光速度，L_A-B是连接分波器A和光开关B的光纤长度，n是光纤的折射率，X为任意数，则决定L_LOOP，从而Δω(L_LOOP)<v·X/n·L_A-B的关系成立。即在本发明中，使用高非线性光纤作为FWM部230，所以L_LOOP缩短。结果，Δω也减小，所以与定时抖动的减少有关。

光开关部222由FWM部242、滤光器244和相位调整部246构成(参照图24)。相位调整部246以外，是与相位比较器224同样的构成。

在光开关部222中，首先，把信号光和时钟脉冲列向FWM部242输入。在来自FWM部242的输出中，在时间上再生的信号光作为FWM光发生。该光波由滤光器244与输入光成分分离，输出。

可是，时钟脉冲和信号光由OPLL220同步(频率一致)，但是有必要使相位一致。因此，通过插入信号光或时钟脉冲的至少一方光脉冲中的由可变光延迟线(DL；delay line)构成的相位调整部246调整相位。

还有，相位调整部246中，延迟长度可以是半固定的，也可以是可变的。还有，相位调整部246为半固定时，有必要把系统全体的温度控制为一定，从对于环境的温度变化，必要的调整量不变化。另外，相位调整部246可变时，根据接收输出脉冲的一部分而取得得电信号，决定相位调整量。

这里，说明光纤型的FWM部242。在FWM部242中，有时产生伴随着脉冲的光纤传播的色散和非线性效果引起的波形变形。为了压制它，适合于输入脉冲条件的波长(频率)配置和光纤选择成为重要。关于该压制方法，按以下的(1)～(4)的顺序说明。这里，输入泵脉冲的时间宽度为Δt_p，频谱宽度为Δυ_p，峰值功率为P_p(参照图51)，考虑频率配置和使用的光纤的设计。

(1)在FWM中，有必要充分确保泵光和的频率间隔Δυ(失调量)，从而3光波的频谱成分不重叠。由以下数学式提供该条件。

[数学式3]

Δv > \frac{| {Δv}_{p} + {Δv}_{s} |}{2}

(2)在以上数学式中考虑的对Δυ的波长变换中，至少2Δυ以上的频率成为必要。而在FWM的光纤的频带限制要因中，考虑有(a)基于波长色散的相位不匹配；(b)偏振波色散；(c)相干恶化。对于要因(a)，通过采用满足相位匹配条件的频率配置，即让泵波长和光纤的零色散波长一致，可以避免。另外，一般(c)的要因比(b)的要因影响小。因此，在通常的FWM中，基于(b)偏振色散的频带限制变为支配性的。对于频带限制，光纤的偏振波保持(S.Watanabe等人，ECOC97，PD7，1998.)是有效的，但是制作的困难是问题。作为其他宽带化手法，光纤缩短化是有效的(0.Aso等人，EL，vol.36，p.709，2000.)。图52表示它。根据图52所示的光纤长度和频带关系，准备可以确保失调Δυ所必要的频带的光纤长度ΔL。

(3)为了取得足以发生FWM的非线性效果，对于输入泵脉冲的非线性长度L_NL左右的光纤长度L是必要的。由以下数学式把它定量化。

[数学式4]

1 < \frac{L}{L_{NL}} = γ P_{0} L

可是，如上所述，为了确保FWM，L中存在上限。因此，为了满足以上数学式，γ P₀的增大化变为重要。而在高功率脉冲的光纤中传播中，由于非线性效果，从自相位调制(SPM)产生的频谱波形变形成为问题。从压制它的观点出发，在通过SPM把泵脉冲频谱双峰化的非线性相位移动3π/2(阿古拉瓦尔著，“非线性光纤光学”，吉冈书店)以下，把上限设定为γ P_pL。

[数学式5]

{γP}_{p} L \leq \frac{3 π}{2}

从以上两个数学式无频谱变形地进行FWM的γ P_p的范围变得明确。

(4)在FWM传播中，由于对输入泵脉冲和信号光的色散效果，有时在时间波形中产生变形。为了压制它，有必要减少对脉冲的2次和3次色散效果。该条件由以下数学式提供。

[数学式6]

\frac{L}{L_{SOD}} < \frac{1}{2}, \frac{L}{L_{TOD}} < \frac{1}{2}

这里，在满足相位匹配条件的波长(频率)配置中，输入泵波长的2次色散值小。因此，对于泵脉冲，3次色散效果变为支配性的，压制它的条件由以下数学式提供。

[数学式7]

β_{3} < \frac{{1.7628}^{3}}{2} \frac{{Δt}_{p}^{3}}{L}

另外，输入信号光脉冲波长的2次色散值由2 π β₃ Δ υ提供，该压制条件由以下数学式提供。

[数学式8]

β_{3} < \frac{{1.7628}^{3}}{4 π} \frac{{Δt}_{s}^{2}}{LΔv}

根据以上(1)～(4)所述的数学式，设计没有时间波形变形的FWM所必要的光纤。图53的流程图总结该设计步骤。

作为实际的FWM的实施例，表示使用具有根据图53的步骤设计的光纤的FWM器，对160GHz微微秒脉冲列的波长变换进行实验的结果。图54的构成是把1556nm的160GHz、2ps的脉冲列、1540nm的CW光由3dB耦合器合波，输入到0.2km长度的低倾斜HNLF中。产生的FWM成分由2级构成的BPF(透过中心波长1572nm，半值宽度4.5nm)抽出。还有，这里使用的HNLF的γ和色散倾斜分别为24.1/W/km和0.014ps/nm²/km。它们由图53所示的步骤决定。图55表示输入脉冲和CW的功率分别为19dBm和13dBm时的HNLF输入输出频谱波形。在输出中，表示在1572nm附近、1524nm附近发生FWM成分。图56表示FWM脉冲的自相关波形。为了比较，也表示输入脉冲的自相关波形。通过FWM成分抽出中使用的2级构成的BPF，脉冲宽度增大10％，但是表现为没有脉冲时间波形变形，进行波长变换。通过2级构成的BPF后的FWM功率是-2dBm。

还有，在图54中，BP为2级构成，但是如果可以充分除去输入脉冲和CW的成分，就可以是1级构成、4级构成···n级构成。另外，在图54和图55中，使用透过中心波长为1572nm的BPF，只通过FWM把长波长一侧发生的1572附近作为输出脉冲取出，但是未图示，如果使用透过中心波长为1524nm的BPF，就可以取得短波长一侧发生的FWM成分。

在本实施例中，作为输入脉冲，使用相邻脉冲间的相位变为反相关系的压制载波的脉冲即所谓的CS-RZ脉冲(carrier SuppressedReturn-to-Zero)。首先，考虑由于FWM而产生的脉冲列的相邻脉冲间的相位关系。当输入CW光作为FWM泵起作用时，短波长一侧产生的FWM变换光(在本实施例中，1524nm附近的成分)是相邻脉冲间变为反相的CS-RZ脉冲列。而输入脉冲列作为FWM泵起作用时，长波长一侧产生的FWM变换光(在本实施例中，1572附近的成分)是相邻脉冲间为同相位关系的RZ脉冲列。通过使用该特性，可以把CS-RZ脉冲列变换为RZ脉冲列。另外，当想保持相邻脉冲间的相位关系时，必须把输入脉冲作为FWM的泵使用。

以上表示使用FWM的光开关和波长变换器，但是作为使用FWM的其他形态，也可以实现具有波形整形功能的器件。图57表示其构成，图58表示现象。构成要素自身与图54的实施例构成几乎是同样的。不同之处在于使输入泵功率增大，积极利用基于SPM的频谱宽带化。伴随着此，发生的FWM脉冲的频谱也宽带化。并且通过使输入信号光的输入脉冲功率增大，作为非线性效果的相互相位调制效果的结果，FWM脉冲频谱进一步扩大。

即当泵功率低时，FWM脉冲的频谱宽度与泵脉冲或信号光脉冲的它为同程度，但是当泵功率高时，FWM脉冲频谱宽带化。因此，通过配置具有适当的FWHM的BPF，切去宽带化的频谱，所以可以实现非线性损失。因此，输入泵功率和输出FWM功率的关系变为如图59那样，可以实现阈值和饱和特性。结果，该FWM器件可以实现具有波形整形功能的光开关，如果使用它，就可以实现03R。

下面，参照图26A～图26C，说明受光部234(参照图24)识别相位误差信号的电子电路的构成。图26A是受光部234的一构成例。受光部234由光电二极管(PD)、环路滤波器和LD控制部构成。还有，LD控制部是控制LD的驱动电流、温度的机构。

在图26的受光部234中，由PD接收相位比较部224的输出光后，用环路滤波器把低频信号成分抽出。根据该输出电信号，控制LD驱动电流，从而控制节拍光发生部的LD输出波长即节拍频率。

图26B是图26A的变形例，由2台PD、加法器、环路滤波器、LD控制器构成。在图26B中，不仅相位比较部的输出光，由2台PD接收信号光脉冲的光功率，把它们的输出差输入环路滤波器中。据此，基于信号光脉冲和光LO的相位偏移的相位差信号的变化消光比提高。图26B的受光部的构成中，变为更高灵敏度。

图26C是图26A的变形例，由PD、乘法器、环路滤波器、加法器、LD控制器、参照信号发生器构成。由PD接收光开关输出后，通过环路滤波器抽出与参照信号相乘的电信号的低频成分。根据它与参照信号的差，控制LD。在图26C的受光部的构成中，可以更高效地发现相位比较部的输出光功率最大值的点。

图60A是相位比较部224的变形例，是对FWM部不是用光线，检测相位差的构成例。作为FWM光发生元件500，可以利用SOA或PPLN。另外，代替FWM光发生元件500，作为SHG发生元件，可以利用PPLN和非线性光学结晶。另外，如图60B所示，把PD置换为SiPD(硅光电二极管)，通过二光子吸收，也能够检测相位差。

另外，可以使上述的光时间再生系统的相位比较部224和光开关的FWM光纤融合。图27表示其构成。光相位比较器和光开关部由公共的FWM部250和光LO发生部252构成。各部要素与所述的图24是同样的。把输入信号光和光LO输入FWM部250中，用滤光器254抽出那里发生的FWM光。把该FWM光作为相位误差信号输入到光LO频率控制部中，并且作为时钟脉冲列输出。

以上，记述了光再生系统所必要的最低限度的部件。在本发明的再生装置200(参照图17)中，为了提高其性能，使用脉冲滚筒和孤波净化器。以下介绍它们的实施方式例。

图28表示脉冲滚筒204的一实施例。是信号光脉冲输入脉冲滚筒光纤260中的构成。由于该脉冲滚筒光纤260的正常色散性和非线性效果的相互作用，输入的信号光矩形化。非线性效果使脉冲频谱宽带化，通过正常色散效果，把脉冲时间波形矩形化。

这里，参照图41A～D以及图42，说明脉冲矩形化。图41A的脉冲在正常色散光纤中传播时，向矩形脉冲变形，但是这时正常色散的效果和非线性效果(克尔效果)的相互作用是不可缺少的。即通过非线性效果，产生图42的下部的上线性调频脉冲，由于正常色散效果，低频成分快速传播，高频成分缓慢传播。结果，变形为如图41B那样的形状。

如果详细描述，则如图42所示，在相当于脉冲强度的拐点的T₁和T₂之间，由于上线性调频脉冲，由于正常色散效果，脉冲线性扩大。还有，T₀是脉冲的中心位置。而在T_x<T₁和T_x>T₂(T_x是任意时间)，变为下线性调频脉冲，所以在脉冲前端部，越前端，越象刚才那样(|T|越大)缓慢传播，在后端部，越后端，(|T|越大)，越快速传播。即能量集中在时间T₁和T₂的部分，对于时间，脉冲强度急剧变化。该急剧性与T₁和T₂的瞬时频率的最大值成比例。

在本发明中发生高效率的矩形化现象，作为脉冲滚筒光纤260，使用正常色散增大光纤(normal-dispersion-increasing fiber:NDIF)。图29A表示NDIF的色散曲线。从图29A到图29C的纵轴表示负的色散值[ps/nm/km]，坐标越向上，色散值越接近0。

如图29A所示，因为在NDIF的输入一侧具有低色散值，所以非线性效果相对变为支配性的。而NDIF的输出一侧具有高色散值，所以正常色散结果变为支配性的。因此，在NDIF的输入一侧，脉冲充分宽带化。而且，在NDIF的输出一侧，脉冲由于强正常色散效果，脉冲时间波形以高效矩形化。

结果，脉冲滚筒光纤260(光纤：NDIF)的缩短成为可能。这是如果使用非线性长度L_NL和色散长度L_D，定量表示时，则设计为在输入端L_D>>L_NL，在输出端为L_D<<L_NL。可是，色散长度L_D由L_D＝To²|β2|表示。To和β₂表示输入脉冲时间宽度和色散值。另外，L_NL＝1/γ P₀。γ和P₀是非线性系数和输入峰值功率。

进而，通过采用NDIF，如图41C所示，可以形成头顶部完全平坦的矩形脉冲。这是因为在L_D>>L_NL的区域中，脉冲变形为上线性调频的超高斯型脉冲，接着在L_D<<L_NL的区域中，由于正常色散效果，可以线性扩展脉冲。上线性调频的超高斯型脉冲在正常色散作用的线性传送路线中传播时，头顶部完全变平坦的事实可以通过理论计算确认。以下，说明NDIF的详细原理。

以往，当对脉冲滚筒使用色散值一定的光纤时，为了产生非线性效果，需要大的输入功率，为了产生色散效果，需要某种程度大的色散值。其理由是色散值低时，即使由于非线性效果，产生上线性调频脉冲，以为色散的效果小，所以波形不变化为矩形。而当色散值大时，具有由于非线性效果而产生的上线性调频脉冲的成分立刻由于该色散效果扩散，峰值功率减小，所以不存储上线性调频脉冲，脉冲传播。

结果，如图41B所示，脉冲的上升变平缓，头顶部与原来的图41A所示的脉冲的上升没有本质的区别，变为上凸。脉冲的上升的急剧程度依存频谱中包含的高频成分，所以上升变平缓的事实与未发生基于充分的非线性效果的高频成分对应。

根据上述内容，为了高效地把脉冲矩形化，首先在不太影响色散的状态下，充分存储基于非线性效果的上线性调频脉冲，然后通过大的色散效果使脉冲变形。如果使用对长度方向，使正常色散值增大的光纤，就可以实现这样的状况。

如果进一步详细描述，则首先在光纤的入射端，把与脉冲的入射电力对应的非线性距离设计为比入射脉冲的宽度和色散值所对应的色散距离短很多。结果，与色散效果相比，非线性效果变为支配性的，在传播初期可以存储充分大的上线性调频脉冲。

在光纤的出射端，设计为色散距离比非线性距离还短，色散效果变为支配性的。由于非线性效果，已经产生高频成分，所以脉冲的上升变为急剧。而这时的脉冲可以用具有大的上线性调频脉冲的超高斯型函数近似。这样的脉冲在正常色散效果占支配地位的光纤中传播时，如图41C所示，通过简单的计算，可以确认变为脉冲中心部从上凸变为下凸的函数。通过在从图41B变形为图41C的状态的途中，输出脉冲，如图41D所示，可以生成头顶部几乎平坦的矩形脉冲。

如上所述，在光纤输入端，非线性效果占支配地位，并且在输出端，色散效果占支配性的状况除了在长度方向使(正常)色散值放大的方法，还是色散值一定，在长度方向使非线性常数减少的手法。还有，当使光纤的非线性常数减少时，除了在长度方向连续减少以外，还可以是控制非线性常数，使特性变化为具有阶梯状的曲线的手法，或使特性变化为具有梳齿状曲线。

下面，说明脉冲滚筒204的其他实施例。图29B和图29C是图29A的其他实施例。作为NDIF(参照图29A)的代替，是使用组合色散值和非线性系数不同的2种以上光纤的色散管理光纤260(阶梯型和梳齿型色散曲线光纤)的脉冲滚筒204。

具有图29B和图29C的光纤中的任意一个的脉冲滚筒204具有与包含图29A的脉冲滚筒光纤260的滚筒同样的作用和效果。即脉冲滚筒204在输入端一侧部分，非线性效果的作用是支配性的，在输出端一侧的部分，色散作用的效果是支配性的。

图29B、图29C所示的脉冲滚筒204是脉冲滚筒光纤260按顺序配置非线性效果变为支配性的光纤、色散效果变为支配性的光纤的组合。

图30A表示脉冲滚筒光纤260使用由2种光纤构成的脉冲滚筒204的脉冲矩形化的一实验构成例。是把以160GHz重复的2ps脉冲列输入脉冲滚筒光纤260中的构成。图30B表示该脉冲滚筒光纤260的色散曲线。图30B中，横轴是光纤的长度，纵轴是色散值。还有，图30B所示的脉冲滚筒由HNLF和NDF构成，HNLF的长度为200m，色散值为D＝-0.7ps/nm/km，NDF的长度为80m，D＝-7.5ps/nm/km。

这里，对非线性效果变为支配性的光纤使用高非线性光纤(highly-nonlinear fiber：HNLF)。HNLF是拥有传送路线用光纤具有的非线性常数以上的非线性常数的光纤。通过使用HNLF，可以使光纤变短。还有，当使用HNLF时，不使用图29A～图29C的NDIF，即使作为一定色散值，与使用通常的光纤时相比，可以缩短。

图31表示图30B的脉冲滚筒中的2ps脉冲传送仿真的结果。实线是输出脉冲的实际时间波形，用虚线表示与它对应的自相关波形。P₀是输入峰值功率。P₀＝23.5dBm时，由实线表示的输出脉冲波形矩形化。这时的自相关波形(虚线)变为三角形。

与此相对，白圈是自相关波形的实验结果。在实验中，使用160GHz脉冲列，所以在产生脉冲下降边部分的脉冲重叠的区域中，白圈和虚线的乖离大，但是在脉冲中心部分，两者很好地一致。因此，在实验中，与仿真同样，在P₀＝23.5dBm时，可以取得由实线表示的矩形化脉冲。

通过把上述的脉冲滚筒204配置在光开关部(参照图24)的前级，能够实现时间再生装置、分时装置的高性能化。即如果参照图24，则配置在第一耦合器和光开关部之间、或光LO发生器和光开关部之间。图32表示其一实施例。

在图32中，上述的脉冲滚筒204配置在光开关部222的前级，通过脉冲滚筒204把外部信号光或时钟脉冲矩形化后，由光开关部222切换光的构成。还有，这时，光开关部222的构成并不限于图24所示的FWM构成，可以是NOLM型、SOA(semi-conductive optical amplifier)型。

而因为一方的脉冲矩形化，所以可以压制基于外部信号光定时抖动的从两者相对时间位置偏移向强度抖动的变换。该原理如上所述(图39)。矩形化脉冲的平坦宽度相当于该压制范围。

这里，记述组合所述脉冲滚筒204和OPLL220的时钟抽出器的实施例。图33表示其构成。由脉冲滚筒204和图24内的时钟抽出器构成。

信号光脉冲由脉冲滚筒204矩形化后，把该矩形化脉冲和光LO输入FWM部中。由受光部把那里发生的FWM光变换为电信号。本发明的一个特征在于：在把FWM光识别为误差信号的方式在中利用脉冲滚筒的输出脉冲特性。

在图24所示的光开关部中，输入信号光和光LO的峰值的射定变为重要。为了从光开关输出的平均功率的变化检测输入信号光和光LO的相位差，有必要把两者的峰值的时间位置错开。

在图24所示的光开关部中，当使用图26所示的受光部时，利用光的平均强度进行相位检测，所以有必要使光开关部和光LO的光信号的峰值时间位置相等。因此，图24所示的光开关部有必要与OPLL分别工作。

另外，通过来自加了频率调制的光LO的输出光进行相位检测的方法使输入脉冲峰值和来自LO的输出光的强度峰值平均一致，但是各脉冲的峰值彼此的时间差按调制频率变化。来自LO的输出光进行了频率调制，所以多次进行光再生时，有时定时抖动会积累。

而在图35A和图35B所示的受光部中，基于FWM光的频谱的相位检测是平均值处理，而且峰值一致。因此，可以一度执行光开关部和OPLL双方的功能。

在图34A、34B的最上部表示典型的脉冲滚筒输出脉冲的时间波形和线性调频脉冲(瞬时频率的时间变化)特性。一般，在由于正常色散和非线性效果的相互作用而矩形化的脉冲中存储线性调频脉冲。从该脉冲和变换界限脉冲(图34A、图34B的中央部)发生的FWM光也具有线性调频脉冲。图34A、图34B的最下部表示该FWM脉冲特性。

因为矩形脉冲具有线性调频脉冲，所以输入脉冲间的时间偏移变换为输出FWM光的频率偏移。因此，通过减少该FWM光的频率偏移，可以识别以输入脉冲间的相位差。图35A、图35B表示从FWM光识别相位差的受光部。

该受光部如图35A所示，由分波器262、2个以上的滤光器264(在图35A中配置3个)和各滤光器输出光功率比较器266构成。代替分波器262和多个滤光器264，虽然未图示，但是可以使用AWG(arrayedwaveguide)。

在该受光部中，首先用分波器262把FWM光分波为3，把各光波输入倒具有不同的透过频率的滤光器264中。各滤光器输出功率的差与FWM光的频率偏移即光相位比较器输入脉冲间的时间偏移对应。因此，可以通过减少该功率差，识别脉冲间的时间位置偏移，根据它调整光LO的频率。还有，图35B是图35A所示的受光部的其他实施例，由光栅和PD构成。图35B的受光部具有与图35A同样的效果。

作为使用矩形脉冲的OPLL动作的应用，如图61所示，使脉冲振幅在时间上变化，把时间位置的偏移作为强度偏移检测的OPLL动作也是可能的。如图61所示，作为使矩形脉冲的振幅在时间上变化的方法，考虑使成为增益峰值的相位从矩形脉冲的中心稍微错开的进行同步调制的方法。

图32所示的脉冲滚筒204和光开关222的组合不仅作为图17所述的再生装置200，而且对具有高质量的重复特性的OTDM信号发生器也能够应用。

图62表示OTDM信号发生器的全体图。重复频率为Nxf[GHz]的脉冲光源604重复特性非常好，不带信息。而脉冲光源606的重复频率为f[GHz]，可以把时间宽度压缩为N通道的光分时成为可能，进行f[Gbit/s]的数据调制。脉冲光源604和N个脉冲光源606全部与产生的电时钟信号602取得同步。还有，在图62中，为了使脉冲光源604和脉冲光源606同步，利用电时钟信号602，但是并不局限于此。例如可以利用节拍光等光信号。

从N个脉冲光源606发生的信息信号，由光分时多重器608分时多路复用。脉冲光源606和光分时多重器608的组合是以往就使用的，但是一般具有定时抖动等，不能说重复特性高。由光分时多重器608多路复用的信号由矩形化器610矩形化。

而由脉冲光源604产生的光信号通过延迟线612与矩形化器610的输出信号在时间上位置一致，由合波器614合波后，通过脉冲开关616，只有OTDM的逻辑信号复制为由脉冲发生器604产生的光脉冲，结果，重复特性能取得与由脉冲发生器604取得的脉冲同等的高质量。

延迟线612可以配置在矩形化器610的前后，可以组入光分时多重器608内。另外，为了提高矩形化器610的效率，可以在其前插入孤波变换器。

图36A表示本实施例的噪声除去装置即孤波净化器208。是孤波光纤272配置在2台滤光器270、274之间的构成。

首先，简单描述孤波变换器208的动作。首先，通过BPF270除去信号频带以外的区域的噪声，接着使用孤波光纤272中的拉曼自频率移动现象，在频率轴上使信号频谱移动BPF270的频带以上的量。这时，原来的信号频带中存在的噪声的频率不移动，孤波和噪声的分离是可能的。最后，用BPF274除去信号频带以外的噪声。结果信号的噪声大幅度降低。

输入到孤波净化器208中的光信号脉冲由输入一侧滤光器270除去信号频带以外的噪声。然后，输入到具有异常色散性的孤波光纤272中。在该孤波光纤272中，重要的是控制孤波，从而在频带内感到感应拉曼散射引起的增益的倾斜(以后称作增益倾斜)。作为该增益倾斜的存在的结果，孤波的波长移动。该现象是作为孤波的拉曼自频率移动而知道的现象(Mitschke等人，Opt.Lett.，vol.11，p.659(1986).和Gordon，Opt.Lett.，vol.11，p.662(1986).)。由输出一侧滤光器274抽出波长移动的孤波。

这里，本发明的特征在于：为了高效实现孤波的波长移动，控制增益倾斜。在本实施例中，进行以下2个手法。

第一手法充分利用HNLF作为孤波光纤(图36B)。如果孤波在光纤中传播，则孤波自身变为泵，在低频率一侧形成拉曼增益。孤波自身感到该增益倾斜，从而孤波的中心频率向低频一侧移动。该现象是孤波自频率移动(soliton self-frequency shift:SSFS)。图37A表示一般的HNLF中的拉曼增益。为了比较，也表示SMF的拉曼增益。

HNLF与SMF相比，具有更大的增益倾斜，所以即使光纤长度缩短，SSFS效果也增强。因此，通过使用HNLF，可以缩短光纤，作为结果，不仅可以减少光纤损失，也可以压制孤波间的相互作用。

第二手法是通过外部泵光进行拉曼放大(图36C)。在图36C中，泵光发生器的配置为前方和后方。泵光发生器的配置可以前方和后方的任意一方或双方。

该构成的孤波净化器通过基于外部泵光的放大调整，进行SSFS效果的控制。图63在频率轴上记述基于拉曼放大器的放大增益和孤波的频谱的关系。如果泵光的频率为υp，则拉曼放大增益约在υp-13THz取峰值。而增益对于频率的倾斜变为最大的是约υp-10THz，但是通过孤波的中心频率υs设定为该值，SSFS的效果可以增强到最大限度。另外，如果向通过SSFS移动的频率量为Δυ，则通过设定为υs-Δυ＝υp-13THz，可以限制孤波的频率移动量。

对于单位传播距离的孤波的自频率移动量与脉冲宽度的4次方成反比。因此，在孤波净化器208的前级插入脉冲压缩器，压缩脉冲，可以更高效地实现频率移动。

如图36C所示，通过设计为当进行前方和后方激励拉曼放大时，光电力对于传送距离缓慢增加，可以实现绝热压缩，可以在传播中压缩脉冲，仍然高效进行频率移动。

当考虑使用重复特性好的光孤波列的全光非线性信号处理时，信号频带附近的噪声放大成为问题。图67表示重复频率为160GHz，脉冲的半值宽度1ps的光孤波列在2km的HNLF中传播时的输入和输出频谱，是由试验取得的。从图67可知，知道中心频率附近的噪声被放大的样子。使用的HNLF色散值如图69所示，从约3.5ps/nm/km到约1.8ps/nm/km连续减少，非线性为21.8W^-1km^-1，损失是1dB/km。在图69中，直线(a)是用直线近似由测定取得的色散值，色散值D[ps/nm/km]和距离z[km]存在由D＝3.5-0.9z的数学式表示的关系。而曲线(b)是由D＝3.25×10^-0.1z的数学式表示的函数，D值减少的比例是1dB/km。即从图69可知，光纤的色散值对于长度，几乎按直线减少，但是因为距离短，所以也可以用指数函数近似，这时的减少比例为1dB/km，可以视为光纤的损失值的减少比例1dB/km一致。对于传播距离，当基于光纤损失的光电力的衰减量、色散值的衰减量均衡时，传送系统可以视为与无损失等价(K.Tajima，“Compensation of soliton broadening in nonlinear optical fibers with loss，”Opt.Lett.，vol.12，pp.54-56.1987.)，所以与在该光纤中，基本孤波跨1.6km的有效距离，无损失地在光纤中传播是等价的。图67的噪声放大是重复特性极高的光脉冲列的离散频谱的参量过程引起的。当占空比(＝脉冲的半值宽度/脉冲间隔)大时(0.2以上)，光孤波无损失地传播，所以放大的噪声的峰值增益由只由占空比和传播距离决定。

图64是，通过对位速度和传播距离进行数值计算，求出噪声放大的峰值增益的，脉冲宽度1ps的孤波列与噪声一起在光纤(色散值3[ps/nm/km]、非线性常数20[1/km/W])中传播。这时的色散距离计算为0.1km，图中的距离L变换为对于色散距离的比Z，噪声放大增益只由占空比和Z决定。例如当重复频率为160GHz(占空比0.16)，想把这时的噪声频率抑制在15dB以下时，孤波可传播的最大距离从图64可知为0.5km即色散距离的5倍。噪声放大增益由占空比和用色散距离标准化的距离等两个决定的事实在任意的物理刻度、对于初始孤波电力可以视为微小的任意初始噪声电力时为真。

而如果占空比增大，则噪声放大的样子依存于孤波列的相邻脉冲间相位差。图65中，关于光纤和脉冲，是与前项同样的参数，通过数值计算，算出重复频率为320GHz，传播距离为1km时的输出脉冲列的频谱。可明确知道与同相脉冲列相比，相邻脉冲间相位差为π的CS-RZ脉冲列压制噪声放大。

因此，当考虑重复特性好的孤波列传播时，如果采用CS-RZ列，则压制噪声放大。还有，图65的计算结果在输入脉冲列为重复频率1600GHz，脉冲宽度2ps，传播距离4km时，也可以取得同样的结果。

以上详细表示再生装置。如上所述，它们主要是充分利用光纤非线性效果的器件和它们的组合。一般光非线性效果依存于输入光偏振波，所以通过这样的器件中使用的光纤的偏振波保持化，可以谋求器件的高性能化和高稳定化。图66表示一个形态。是由极化器702和偏振波保持光纤(PMF)704构成的构成。

输入光通过极化器702，只有单一偏振波成分通过，输入到PMF704中。极化器702的通过偏振波对于PMF704最优化。为了减少极化器702中的损失，在极化器702之前配置偏振波控制器706，通过偏振波控制器706把输入光偏振波状态最优化。以上的非线性器件的PM的优化不仅引起性能的提高，而且对器件的小型化也是有效的。PMF704因为光纤弯曲引起的损失和双折射的影响小，所以可以减少缠绕光纤的线筒的直径。作为线筒小型化的结果，器件尺寸也可以小型化。

因此，根据本发明的波长分割多重光再生系统和波长分割多重光再生方法，可以提高波长分割多重光再生系统中的波长分割多重光的传播速度，例如超过位速度40Gbit/s，同时波长分割多重光再生系统的小型化和省电化成为可能。

进而，在分多级通过具有本发明的波长分割多重光再生系统的中继电台时，可以在各中继电台中可靠再生波长分割多重光，所以总可以维持波长分割多重光的信号强度、波形、定时等的质量。结果根据本发明，可以实现超长距离间的光通信系统。

因此，本发明的波长分割多重光再生系统和波长分割多重光再生方法在通信产业中的利用价值是极大的。

Claims

1.一种光再生系统，包括：具有孤波变换器(soliton converter)、脉冲滚筒(Pulse Roller)、克尔快门(kerr-shutter)、或孤波纯化器(SolitonPurifier)中的至少一种仪器的再生装置，并且再生恶化了的信号光。

2.根据权利要求1所述的光再生系统，其中，

在所述再生装置的前级或所述再生装置的内部设置了偏振波变换器。

3.根据权利要求1或2所述的光再生系统，其中，

当在所述再生装置的前级或所述再生装置的内部设置了偏振波变换器时，在所述偏振波变换器的前级设置了分波装置。

4.根据权利要求1～3中的任意一项所述的光再生系统，其中，

在所述再生装置的后级设置了合波装置。

5.根据权利要求1～4中的任意一项所述的光再生系统，其中，

在所述再生装置的前级，当在所述再生装置的前级设置了所述所述偏振波变换器时，在所述偏振波变换器的前级，或当在所述偏振波变换器的前级设置了所述分波装置时，在所述分波装置的前级设置了色散补偿器。

6.根据权利要求1所述的光再生系统，其中，

在所述再生装置的出射一侧设置了把由所述再生装置再生的信号光和其他信号光进行合波的合波装置。

7.根据权利要求1所述的光再生系统，其中，

以多级连接了所述再生装置。

8.根据权利要求7所述的光再生系统，其中，

在以多级连接的所述再生装置之间设置了光开关。

9.根据权利要求1～8中的任意一项所述的光再生系统，其中，

在以所述再生装置的前级进行输入功率的调整。

10.一种波形整形器，代替孤波变换器，使用了具有可饱和吸收特性的可饱和吸收体。

11.根据权利要求10所述的波形整形器，其中，

设置了调整所述可饱和吸收体的位置，使可饱和吸收特性可变的位置调整机构。

12.根据权利要求10或11所述的波形整形器，其中，

所述可饱和吸收特性具有面内分布。

13.一种克尔快门，其中，设置了分波器、光学锁相环、和光开关部。

14.根据权利要求13所述的克尔快门，其特征在于：

在所述光学锁相环的位速度差为Δω，环长度为L_LOOP，v为光纤中的光速度，连接所述分波器和所述光开关部的光纤的长度为L_A-B，n为光纤的折射率，X为任意数时，决定了L_LOOP，以使Δω(L_LOOP)<v·X/n·L_A-B的关系成立。

15.根据权利要求13或14所述的克尔快门，具有：

使所述光学锁相环中产生光本地振荡信号的光本地振荡发生器；检测从外部输入的信号光和所述光本地振荡信号的相位差的相位比较器；和根据所述相位差调整所述本地振荡信号的频率的控制部。

16.根据权利要求15所述的克尔快门，其中，

在所述光相位比较器上设置了产生四光波混合光的四光波混合部、滤光器、和受光部。

17.根据权利要求16所述的克尔快门，其中，

对所述四光波混合部使用了高非线性光纤、周期性极化铌酸锂或半导体光放大器的任意一个。

18.根据权利要求16或17所述的克尔快门，其中，

所述受光部在前级配置脉冲滚筒，并监视入射到该受光部的脉冲的频率特性。

19.根据权利要求15所述的克尔快门，其中，

在所述本地振荡发生器中设置了节拍光发生器。

20.根据权利要求19所述的克尔快门，其中，

所述节拍光发生器包括：产生CW光的具有2以上频率成分的1台以上的半导体激光器、和把所述CW光进行合波的光耦合器。

21.根据权利要求20所述的克尔快门，其中，

串联驱动了所述半导体激光器。

22.根据权利要求13～21中的任意一项所述的克尔快门，其中，

在所述节拍光发生器和所述开关部之间具有光纤压缩器。

23.根据权利要求15～17中的任意一项所述的克尔快门，其中，

在所述相位比较器中设置光电二极管、环路滤波器、和激光二极管控制部，该光电二极管通过二光子吸收产生光电流。

24.根据权利要求23所述的克尔快门，其中，

所述光电二极管使用了硅雪崩光电二极管。

25.根据权利要求13所述的克尔快门，其中，

在所述光开关部中设置了四光波混合部、滤光部、和相位调整部。

26.根据权利要求25所述的克尔快门，其中，

把所述相位调整部控制为对于环境温度的变化，使相位调整量不变化。

27.根据权利要求26所述的克尔快门，其中，

根据输出脉冲，反馈控制所述相位调整量。

28.根据权利要求25所述的克尔快门，其中，

在所述四光波混合部中，在泵光和信号光的频率间隔Δυ(失调量)、输入泵脉冲的频谱宽度Δυ_p、输入信号脉冲的频谱宽度Δυ_s之间具有以下数学式的关系。

Δv > \frac{| {Δv}_{p} + {Δv}_{s} |}{2}

29.根据权利要求25所述的克尔快门，其中，

在所述四光波混合部中，光纤长度ΔL、输入泵脉冲的频谱宽度Δυ_p、输入信号脉冲的频谱宽度Δυ_s之间具有以下数学式的关系。

ΔL>Δv_p+Δυ_s/2)

30.根据权利要求25所述的克尔快门，其中，

1 < \frac{L}{L_{NL}} = {γP}_{0} L

{γP}_{p} L \leq \frac{3 π}{2}

31.根据权利要求25所述的克尔快门，其中，

在所述四光波混合部中，光纤长度L由以下数学式决定。

\frac{L}{L_{SOD}} < \frac{1}{2}, \frac{L}{L_{TOD}} < \frac{1}{2}

β_{3} < \frac{{1.7628}^{3}}{2} \frac{{Δt}_{p}^{3}}{L}

β_{3} < \frac{{1.7628}^{2}}{4 π} \frac{{Δt}_{s}^{2}}{LΔv}

32.根据权利要求25所述的克尔快门，其中，

用包含以下次序的方法设计：

Δv > \frac{| {Δv}_{p} + {Δv}_{s} |}{2}

决定用于频谱重叠的失调量Δυ的步骤；决定可以取得2Δυ以上的四光波混合频带的光纤长度L的步骤；使用数学式

1 < \frac{L}{L_{NL}} = {γP}_{0} L

{γP}_{p} L \leq \frac{3 π}{2}

决定没有频谱波形变形，产生四光波混合的泵峰值功率的P_p步骤；

使用数学式

β_{3} < \frac{{1.7628}^{3}}{2} \frac{{Δt}_{p}^{3}}{L}

β_{3} < \frac{{1.7628}^{2}}{4 π} \frac{{Δt}_{s}^{2}}{LΔv}

33.一种克尔快门，共享在权利要求16中所述的光相位比较器中设置的四光波混合部、在权利要求25中所述的光开关部中设置的四光波混合部，还具有光本地振荡发生器、和控制部。

34.一种脉冲滚筒，包括：具有高非线性特性的脉冲滚筒光纤。

35.根据权利要求34所述的脉冲滚筒，其中，

所述脉冲滚筒光纤是在长度方向具有正常分布值增大的特性的正常色散增大光纤。

36.根据权利要求34所述的脉冲滚筒，其中，

所述脉冲滚筒光纤是在长度方向具有非线性值减少的特性的光纤。

37.根据权利要求34～36中的任意一项所述的脉冲滚筒，其中，

所述脉冲滚筒光纤是由组合在长度方向正常色散特性和非线性特性不同的2种以上光纤的色散管理光纤构成。

38.根据权利要求37所述的脉冲滚筒，其中，

所述色散管理光纤中，配置了在长度方向色散效果占支配地位的光纤、和在长度方向非线性效果占支配地位的光纤。

39.根据权利要求38所述的脉冲滚筒，其中，

所述色散管理光纤中，配置了为所述色散效果占支配地位的光纤的色散特性和所述非线性效果占支配地位的光纤的非线性特性变为阶梯状的曲线。

40.根据权利要求38所述的脉冲滚筒，其中，

所述色散管理光纤中，配置了为所述色散效果占支配地位的光纤的色散特性和所述非线性效果占支配地位的光纤的非线性特性变为梳齿状的曲线。

41.一种OTDM信号发生器，包括：权利要求35～38中的任意一项所述的脉冲滚筒、和权利要求38所述的光开关部。

42.一种孤波净化器，在2个滤光器之间配置了孤波光线。

43.根据权利要求42所述的脉冲滚筒，其中，

在所述孤波光纤中，控制感应拉曼散射引起的增益倾斜，实现孤波的波长移动。

44.根据权利要求42或43所述的脉冲滚筒，其中，

所述孤波光纤是高非线性光纤。

45.根据权利要求42～44中的任意一项所述的脉冲滚筒，其中，

具有产生外部泵光的泵光发生器，通过所述外部泵光，产生感应拉曼散射。

46.根据权利要求42～45中的任意一项所述的脉冲滚筒，其中，

在入射一侧还设置了脉冲压缩器。

47.根据权利要求45或46所述的脉冲滚筒，其中，

一边进行孤波绝热压缩，一边产生感应拉曼散射。

48.一种孤波噪声的抑制方法，在使用光孤波列的光非线性信号处理中，通过占空比即脉冲间隔对于脉冲宽度的比和色散距离，决定给定的噪声放大增益的最大传播距离。

49.根据权利要求48所述的孤波噪声的抑制方法，其中，

使用CS-RZ脉冲列作为调制方法。

50.一种光传送系统，串联地多级连接了权利要求1～9中的任意一项所述的光再生系统。