CN101409803A - 应用于数字电视调谐器的频率合成器 - Google Patents

Abstract

一种应用于一数字电视调谐器的频率合成器，其包括：一涵盖两倍宽的频率范围的压控振荡器、一锁相回路、一除频器单元及一多任务器。其中，该锁相回路以一频率控制信号决定压控振荡器的振荡输出频率。该除频器单元则包含了数个第一除频器以形成串行连接，该些第一除频器接收该压控振荡器的振荡输出频率以依序产生除频信号。该多任务器接收该些除频信号，并以一频率选择信号来选择其中的一该些除频信号输出以成为一本地振荡频率。为此，以达到频率合成器的输出频率可涵盖目前数字电视信号DVB－T/H的范围的目的。

Description

应用于数字电视调谐器的频率合成器

技术领域

本发明涉及一种频率合成器，特别涉及一种应用于数字电视调谐器的频率合成器。

背景技术

随着通讯技术及压缩技术的快速成长，全球的电视广播已从模拟电视广播逐渐地替换成数字电视广播。数字电视广播的变革将带动相关产业的迅速发展，数字电视及机上盒(Set-Top-Box，STB)就是其中一环。不仅如此，为了能够随时随地接收电视节目，目前也已朝向行动接收数字电视的发展。而其中为了因应不同的信号规格，调谐器(Tuner)电路在数字电视接收系统中也就占有举足轻重的地位。

一般而言，由于数字电视信号使用的基本频率范围包含了VHFIII(170～230MHz)、UHF(470～862MHz)甚至是应用于北美的L频带(1400～1800MHz)。而调谐器为了完整将170～1800MHz频率信号做降频调谐处理，调谐器中便必须设计一个可以提供对等宽频率范围的频率合成器(Frequency Synthesizer)以进行提供本地振荡频率，进而才能完整的将信号接收及处理。

以目前数字电视调谐器的频率合成器的规格而言，在相位噪声(PhaseNoise)的要求上相当高，所以一般会以电感电容压控振荡器(LC VCO)来做为其中压控振荡器的设计。然而目前最大的技术瓶颈在于因为数字电视调谐器中对本地振荡频率的需求频宽非常宽(最高频1800MHz与最低频170MHz相差约10倍)，因此若使用传统的电感电容压控振荡器的设计，则其频率-电压增益(Kv)在振荡频率高频与低频时会产生相当大的变化问题。

针对电感电容压控振荡器而言，请参考图1A及图1B，其中，电感电容压控振荡器9振荡频率的改变经由压控电容组90的压控电容值的改变造成振荡频率的改变。为了避免如图1B中虚线曲线的频率-电压增益过大，设计时会依据系统的需求来限制频率-电压增益的最大值。除此之外，再搭配切换电容组91中多组切换电容的设计来切换产生如图1B中实线曲线的多条较小的频率-电压增益曲线以涵盖数字电视调谐器的需求频宽。

然而，图1B中的实线曲线是在频率范围差异不大的情形下，才可能维持近乎相同的频率-电压增益。请参考图1C为传统单纯使用切换电容组进行调整的压控振荡器，在频宽需求较宽的系统(如数字电视调谐器)下所得到的振荡频率与控制电压的关系图。因为在数字电视调谐器的系统下，所需涵盖的频宽非常宽，所以造成在高低频时所形成的频率-电压增益变化会非常大，如图中所示，振荡频率越高时其频率-电压增益(曲线斜率)会越大；反之在越低频时则越小。这除了增加压控振荡器与锁相回路设计的困难度，也会进一步影响频率合成器中锁相回路的稳定度。

以目前的情况来讲，由于无法在频率合成器中单纯只设计一组压控振荡器来处理，但同时又要能够支持数字电视调谐器来达成涵盖较宽的频率范围，因此有了如图1D所示的频率合成器的设计。此设计提出一种频率合成器架构，主要是运用三组独立的锁相回路及压控振荡器来分别产生相对属于低、中、高的三个频带的载波信号(分别约为420MHz～580MHz、550MHz～750MHz及700～1000MHz)，进而涵盖数字电视规格中的整个UHF频带。而这也就能因应在高低频时所产生的频率变化。

于是，在目前数字电视调谐器的频率合成器中，大部分的设计便是使用2～4个压控振荡器来包含如此宽的频率范围。但此一设计也仅能涵盖到UHF频带，若要涵盖所有数字电视信号的频率范围的话，则设计上势必更加困难。

此外，在频率合成器中的锁相回路方面，其闭回路增益必须控制在一定的范围，才能维持锁相回路的稳定度。而当频率合成器需涵盖前述约10倍宽的频率范围(1800MHz/170MHz)时，如果频率-电压增益有太大的改变，则会造成闭回路增益有非常大的变化而导致锁相回路的不稳定，如此一来也就必须不断地调整锁相回路中的各项变量(如：相位频率检测器增益、低通滤波器的转换函数等)以维持锁相回路的稳定度。此外，对于锁相回路中的除频器而言，为了涵盖170～1800MHz的频率范围，相对也就必须要有10倍频率的操作变化范围。于是，当除频器的操作频率范围越高时，相对也就需要越大的输入信号强度以及耗损更大的电流。

而要如何利用较少的硬件架构以及较省功率的方式来设计出一个可包含较宽频率范围的频率合成器，便是目前值得进一步改善的地方。

发明内容

有鉴于此，本发明所要解决的技术问题在于，由设计一个可涵盖两倍宽的频率范围的压控振荡器，进而再加上一连串除频的设计，以在利用较少、较容易的硬件架构以及较省功率的设计方式下，达到使频率合成器的频率范围得以涵盖目前数字电视信号所需的频率的目的。

为了实现上述目的，根据本发明所提出的一方案，提供一种应用于数字电视调谐器的频率合成器，其包括：一锁相回路、一涵盖两倍宽的频率范围的压控振荡器、一除频器单元及一多任务器。其中，锁相回路用以接收一时钟信号，并且根据一参考频率信号来输出一频率控制信号以决定压控振荡器所产生的一振荡输出频率。该除频器单元电性连接压控振荡器，并且包含有数个第一除频器以形成串行连接，而该些第一除频器在接收振荡输出频率后依序除频产生数个除频信号。该多任务器则是接收该些除频信号，并依据一频率选择信号来选择输出该些除频信号的其中之一成为一本地振荡信号。为此，通过本发明的设计以使频率合成器达到可以涵盖较宽频率范围的目的。

以下结合附图和具体实施例对本发明进行详细描述，但不作为对本发明的限定。

附图说明

图1A现有技术压控振荡器的电路示意图；

图1B频率-电压增益差异的关系图；

图1C传统压控振荡器的振荡频率与控制电压的关系图；

图1D传统频率合成器所涵盖频率曲线的关系图；

图2本发明频率合成器的第一实施例方块图；

图3本发明频率合成器的第二实施例方块图；及

图4本发明的压控振荡器的电路方块示意图。

其中，附图标记

9     压控振荡器

90                  压控电容组

91                  切换电容组

1                   频率合成器

2                   锁相回路

21                  第二除频器

211                 频道选择信号

22                  相位频率检测器

221                 参考频率信号

23                  电荷帮浦单元

24                  低通滤波器

3                   压控振荡器

301                 切换控制信号

302                 倍率选择信号

3010                切换电容模块

3020                切换压控电容模块

4                   多任务器

401                 频率选择信号

402                 本地振荡信号

5                   除频器单元

50，51，52，53，54  第一除频器

具体实施方式

请参考图2，为本发明频率合成器的第一实施例方块图。如图所示，本发明提供一种应用于一数字电视调谐器(图未示)中的频率合成器1，其包括：一锁相回路2、一涵盖两倍宽的频率范围的压控振荡器3、一多任务器4及一除频器单元5。其中，锁相回路2更进一步包含有一第二除频器21、一相位频率检测器22、一电荷帮浦单元23及一低通滤波器24。另外，压控振荡器3的设计是涵盖两倍宽的频率范围，其指的是压控振荡器3所振荡出的最大频率是其所能振荡出最小频率的两倍。于是，为了符合目前所有不同的数字电视信号范围，因此，压控振荡器3是例如设计为涵盖1800～3600MHz(3600/1800＝2倍宽)的频率范围。

而锁相回路2是由第二除频器21来接收一时钟信号，并且依据由数字电视调谐器所控制的一频道选择信号211来选择形成一除数，以使第二除频器21得以将所接收的时钟信号的频率除以该除数而产生一反馈时钟信号。其中，第二除频器21在实际应用上是依据时钟信号的撷取来源的不同而会控制形成不同的除数。

接着，相位频率检测器22在接收反馈时钟信号之后，便将其与一参考频率信号221进行比较，以根据比较结果来输出一充放电的数字信号。而再通过与相位频率检测器22连接的电荷帮浦单元23来将该充放电的数字信号转换为一模拟信号，以控制压控振荡器3产生的一振荡输出频率。此外，可通过低通滤波器24来进一步滤除频率控制信号中不稳定的高频噪声。于是，锁相回路2便可由稳定地输出频率控制信号来控制压控振荡器3锁定在所欲输出的振荡输出频率。

而由于锁相回路2是搭配涵盖两倍宽的频率范围的压控振荡器3，使得第二除频器21的操作时钟范围同样是设计为两倍方可接收压控振荡器3所产生的振荡输出频率。而在本实施例中，第二除频器21所接收的时钟信号也就是例如直接接收自压控振荡器3所产生的振荡输出频率。并且第二除频器21可例如为整数除频器或分数除频器，以使整个锁相回路2最后得以决定压控振荡器3产生在频率范围内的所有整数频率或对应的分数频率。

而除频器单元5是电性连接压控振荡器3，并且除频器单元5包含有数个第一除频器50～54，以在设计上依序形成如图所示的串行连接。其中，该些第一除频器50～54是可分别为可变除频倍率的除频器或者是皆为固定除频倍率的除频器，以符合不同应用设计的需求。

除此之外，由于在频率合成器1的架构上是采用多个第一除频器50～54来形成串行连接的设计，使得在除频器单元5中会依据压控振荡器3本身的频率范围而依序除频以形成数阶的频带。如图1中所示，其中第一除频器50～54是设计为五个，且每一第一除频器50～54的除频倍率是固定为两倍，而假设压控振荡器3本身的频率范围为1800～3600MHz，因此通过该些第一除频器50～54彼此互相串行连接所形成的频带即依序分别为900～1800MHz、450～900MHz、225～450MHz、122.5～225MHz及61.25～122.5MHz。而在本实施例中，第一除频器50～54的除频倍率之所以设计为固定两倍，也就是用以配合压控振荡器3的频率范围，以让通过第一除频器50～54依序所形成的每个频带得以相互衔接。当然，如前所述，该些第一除频器50～54的除频倍率亦可根据实际设计上的需求而改变为可变除频倍率的除频器。

于是，在频率合成器1运作时，在除频器单元5实际接收压控振荡器3所产生的振荡输出频率之后，便会将振荡输出频率依序经过第一除频器50～54所形成的一连串除频而于各自频带中产生除频信号。接着，多任务器4则是用来接收上述所产生的所有除频信号，并根据一频率选择信号401来切换在符合所需的除频信号的频带，进而形成一本地振荡信号402给数字电视调谐器使用。其中，频率选择信号401是由数字电视调谐器通过数个位的组合来定义选择该些频带，例如若以五个第一除频器50～54所形成五个频带来说明，则至少必须使用三个位(3bits)的组合以足够定义各个频带。

请再参考图3，为本发明频率合成器的第二实施例方块图。本实施例大致上与第一实施例的设计相同，而不同的处在于，锁相回路2的第二除频器21所接收的时钟信号是接收自该除频器单元5所产生的其中之一除频信号。也就是说，本实施例中的时钟信号是压控振荡器3所输出的振荡输出频率经由第一个第一除频器50除频的后所产生的信号。而由于锁相回路2所接收的时钟信号来源不同，因此第二除频器21便需控制形成不同的除数以因应设计需求。但上述关于第二除频器21所形成的除数的不同皆是熟悉此项技术者所能设计及改变，而并非用来限制本发明。

由上述的实施例可以发现到，本发明的频率合成器1单纯仅使用一个压控振荡器3便可实现。于是，接下来的说明便是针对压控振荡器3再做进一步的架构及运作的揭露。

首先，在频率合成器1需涵盖较宽(约10倍)的频率范围下，又要使锁相回路2的闭回路增益为稳定时，压控振荡器3必须通过一切换控制信号301及一倍率选择信号302的控制来使输出的振荡输出频率在属于高低不同频率时，得以由可变的频率-电压增益以使之拥有相同的频率变化(也就是在高低不同频率下所形成的频率曲线斜率相同)，进而维持锁相回路2的闭回路增益为稳定值。

请参考图4为本发明的压控振荡器的电路方块示意图，以进一步说明压控振荡器3的内部电路及控制方式。其中，压控振荡器3是包含有一切换电容模块3010及一切换压控电容模块3020。并且所述的切换压控电容模块3020中具有数组切换压控电容以形成并联连接，同时也接收倍率选择信号302的控制来调整切换压控电容所形成的压控电容值总和；而切换电容模块3010与切换压控电容模块并联连接，切换电容模块3010亦具有数组切换电容以形成并联连接，进而可通过切换控制信号301的控制来调整切换电容所形成的切换电容值总和。再者，在本实施例中，上述的切换电容是以两倍倍率的比例来组成，例如分别以1、2、4、8的等比例来并联连接。

反之，若切换压控电容模块3020中仅具一组切换压控电容的话，则其压控电容值所形成相同的电容的变化，在高低频中则会有相当大的频率变化差异。也就是说在振荡输出频率属于越低频时，相同的电容变化可造成的频率变化范围就越小(频率-电压增益越小)；反之，振荡输出频率属于越高频时，则频率变化范围越大(频率-电压增益越大)。而如此一来便无法维持锁相回路2的稳定度。

然而，通过本实施例设计多组切换压控电容于切换压控电容模块3020中，便可由倍率选择信号302的控制来调整切换压控电容使得在每个频率范围下的振荡输出频率拥有相同的频率变化(斜率相同)。再调整切换电容使压控振荡器3组合出所需的振荡频率。

而请参考以下频率公式的说明，以了解到如何在每个不同的振荡频率拥有相同的频率变化。假设在压控振荡器3中，其电感Lx为固定，压控电容值的变化为ΔC，而在高频及低频所并联的切换电容值分别为Cx及2Cx。于是在高频时压控振荡器3的频率变化为：

$\mathrm{\Δ}{f}_H=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_x\left(C_x\right)}}-\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_x(C_x+\mathrm{\ΔC})}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_x{C}_x}}(1-\sqrt{\frac{C_x}{C_x+\mathrm{\ΔC}}})$

而在低频时压控振荡器3的频率变化为：

$\mathrm{\Δ}{f}_L=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_x\left({2C}_x\right)}}-\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_x({2C}_x+m{C}_v)}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_x{C}_x}}\left[\frac{1}{\sqrt{2}}(1-\sqrt{\frac{{2C}_x}{{2C}_x+m{C}_v}})\right]$

因此，为了使得压控振荡器3在高低频时所产生的频率变化能够相同(ΔfH＝ΔfL)，只需要通过倍率选择信号302来控制切换压控电容模块3020中的切换压控电容，以调整压控电容值总和来满足以下式子，并求出其中的m值即可实现。

$\left[\frac{1}{\sqrt{2}}(1-\sqrt{\frac{2C_x}{2C_x+m{C}_v}})\right]=(1-\sqrt{\frac{C_x}{C_x+\mathrm{\ΔC}}})$

其中在切换压控电容的设计上并非固定倍率比例的组合，而是以可程序化的变换比例来设计，也就是说m＝S1*xCv+S2*yCv+S3*zCv+...。其中S1、S2、S3等为1或0的切换压控电容，以用来选择开启或关闭xCv，yCv，zCv等的压控电容，而x、y、z等为可程序化的变换比例，为此以搭配S开关计算出m值。

此外，再以实际数据来说明，假设在压控振荡器3中电感值是固定为1nH，并且若仅设计一组切换压控电容会随电压上升1伏特而做100fF的变化。而例如控制压控振荡器3原本所并联的切换电容为1pF，于是其所输出的振荡频率约为5030MHz。而当切换压控电容随着电压的变化，以使得压控振荡器3整体所并联的电容值改变为1.1pF，其所输出的振荡频率即变为约4800MHz。因此压控振荡器3在此频率范围的频率变化约为230MHz。而由上述频率公式可得知频率与电容值的平方根成反比例。因此，控制压控振荡器3原本所并联的切换电容为2pF，以便产生在较低频率范围的频率(约为3560MHz)，而当切换压控电容随着电压的变化，以使得压控振荡器3整体所并联的电容值改变为2.1pF，于是其所输出的振荡频率约为3473MHz。此时压控振荡器3在此频率范围的频率变化即约为87MHz。如果，可以改变切换压控电容的改变量为284fF，则可以使振荡器在3560MHz仍有230MHz的频率变化。因此，即可看出在宽频的系统中，振荡器高频频率的变化(ΔfH)是远大于低频频率的变化(ΔfL)，而也就因为相同的压控电容变化在高低频会产生如此大的频率变化。于是，本发明才在压控振荡器3的切换压控电容模块3020设计有多组切换压控电容，以依据倍率选择信号302的控制来调整切换压控电容所形成的压控电容值总和，进而使压控振荡器3在每个频率范围下的振荡频率拥有相同的频率变化(斜率相同)。

附带一提的是，上述所提到的切换控制信号301、倍率选择信号302、频道选择信号211及频率选择信号401皆是由频率合成器1依据数字电视谐调器所欲接收的数字电视信号的频率需求而来加以进行控制。

而以下的说明是进一步以不同的数值来举例说明本发明在实际运作时所产生的结果。在此，请参考第三图的实施例架构，其中第一除频器50～54的除频倍率为2倍，其所形成的频带即依序分别为900～1800MHz、450～900MHz、225～450MHz、122.5～225MHz及61.25～122.5MHz。并且第二除频器21所接收的时钟信号是压控振荡器3所输出的振荡输出频率经由第一个第一除频器50除频之后所产生的信号。例如当所需的本地振荡信号402为230MHz时，频率选择信号401是会切换多任务器4到225～450MHz的频带，并且由于225～450MHz的频带是由压控振荡器3经过三阶的除频所得到的频带。因此可以得知此时的压控振荡器3的振荡输出频率为230MHz*8＝1840MHz。此时，锁相回路2所接收的时钟信号为1840MHz/2＝920MHz，于是第二除频器21便通过频道选择信号211来固定除数为920，以使第二除频器21所产生的反馈时钟信号得以与1MHz的参考频率信号221比较，而产生决定压控振荡器3输出振荡输出频率的频率控制信号，进而使锁相回路2得以稳定地锁在1840MHz的频率。

再例如当所需的本地振荡信号402为1650MHz时，频率选择信号401是会将多任务器4切换到900～1800MHz的频带，并且由于900～1800MHz的频带是由压控振荡器3经过一阶的除频所得到的频带。因此可以得知此时的压控振荡器3的振荡输出频率为1650MHz*2＝3300MHz。此时，锁相回路2所接收的时钟信号即为3300MHz/2＝1650MHz，于是第二除频器21便通过频道选择信号211来固定除数为1650，以使第二除频器21所产生的反馈时钟信号得以与1MHz的参考频率信号221比较而产生压控振荡器3的控制电压，进而使锁相回路2得以稳定地锁在3300MHz的频率。

综上所述，本发明由设计一个可涵盖两倍宽的频率范围的压控振荡器，以及对应设计锁相回路中的除频器频率操作范围，以达到利用较少的硬件架构以及较省功率的设计方式而使频率合成器的频率范围得以涵盖目前数字电视信号所需的频率的目的。同时，由在压控振荡器中设计有多组切换压控电容来进行控制调整，以不管在高频或低频下，皆可由可变的频率-电压增益而使所产生的频率变化为相同(斜率相同)，进而让锁相回路的闭回路增益为稳定值。

当然，本发明还可有其它多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (10)

1、一种频率合成器，其特征在于，应用于一数字电视调谐器，包括：

一涵盖两倍宽的频率范围的压控振荡器，产生一振荡输出频率；

一锁相回路，根据一时钟信号来输出一频率控制信号，用以决定该压控振荡器所产生的振荡输出频率；

一除频器单元，电性连接该压控振荡器，并且该除频器单元包含数个第一除频器以形成串行连接，而该除频器单元接收该振荡输出频率，以通过该些第一除频器依序除频而产生数个除频信号；及

一多任务器，接收该些除频信号，并依据一频率选择信号来选择输出其中的一该些除频信号以成为一本地振荡信号。

2、根据权利要求1所述的频率合成器，其特征在于，所述的两倍宽的频率范围为该压控振荡器所振荡出的最大频率为最小频率的两倍。

3、根据权利要求2所述的频率合成器，其特征在于，所述的两倍宽的频率范围为1800～3600MHz的频率范围。

4、根据权利要求1所述的频率合成器，其特征在于，所述的压控振荡器进一步接收一倍率选择信号及一切换控制信号的控制来使输出的振荡输出频率得以拥有相同的频率变化。

5、根据权利要求4所述的频率合成器，其特征在于，所述的压控振荡器进一步包含：

一切换压控电容模块，包含数组切换压控电容且形成并联连接，用以接收该倍率选择信号的控制来调整该些切换压控电容所形成的压控电容值总和，使该压控振荡器在不同的频率范围下拥有相同的频率变化；及

一切换电容模块，并联连接该切换压控电容模块，而该切换电容模块包含数组切换电容以形成并联连接，并且接收该切换控制信号的控制来调整该些切换电容所形成的切换电容值总和，并搭配该压控电容值总和，而使该压控振荡器得以产生不同的频率范围。

6、根据权利要求5所述的频率合成器，其特征在于，所述的切换电容及该些切换压控电容皆为可程序化变换比例。

7、根据权利要求1所述的频率合成器，其特征在于，所述的锁相回路进一步包含：

一第二除频器，接收该时钟信号，并依据一频道选择信号来固定一除数，以将该时钟信号除以该除数而产生一反馈时钟信号；

一相位频率检测器，将该反馈时钟信号与一参考频率信号来比较，以输出一充放电的数字信号；

一电荷帮浦单元，用以将该充放电的数字信号转换成一模拟信号，以成为该频率控制信号；及

一低通滤波器，进一步滤除该频率控制信号的高频噪声。

8、根据权利要求7所述的频率合成器，其特征在于，所述的第二除频器的操作时钟范围为两倍。

9、根据权利要求7所述的频率合成器，其特征在于，所述的第二除频器为整数除频器或分数除频器，使该锁相回路得以控制该压控振荡器产生整数频率或对应的分数频率。

10、根据权利要求1所述的频率合成器，其特征在于，所述的除频器单元中的该些第一除频器分别为可变除频倍率的除频器或固定除频倍率的除频器。

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