CN101401311A - 无线电接收机 - Google Patents

Abstract

提供一种方法，包括：使用信号定向图来标识滤波器中的寄生信号传递；将补偿路径添加到所述滤波器，以减少或者消除所述寄生信号传递的效应。提供一种对应的滤波器，其包括：多个放大器级，产生一个或更多个滤波器极点；耦合到所述放大器级中的至少一个的至少一个组件，所述组件在所述滤波器中产生寄生效应；用于将补偿电流施加到所述至少一个放大器级以减少或者消除所述寄生效应的装置。还提供了一种无线电接收机，包括：滤波器，用于接收同相信号和正交信号，并且对所述同相信号和正交信号进行滤波；放大器，用于接收并且放大所述滤波后的同相信号和正交信号中的一个；用于从所述放大器接收已放大、且滤波后的同相信号或正交信号，并且用于从所述已放大、且滤波后的信号再生所述同相信号和正交信号中的另一个的装置。

Description

无线电接收机

技术领域

本发明涉及一种无线电接收机，具体地说，涉及一种硅集成无线电接收机及其组件。

背景技术

在无线电接收机中，到来的高频无线电信号(例如FM无线电信号)被转换为具有中频(IF)的信号，然后对该信号进行放大，并将其传送到解调器解调器从该无线电信号中取回信息，例如基带音频。

现代集成FM接收机优选地实现了低IF频率处的信道选择性。作为示例，在图1中，示出这种集成FM无线电接收机的后端。这个后端包括所述集成无线电接收机的IF部分和解调器。FM接收机后端10包括复数IF滤波器12，复数IF滤波器12接收具有同相(I)分量信号和正交(Q)分量信号的复数输入信号，并用于充分镜像抑制。换句话说，滤波器12仅具有正IF频率或负IF频率处的通带。

在滤波器12的前端结合镜像抑制复数混频器，通过复数滤波器的选择性曲线来抑制混频器所产生的镜像频率。由于镜像信道与低IF接收机的期望信道十分接近，因此仅仅通过将镜像抑制混频器与复数滤波器进行组合来实现镜像抑制。

为从复数IF滤波器12输出的I信号和Q信号中的每一个提供各个IF限幅放大器14、16，各个IF限幅放大器14、16要么线性地放大所述信号，要么非线性地放大所述信号。来自IF限幅器14、16的I信号和Q信号用于驱动复数FM解调器18。复数解调器18(使用I输入信号和Q输入信号)优选地用于其在2ω_IF的杂散响应的抑制，其中，ω_IF表示弧度IF中心频率。

在许多情况下，接收机中需要RSSI信息。例如，RSSI可以用在接收机的调谐系统的信道搜索算法中。根据来自各个IF限幅器14、16的I信号和Q信号中的每一个推导出RSSI信息，并通过output-RSSI-out 20提供该信息。

复数解调器18包括：复数解调器滤波器22；相应的相位检测器24、26，用于复数解调器滤波器22所输出的I信号和Q信号；求和块28，用于对两个相位检测器24、26的输出进行组合。

在解调器18之后，提供低通滤波器30，以防止38kHz的谐波周围的杂散信号被下混频为后面的立体声解码器中的可听的“尖叫声(birdie)”。

然而，对于用于同相信号和正交信号中的每一个的相应IF限幅器的需求增加了实现集成无线电接收机所需的片上面积。

在无线电接收机中的有源实数滤波器或有源复数滤波器由于滤波器中的组件而具有较大容限的情况下，可以期望能够精确地标识并且固定滤波器响应。

已知通过使用具有精确弧度频率ω_ref的基准信号来实现这种情况，所述基准信号充当用于将滤波器中的所有时间常数调谐到它们的期望值的基础。为此，需要可通过控制信号X_s来调谐滤波器中的时间常数(例如，通过调节滤波器中的跨导(电阻器)，或者通过使用可变电抗器来调谐滤波器中的电容器)。将待固定的滤波器称为主要滤波器。

为了获得用于调谐主要滤波器中的所有时间常数的控制信号，使用主滤波器，其近似地匹配于主要滤波器中的时间常数。共用的主滤波器使用低阶滤波器，例如单极点复数滤波器或双极点实数滤波器。在控制环路中，将主滤波器的中心频率调谐为等于精确的基准弧度频率ω_ref，由此产生控制信号X_s。该控制信号也将用于主要滤波器，以将所有时间常数精确地调谐到它们的期望值，由此实现精确的滤波器响应。

然而，由于主要滤波器中的寄生效应，导致时间常数可能没有对主滤波器进行线性标度。在主要滤波器的极点位置位于不同于低阶主滤波器的位置处的一般情况下，这种现象尤其真实。这种非线性标度操作将在主要滤波器的极点位置和增益方面产生误差。

因此，本发明的目的在于，即使在滤波器组件中存在较大容限时，也能够精确地固定有源实数滤波器或有源复数滤波器的滤波器响应。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供了一种方法，该方法包括：使用信号定向图来标识滤波器中的寄生信号传递；将补偿路径添加到所述滤波器中，以减少或者消除所述寄生信号传递的效应。

根据本发明的第二方面，提供了一种滤波器，该滤波器包括：多个放大器级，产生一个或更多个滤波器极点；耦合到所述放大器级的至少之一的至少一个组件，所述组件在所述滤波器中产生寄生效应；用于将补偿电流施加到所述至少一个放大器级以减少或者消除所述寄生效应的装置。

根据本发明的第三方面，提供了一种无线电接收机，该无线电接收机包括：滤波器，用于接收同相信号和正交信号，并对所述同相信号和正交信号进行滤波；放大器，用于接收并且放大所述滤波后的同相信号和正交信号中的一个；装置，用于从所述放大器接收已放大并滤波后的同相信号或正交信号，并且用于从所述已放大并滤波后的信号再生所述同相信号和正交信号中的另一个。

根据本发明的第四方面，提供了一种处理IF信号的方法，所述方法包括：接收同相信号和正交信号，并对所述同相信号和正交信号进行滤波；对所述滤波后的同相信号和正交信号中的一个进行放大，同时终止所述滤波后的信号中的另一个；从所述已放大的信号再生所述滤波后的信号中的另一个。

参照下面所描述的实施例，本发明的这些和其它方面将变得显而易见，并得以阐述。

附图说明

现在将参照以下附图，仅通过示例的方式来描述本发明，在附图中：

图1示出了传统无线电接收机的后端；

图2示出了具有单个IF限幅放大器的无线电接收机的后端；

图3示出了从基带滤波器极点到正复数滤波器极点的平移；

图4示出了从基带滤波器极点到负复数滤波器极点的平移；

图5示出了理想的一阶复数滤波器的信号方向图；

图6是一阶复数滤波器的框图；

图7示出了具有寄生路径的单极点复数滤波器的信号方向图；

图8示出了具有消除了寄生路径的单极点复数滤波器的信号方向图；

图9示出了双极点复数滤波器的信号方向图；

图10是示例性跨导放大器的电路图；

图11是主控制回路的框图；

图12是根据本发明的一阶复数滤波器部分的电路图；

图13是根据本发明的备选的一阶复数滤波器部分的电路图；

图14a和图14b是根据本发明的二阶复数滤波器部分的电路图。

具体实施方式

图2示出了优选的无线电接收机后端100。如同图1中的无线电接收机后端，无线电接收机后端100包括复数IF滤波器102，其接收I输入信号和Q输入信号，并用于进行充分镜像抑制。

然而，在这种无线电接收机100中，复数IF滤波器102的输出中的仅一个被传递到IF限幅放大器。在这种示出的接收机100中，从复数IF滤波器102输出的Q信号在点104终止。只有从复数滤波器102输出的I信号被传递到IF限幅放大器106。IF限幅放大器106被提供用于：对输入信号要么进行线性放大，要么进行非线性放大。

在单个限幅放大器106之后，通过复数恢复滤波器108来恢复I和Q的关系。具体地说，在点110处将来自限幅放大器106的输出划分为直接传送到恢复滤波器108的信号(变成I分量)以及经由组件112传送到恢复滤波器108的信号(变成Q分量)。组件112将IF限幅器106的输出乘以-1/4。就立体声信道分离和音频失真而言，组件112的操作提供了最佳系统规范结果。

应理解，尽管复数恢复滤波器108和组件112被示为分离的元件，但可以在单个元件中实现二者的功能。

然后，将来自IF恢复滤波器108的恢复后的I信号和Q信号用于驱动复数FM解调器114。复数解调器114抑制2ω_IF处的杂散响应，其中，ω_IF表示弧度IF中心频率。

此外，例如在接收机的信道搜索算法中，接收机可能需要RSSI信息。因此，推导出RSSI信息，以用于来自IF限幅器106的I信号，并通过output-RSSI-out 116提供该信息。

如同在图1中的接收机后端中一样，复数解调器114包括：复数解调器滤波器118；相应的相位检测器120、122，用于复数解调器滤波器118所输出的I信号和Q信号；以及求和块124，用于对两个相位检测器120、122的输出进行组合。在解调器114之后，提供低通滤波器126，以防止38kHz的谐波周围的杂散信号被下混频为后面的立体声解码器中的可听的尖叫声。

通过在复数IF滤波器102之后仅处理I信号和Q信号中的一个，无线电接收机后端100具有优于图1中的接收机10的多个优点。

具体地说，在IF滤波器102之后仅需要一个IF限幅放大器106，这样减少了用于实现接收器后端100所需的芯片面积。这也意味着，无需平衡限幅器路径中的I信号和Q信号，以及因此对放大器106的增益容限的要求较小。增益容限主要取决于单个限幅放大器106之外提取的RSSI的所要求的精度，以及作为天线电平的函数的“自然静音(natural mute)”曲线的位置。自然静音曲线指的是在信噪比较差并且音频电平有下降趋势的情况下的、在较低天线信号电平处的情形。

此外，对于I/Q恢复滤波器108所产生的噪声的要求较低。因此，需要较小的芯片面积。

I/Q恢复滤波器108不仅恢复用于驱动解调器滤波器118的I信号和Q信号，而且滤除在限幅器106的输出处占主导的IF信号的高次谐波。这些高次谐波可能容易地导致复数解调器114产生杂散响应，这可能导致后面的立体声解码器中的可听的啸叫或尖叫声。

由于I/Q恢复滤波器106所执行的滤波操作，可以在完整元件链中更好地优化复数滤波器解调器滤波器118，以在接收机中获得较低的音频失真(单声和立体声)。

最后，接收机后端100具有的优点在于，对于抗尖叫声滤波器126具有较少的滤波要求。

在这种接收机后端100中，可以以完全级联的方式来优化IF滤波器102、I/Q恢复滤波器108、复数解调器114中的滤波器118以及抗尖叫声滤波器126的滤波器响应，以便甚至在IC过程中所使用的组件的最坏情况容限条件下，也能够获得具有高度可再现规范的鲁棒FM立体声接收机。例如，无需单独优化滤波器曲线，从而在对于使得音频失真最小化的尝试中，每一滤波器曲线均具有平坦的群时延或低波动群时延。仅对总体群时延(包括限幅IF信号的高次谐波的寄生效应)进行优化，以获得可接受的音频失真和立体声信道分离。类似地，通过考虑完整接收机链来优化其它参数，例如与立体声信道分离相组合的IF选择性。

现在将进一步描述在无线电接收机后端100中的根据本发明的低频复数IF滤波器(例如复数滤波器102、复数恢复滤波器108和复数解调器滤波器118)的实现。

通常，复数滤波器可以被认为是在弧度频率ω_bc＝0的基带原型滤波器到正弧度频率+ω_c或者到负弧度频率-ω_c的频移。

图3和图4示出了这些转换。在这两幅图中，基带滤波器极点由符号“+”来表示，复数滤波器极点由符号“x”来表示。可见，图3中的滤波器通过正频率，并且因此使极点从0偏移到+jω_c，而图4中的滤波器通过负频率，并且因此使极点从0偏移到-jω_c。

复数滤波器可以包括滤波器部分的级联，每一个部分在中心频率处或其周围实现复数极点对，或者实现一个复数极点。当滤波器具有其在正频率处的通带时，中心频率将是+ω_c，或者，当滤波器具有其在负频率处的通带时，中心频率将是-ω_c。具有一个复数极点对的复数滤波器部分源于等效基带滤波器中的复数极点对。类似地，仅具有一个复数极点的复数滤波器部分源于具有在负实数轴处的实数极点的基带滤波器。

作为示例，通过3个滤波器部分的级联来实现图3所示的复数滤波器极点(由“x”来示出)，所述滤波器部分中的一个仅实现在ω_c处的一个复数极点，而另外两个滤波器部分均实现ω_c周围的两个复数极点。

显然，需要精确地固定极点，以实现精确的滤波器响应。由于每一极点位置基本上与时间常数有关，因此出现在滤波器中的所有时间常数应该是精确的。在多数情况下，影响并且产生时间常数的片上组件并不足够精确，因而无法实现可以充当集成无线电接收机应用中的低IF滤波器的适当的滤波器。

为此，需要由使用片外(off-chip)的精确外部定时信息源作为基准(例如基准频率ω_ref)的控制环路来将每一单独的滤波器极点或复数极点对调谐到它们的期望位置。

本质上，在滤波器中位于s_n＝σ_n+jω_n的每一复数极点n(其中，n＝0，1，2...n_max，n_max是滤波器中的极点的数目)可以被视为与两个单独时间常数有关。第一时间常数与1/ω_n有关，而另一时间常数与1/σ_n有关。

假设每一单独时间常数是所谓的主时间常数(R_master·C_master)的完美标定拷贝，并且所有这些时间常数都同时受控于一个控制信号X_control，或者，对于n＝0，1，2...n_max

τ_{n_a}＝1/σ_n＝k_{n_a·}X_{control·Rmaster·}C_master   (1)

τ_{n_b}＝1/ω_n＝k_{n_b·}X_control·R_master·C_master   (2)

为了将所有时间常数都完美地调整到它们的期望值，仅需要强制唯一一个时间常数X_control·R_master·C_master的值等·于精确的基准时间常数或精确频率的等效倒数。通过控制X_control的值的控制环路来实现这一操作。实现这一目标的方式是通过使用唯一一个单极点复数主滤波器，该滤波器的极点作为主要滤波器极点在位置s_master处的完美标定版本，因此：

τ_{master_a}＝1/σ_master＝k_{master_a·}X_control·R_master·C_master  (3)

τ_{master_b}＝1/ω_master＝k_{master_b·}X_control·R_master·C_master  (4)

现在存在选择测量与极点的阻尼关联的τ_{master_a}，或者测量与极点的频率位置关联的τ_{master_b}。

习惯做法为测量ω_master＝1/τ_{master_b}的值，因为这是最容易实现的方法。

为了测量这个参数，并且将它与外部精确频率ω_ref进行比较来推导出控制信号X_control，存在两种主要可能性。

首先，滤波器可以是频率受控的振荡器电路的一部分。在这种情况下，通过使用锁相环来将振荡频率强制等于精确的外部基准频率ω_ref。因此，该信号是从驱动主滤波器的信号提取出的。

备选地，外部基准信号可以是对于主滤波器的输入信号。在控制环路中，通过调整用于主滤波器的控制信号X_control的值而将输入信号与滤波器的输出信号之间的相位差强制为零。

假设使用线性振荡器(例如正弦波振荡器)，那么两种方法将给出精度的可比较等级。

遗憾的是，线性压控振荡器需要幅度控制环路来稳定所产生的正弦波的幅度。这种控制环路需要相对大的滤波器时间常数，并且因此挤占芯片面积。另一方面，这种控制环路很容易引入不期望的弹跳效应(bouncing effect)。

使用非线性振荡器可以完全消除对于幅度控制环路的需要。遗憾的是，尤其在极点的Q较低时，这种非线性振荡器引入了谐振频率的等效寄生偏移。由于这种效应，不再精确地产生控制信号，并且因此，无法精确地固定滤波器的极点。

为此，优选地使用备选方法来产生控制信号X_control。

如果由于寄生效应而导致主要滤波器中的时间常数不再是主滤波器中的时间常数的完美线性标度，则滤波器的精度将受到不利的影响。例如，这种寄生效应可能由滤波器中存在的偏置电阻器或与IC处理中的有源组件和无源组件相关联的寄生电容器而引起的。

仅当寄生效应产生因子k_{n_a}和/或k_{n_b}和/或k_{master_a}和/或k_{master_b}的等效标度误差时，才能够通过将标度因子适配为其期望的值来容易地对其进行计量。

不能通过调整标度因子来校正的寄生效应导致了滤波器的不准确的极点位置。

原则上，可以通过根据每一单独滤波器极点测量时间常数τ_{n_a}＝1/σ_n和τ_{n_b}＝1/ω_n来解决这个问题。可以通过对主滤波器测量这些特性来完成该操作，所述特性必须是实现主滤波器中的单个复数滤波器极点的滤波器部分的准确(标度后的)拷贝。

遗憾的是，这导致了不可实现的控制系统，其中，需要n个主滤波器来将复数滤波器的n个极点调整到它们的期望位置。

出于实际考虑，优选地仅使用一个主滤波器来推导用于调整主要滤波器的极点位置的一个或两个信号。

由于主要滤波器的时间常数并非被完美地标度为主滤波器的时间常数，因而无法避免极点位置的误差。

为了充分减少这种误差，有可能的是，不仅必须测量时间常数τ_{master_b}＝1/ω_master来产生控制信号X_control，而且还必须测量时间常数τ_{master_a}＝1/σ_master来产生第二控制信号X_{control_re}。这种控制信号因此与极点的阻尼相关联。

遗憾的是，产生这个第二控制信号不是很容易实现，下面将对此进行概述。

再次参照产生与主滤波器中的极点的频率有关的控制信号X_control的可能性，现在还必须包括产生控制信号X_{control_re}。

如上所述，假设将主滤波器用作线性振荡器中的选择性网络，以测量并且控制参数τ_master＝1/ω_master。产生第二控制信号X_{control_re}意味着：同样在线性振荡器中必须实现精确的幅度控制环路。为了获得良好的精度，幅度控制环路需要具有较大的环路增益，从而导致引入弹跳问题的风险。第二，必须建立振荡器的环路增益与控制该环路增益的信号X_control之间的精确关系，这不容易实现。

优选地，在第二方法中，其中，如上所述，使用具有精确频率的信号来驱动主滤波器，以测量控制变量X_control，不存在测量极点的阻尼并产生控制信号X_{control_re}的可能性。

从一个主滤波器或者甚至从两个主滤波器推导两个控制信号的方法是习惯做法。遗憾的是，甚至在产生这两个控制信号的情况下，在滤波器极点的位置中仍然将存在基本误差。

因此，本发明目的在于消除寄生路径自身，由此利用控制信号推导来克服上述问题。

本发明是基于用于消除滤波器中的寄生效应的替换方法。根据本发明，标识滤波器的信号方向图中的寄生信号传递，并且通过添加反相信号传递来消除或者至少实质上减少所述寄生信号传递。优选地，利用这种方式来抵消所有滤波器部分和主滤波器的寄生信号传递。

下面，将推导既用于一阶复数滤波器部分又用于二阶复数滤波器部分的理想的信号方向图。在不损失一般性的情况下，图中的信号将不是无量纲的，而是已经被转换为电压和电流。由于在使用可控跨导放大器和固定电容器值来在滤波器中形成可调谐的时间常数的物理滤波器结构中可以容易地转换这种表示，因此使用这种表示。这些类型的滤波器通常被称为g_mC滤波器。

第二，将示出信号方向图中的主导寄生路径，由消除其影响的方式所采用。

第三，将通过参照双极型/MOS技术中的g_mC滤波器的优选实施例来进一步例证本发明。

图5示出了理想一阶复数滤波器的信号方向图。这种滤波器在s平面中仅实现一个复数极点。

滤波器的复数输入信号表示如下：

y_in＝I_in+jQ_in              (5)

其中，复数输出信号如下：

y_out＝I_out+jQ_out           (6)

其中，信号I_in和Q_in指的是在图5所示的滤波器的输入处出现的各个同相信号和正交信号，而信号I_out和Q_out指的是在滤波器的输出处出现的各个同相信号和正交信号。

在图5中，节点201、202、203、204、211、212、213和214表示电流域中或电压域中的信号。图中的节点202、212表示电流，而节点201、211、203、213、204和214表示电压。

为此，图中所示的所有传递函数正将信号从一个域传递到另一个域，或者在两个等同的域之间传递信号。例如，g_mconv是分别从电压节点201到电流节点202或从电压节点211到电流节点212的传递函数。由于该传递函数与频率无关，因此其被看作为跨导，通常由字母g来表示。

在图5中，频率相关的传递函数是H_int＝1/sC₁，其中，s表示复数频率，C₁是常数。H_int表示具有值C₁的电容器的、从电流域到电压域的传递函数。由信号X_control来使得所有跨导都可控。

复数传递函数可以根据图5来计算，并且等于：

$\frac{y_{\mathrm{out}}}{y_{\mathrm{in}}}=\frac{g_{\mathrm{mx}}{n}_s}{C_1}\left(\frac{1}{s+\frac{g_{\mathrm{mx}}}{C_1}-j{\mathrm{\ω}}_c}\right)---\left(7\right)$

该滤波器的复数极点因此位于：

$s_1=-\left(\frac{g_{\mathrm{mx}}}{C_1}\right)+j{\mathrm{\ω}}_c---\left(8\right)$

其中，

${\mathrm{\ω}}_c=\frac{g_{\mathrm{mc}}}{C_1}---\left(9\right)$

s＝jω_c处的滤波器部分的增益由下式给出：

$\frac{y_{\mathrm{out}}}{y_{\mathrm{in}}}{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_c}=n_s---\left(10\right)$

现在假设所有跨导都受控于控制信号X_control，并且被完美地标度到彼此，这说明

g_mx＝k_mxg_masterX_control       (11)

g_mc＝k_mcg_masterX_control       (12)

所有电容器和跨导是主电容器和主跨导的标定版本。因此，主电阻器和主电容器被标识如下：

R_master＝1/g_master    (13)

C₁＝k_c1C_master        (14)

$\frac{y_{\mathrm{out}}}{y_{\mathrm{in}}}=\frac{k_{\mathrm{mx}}{g}_{\mathrm{master}}{n}_s{X}_{\mathrm{control}}}{C_1}\left(\frac{1}{s+\left(\frac{k_{\mathrm{mx}}{g}_{\mathrm{master}}{X}_{\mathrm{control}}}{C_1}\right)-j{\mathrm{\ω}}_c}\right)---\left(15\right)$

从而导致极点位置：

$s_1=-\left(\frac{k_{\mathrm{mx}}{g}_{\mathrm{master}}{X}_{\mathrm{control}}}{C_1}\right)+j{\mathrm{\ω}}_c---\left(16\right)$

其中，

${\mathrm{\ω}}_c=\frac{k_{\mathrm{mc}}{g}_{\mathrm{master}}{n}_s{X}_{\mathrm{control}}}{C_1}---\left(17\right)$

s＝jω_c处的滤波器部分的增益由下式给出：

$\frac{y_{\mathrm{out}}}{y_{\mathrm{in}}}{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_c}=n_s---\left(18\right)$

如上所述，在这种理想情况下，仅需要测量ω_c，并且将其强制为等于主控制环路中的精确的外部基准频率ω_ref。假设主滤波器是所述一阶主要滤波器的准确拷贝，那么所产生的信号X_control等于：

$X_{\mathrm{control}}=\frac{C_1{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{ref}}}{k_{\mathrm{mc}}{g}_{\mathrm{master}}}---\left(19\right)$

从而导致极点位置：

$s_1=-\frac{k_{\mathrm{mx}}}{k_{\mathrm{mc}}}{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{ref}}+j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{ref}}---\left(20\right)$

因此，极点被精确地固定。

在图5的信号图示图中示出了待实现的关联的跨导：

g_mconv＝g_mxn_s＝k_mxg_mastern_sX_control   (21)

g_mld＝g_mx＝k_mxg_masterX_control        (22)

g_mc＝k_mcg_masterX_control              (23)

因此，常数n_s表示在信号图示图中在每一节点处用于对信号电平进行标度的标度因子。

图6示出一阶复数g_mC滤波器的框图。所述滤波器是图5所示的信号方向图的物理实现。

滤波器250包括六个跨导放大器251、252、253、254、255和256。通过信号线257给每一跨导放大器提供主滤波器中所产生的控制信号X_control，并且每一跨导放大器因此受控于该控制信号。图5所示的传递函数H_int被实现为具有值C₁的电容器258。跨导放大器的所有值都受控于信号X_control。具有值R_para的电阻器259表示在滤波器250中出现的寄生电阻的示例。在理想情况下，电阻器259具有无穷值。然而，在实际情况下，电阻器259具有有穷值。

在电阻器259不具有无穷电阻的情况下，滤波器250中存在寄生路径，这将影响滤波器250的理想极点位置。这种类型的寄生传递可能出现在低功率、低电压和低噪声滤波器设计中，所述滤波器设计使用双极型或MOS差分对级(或等同物，例如双极型电路中的扩展的差分对级，即双极型技术中的所谓的“multitan”级)，以实现可控的跨导放大器级。

为了对这些跨导放大器级251、252、253、254、255和256进行偏置，优选地在每一跨导放大器级的输出处使用偏置电阻器，遗憾的是这在滤波器250中导致了寄生传递。如上所述，这种寄生路径将不利地影响到滤波器的精度。

如果

g_para＝1/R_para                   (24)

则可以对其进行计算，滤波器250的传递函数此时变为：

$\frac{y_{\mathrm{out}}}{y_{\mathrm{in}}}=\frac{g_{\mathrm{mx}}{n}_s}{C_1}\left(\frac{1}{s+\left(\frac{g_{\mathrm{mx}}+g_{\mathrm{para}}}{C_1}\right)-j{\mathrm{\ω}}_c}\right)---\left(25\right)$

其中，g_mx、g_mc和ω_c分别在等式11、12和17中被定义。

滤波器250的复数极点因此位于：

$s_1=-\left(\frac{g_{\mathrm{mx}}+g_{\mathrm{para}}}{C_1}\right)+j{\mathrm{\ω}}_c=-\left(\frac{k_{\mathrm{mx}}{g}_{\mathrm{master}}{X}_{\mathrm{control}}+g_{\mathrm{para}}}{C_1}\right)+j\left(\frac{k_{\mathrm{mc}}{g}_{\mathrm{master}}{X}_{\mathrm{control}}}{C_1}\right)---\left(26\right)$

再次假设主滤波器将强制ω_c等于ω_ref，那么确定：

$s_1=-(\frac{k_{\mathrm{mx}}}{k_{\mathrm{mc}}}{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{ref}}+\frac{g_{\mathrm{para}}}{C_1})+j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{rfe}}---\left(27\right)$

因此，如果将等式27与等式20中的理想情况进行比较，可以看出，极点位置不再被精确地固定，而实部取决于g_para(或Rp_ara)和C₁的值。然而，可以看出，虚部仍然是精确的。

图7示出了具有寄生路径的单极点复数滤波器的信号方向示图。图7实质上与图5对应，因此给节点提供相同的附图标记。由具有值R_para(＝1/g_Para)的寄生电阻器259所导致的寄生路径如图7中的虚线曲线所示。

现在，已经标识了寄生路径，可以利用具有相反符号的平行路径来消除寄生路径。点线222示出了这些补偿路径。

尽管不是必须的，但可以将路径220与路径222组合在一起。图8示出了所得到的信号方向示图。这里，将路径220和222组合为路径223。

一旦已经消除了寄生路径，则再次将滤波器250视为理想的，并且其传递函数由等式15给出。主滤波器因此将精确地固定极点位置。

二阶复数滤波器基本上包括两个级联的一阶复数滤波器部分，反馈路径被施加穿过它们。图9示出了理想的二阶复数滤波器分的信号方向示图。关于图5，信号I_in和Q_in指的是在滤波器的输入处出现的同相信号和正交信号，信号I_out和Q_out指的是在滤波器的输出处出现的各个同相信号和正交信号。

在图9中，节点301、302、303、304、305、306、311、312、313、314、315和316表示电流域中的信号或电压域中的信号。图中的节点302、312、304和314表示电流，而节点301、311、303、313、305、315、306和316表示电压。图中所示的所有传递函数正将信号从一个域传递到另一个域，或者在两个等同的域之间传递信号。

在不失一般性的情况下，除了传递函数g_mconv和g_mconvtu之外，选择两个一阶部分为相同的，传递函数g_mconv和g_mconvtu可以被选择为不同的，以允许在滤波器中在每一节点处选取适当的信号电平。

$\frac{y_{\mathrm{out}}}{y_{\mathrm{in}}}=\left(\frac{\sqrt{a^2+4b^2}}{{(s-j{\mathrm{\ω}}_c+a)}^2+b^2}\right)=\frac{\sqrt{\frac{g_{\mathrm{mx}}}{{C_1}^2}(g_{\mathrm{mx}}+4g_{\mathrm{mbt}}{n}_{\mathrm{sb}})}}{{(s-j{\mathrm{\ω}}_c+\frac{g_{\mathrm{mx}}}{C_1})}^2+\frac{g_{\mathrm{mbt}}{g}_{\mathrm{mx}}{n}_{\mathrm{sb}}}{{C_1}^2}}---\left(28\right)$

两个复数极点由下式给出：

$s_{\mathrm{1,2}}=-a\±\mathrm{jb}+j{\mathrm{\ω}}_c=-\frac{g_{\mathrm{mx}}}{C_1}\±j\frac{1}{C_1}\sqrt{g_{\mathrm{mbt}}{g}_{\mathrm{mx}}{n}_{\mathrm{sb}}}+j{\mathrm{\ω}}_c---\left(29\right)$

其中，

g_mx＝aC₁                                                   (30)

以及

${\mathrm{\ω}}_c=\frac{g_{\mathrm{mc}}}{C_1}---\left(31\right)$

中心频率处的增益总计如下：

$\frac{y_{\mathrm{out}}}{y_{\mathrm{in}}}{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_c}=\sqrt{\frac{a^2+{4b}^2}{a^2+b^2}}=\frac{g_{\mathrm{mx}}+4g_{\mathrm{mbt}}{n}_{\mathrm{sb}}}{g_{\mathrm{mx}}+g_{\mathrm{mbt}}{n}_{\mathrm{sb}}}---\left(32\right)$

可以通过与图6所示的一阶滤波器相似的方式来实现所述滤波器。然而，现在通过级联来使用两个部分，并且应用整个反馈跨导。

可以通过与对于图7和图8中的一阶复数滤波器所示的相同的方式来消除滤波器中出现的寄生效应，因此所有推导出的等式对于二阶滤波器仍然有效。

对于一阶滤波器，可以通过使用主滤波器来精确地固定极点的位置。主滤波器将作为控制环路的一部分，将借助于精确基准频率ω_ref来精确地调整主滤波器的时间常数。等式19示出了所产生的控制信号X_control。可以使用相同的控制信号来调整二阶复数滤波器中的所有跨导放大器。受控跨导g_mbt和g_mx由下式给出：

g_mx＝k_mxg_masterX_control                (33)

g_mbt＝k_mbtg_masterX_control               (34)

将这些值和等式19代入等式29的运算，产生由下式所给出的极点的位置：

$s_{\mathrm{1,2}}=-\frac{k_{\mathrm{mx}}}{k_{\mathrm{mc}}}{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{ref}}+j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{ref}}(1\±\frac{1}{k_{\mathrm{mc}}}\sqrt{k_{\mathrm{mbt}}{k}_{\mathrm{mx}}{n}_{\mathrm{sb}}})---\left(35\right)$

因此，由来自主滤波器环路的控制信号再次精确地固定极点。在首先消除了所有寄生路径的情况下，这是真实的，就像在一阶复数滤波器中那样。

现将参考在其中消除了或者实质上减少了寄生路径的双极型/MOS g_mC滤波器来描述本发明的一种实现。

本质上，可以通过将多个一阶复数滤波器部分进行级联来构建具有任意数目的复数极点位置的滤波器。备选地，由于二阶复数滤波器部分对于在滤波器的组件之间的容限中的差异更加强健，因此可以使用它们。

在本实施例中，主要滤波器包括以级联方式布置的三个复数滤波器部分。第一部分包括单极点复数滤波器，第二部分和第三部分包括各个双极点复数滤波器。这种布置与参照图3和图4所描述的滤波器相对应。

在本实施例中，主滤波器包括单极点复数滤波器。

在本实施例中，通过所谓的multitan差分级来实现滤波器部分中的可控跨导放大器，图10示出其示例。跨导放大器350包括三个差分晶体管对，晶体管351a和351b形成第一对，晶体管352a和352b形成第二对，晶体管353a和353b形成第三对。相对发射极面积比率由晶体管旁边的括号中的数字来表示。

与单个差分对相比，放大器350具有从在输入线360、361上所接收到的输入电压V_in到在输出线370、371上所输出的输出电流I_out的更为线性的传递。为此，可以处理较大的输入信号，因此，这将增加滤波器350的动态范围。晶体管352b和353a占用其它晶体管351a、351b、352a和353b的七倍的面积。这样的面积比率和尾电流比率产生了从输入电压到输出电流的最佳线性传递。总的尾电流I用于控制跨导的值。

第一差分对的晶体管的351a和351b的发射极连接到提供电流1/5I的电流源381。第二差分对的晶体管352a和352b的发射极连接到提供电流2/5I的电流源382。第三差分对的晶体管353a和353b的发射极连接到也提供电流2/5I的电流源383。

所有multitan放大器的跨导通常可以写为：

$g_m=k_{\mathrm{mt}}\frac{\mathrm{qI}}{\mathrm{kT}}---\left(36\right)$

其中，k_mt是取决于multitan级的数目和几何结构的常数；k是Boltzmann常数；T是绝对温度；I表示用于调整跨导g_m的控制电流。

现在将讨论主滤波器和主控制环路。具有下标：_{_master}的所有值和组件表示主滤波器的值和组件。如上所述，主滤波器是具有单个复数极点的一阶复数滤波器。尽管每一个值和组件具有下标“_{_master}”，但图6示出主滤波器的拓扑。例如，电容器258具有值C_{1_master}，寄生电阻器259具有值R_{para_master}，传递函数表示为g_{mconv_master}、g_{mld_master}和g_{mc_master}。从控制环路来推导出控制信号X_control，控制信号X_control被提供给跨导放大器251、252、253、254、255和256中的每一个。

作为在第一跨导放大器251和252的输出处分别使用偏置电阻器的结果，寄生电阻器259将存在于一阶复数滤波器的实现中。

主滤波器的传递函数与等式25所给出的传递函数相对应。利用正确的下标，其产生

$\frac{y_{\mathrm{out}\_\mathrm{master}}}{y_{\mathrm{in}\_\mathrm{master}}}=\frac{g_{\mathrm{mx}\_\mathrm{master}}{n}_{s\_\mathrm{master}}}{C_{1\_\mathrm{master}}}\left(\frac{1}{s+\left(\frac{g_{\mathrm{mx}\_\mathrm{master}}{g}_{\mathrm{para}\_\mathrm{master}}}{C_{1\_\mathrm{master}}}\right)-j{\mathrm{\ω}}_{c\_\mathrm{master}}}\right)---\left(37\right)$

其中，ω_{c_master}如等式9所示，以及正确下标变为：

${\mathrm{\ω}}_{c\_\mathrm{master}}=\frac{g_{\mathrm{mc}\_\mathrm{master}}}{C_{1\_\mathrm{master}}}---\left(38\right)$

现在，假设multitan跨导放大器255和256具有跨导：

$g_{\mathrm{mc}\_\mathrm{master}}=k_{\mathrm{mt}}\frac{q}{\mathrm{kT}}{I}_{\mathrm{control}}---\left(39\right)$

其中，I_control是也将用于调谐主要滤波器中的跨导放大器的控制信号(电流)；k_mt是常数，并且对于根据图10的multitan跨导放大器350，它将是5.302961842。

如所讨论的那样，优选地通过具有精确频率ω_ref的外部复数振荡器信号来驱动主滤波器，并且将其带入相位控制环路，这样使得主滤波器的输出相位相对于输入相位回零。通过调整控制电流I_control来实现相位的这种回零操作。图11示出示例性控制环路。

在理想情况下，主控制环路由具有精确频率ω_ref的复数正弦波振荡器信号来驱动。然而，为了更容易地实现振荡器，其它波形(比如复数方波或复数三角波)是优选的。由于更多地抑制了基准频率的高次谐波，因此复数三角信号优选地优于复数方波信号。特定谐波的电平应该保持为足够低，从而不干扰主控制环路。

主控制环路400包括复数三角振荡器401，复数三角振荡器401产生具有频率ω_ref的复数三角信号，并且将所述复数三角信号传送到一阶复数主滤波器402。将信号的同相分量和正交分量传送到各个限幅放大器403a和403b。将限幅放大器403a和403b的输出提供给各个相位检测器404a和404b。每一个相位检测器404a和404b还接收其它信号分量的各个拷贝。例如，相位检测器404a从正交三角振荡器401的输出接收正交信号分量的拷贝，而相位检测器404b从振荡器401的输出接收同相信号分量的拷贝。

在求和块405中将相位检测器404a和404b的输出加在一起，并且将其提供给环路滤波器和增益块406。(经由线407)将块406的输出(I_control信号)提供回到主滤波器402，以便将ω_{c_master}调谐到ω_ref。

由于主滤波器402的输出相位不受复数滤波器极点的实部的影响，并且因此不受寄生电阻器的值的影响，因此完全不需要补偿这种寄生。

由于相位控制环路400确保：

ω_{c_master}＝ω_ref                                 (40)

通过组合等式38、39和40给出主控制环路400所产生的控制电流，并且该控制电流产生：

$I_{\mathrm{control}}=\frac{1}{k_{\mathrm{mt}}}\left(\frac{\mathrm{kT}}{q}\right){\mathrm{\ω}}_{\mathrm{ref}}{C}_{1\_\mathrm{master}}---\left(41\right)$

如上所述，这个值与寄生无关。

在主滤波器中出现的每一个跨导放大器251、252、253、254、255、256的跨导受控于这个控制信号，并且由作为g_{mc_master}的标定拷贝的g_{mx_master}来给出，以及

$g_{\mathrm{mx}\_\mathrm{master}}=k_{\mathrm{mt}}\frac{q}{\mathrm{kT}}\left(k_{\mathrm{mx}\_\mathrm{master}}{I}_{\mathrm{control}}\right)---\left(42\right)$

其中，常数k_{mx_master}对控制电流I_control进行标度。

主要滤波器中的所有跨导放大器将使用与在主滤波器402中所实现的跨导放大器相同的拓扑。跨导放大器可以是如图10所示的双极型multitan级，其中总的尾电流控制跨导的值。

主要滤波器中的所有跨导将是这个跨导的标定版本。通过在主要滤波器中对跨导放大器的控制电流进行标度来完成这种标度处理。

应该以电流源来对跨导级的输出进行理想的偏置，以便不影响滤波器的理想信号路径。

然而，在低电压、低噪声应用中，这些偏置电流源将产生过多的噪声。

为此，通过输出处的电阻器对multitan跨导级的输出集电极进行偏置，以获得滤波器中的最低噪声电平。

遗憾的是，这些输出电阻器引入了由图6中的、具有值R_para的寄生电阻器259(对于一阶滤波器部分)所指示的滤波器的信号路径中的寄生传递。

如通常过程中所概括的那样，并根据本发明，通过添加抵消跨导来消除或者实质上减少这些寄生电阻的影响。

假设抵消掉了寄生电阻的影响，那么应该获得理想滤波器响应，其中，由外部基准频率ω_ref来精确地固定极点。

现在考虑形成主要滤波器的一部分的一阶复数滤波器部分。给予一阶复数滤波器部分的所有特定值和组件以下标_{_s1}。

一阶复数滤波器部分的拓扑与图6所示的相对应。

如参照图6所讨论的那样，由等式25给出一阶复数滤波器部分250的传递函数。利用适当的下标，由下式给出传递函数：

$\frac{y_{\mathrm{out}\_s1}}{y_{\mathrm{in}\_s1}}=\frac{g_{\mathrm{mx}\_s1}{n}_{s\_s1}}{C_{1\_s1}}\left(\frac{1}{s+\left(\frac{g_{\mathrm{mx}\_s1}{g}_{\mathrm{para}\_s1}}{C_{1\_s1}}\right)-j{\mathrm{\ω}}_{c\_s1}}\right)---\left(43\right)$

其中，ω_{c_c1}如等式9所示，并且适当的下标变为：

${\mathrm{\ω}}_{c\_s1}=\frac{g_{\mathrm{mc}\_s1}}{C_{1\_s1}}---\left(44\right)$

g_para的影响将被抵消。

滤波器250中的所有跨导是主滤波器中的跨导的标定版本。通过使用等式39，假设：

$g_{\mathrm{mc}\_s1}=k_{\mathrm{mc}\_s1}{g}_{\mathrm{mc}\_\mathrm{master}}=k_{\mathrm{mt}}\frac{q}{\mathrm{kT}}\left(k_{\mathrm{mc}\_s1}{I}_{\mathrm{control}}\right)---\left(45\right)$

$g_{\mathrm{mx}\_s1}=k_{\mathrm{mx}\_s1}{g}_{\mathrm{mc}\_\mathrm{master}}=k_{\mathrm{mt}}\frac{q}{\mathrm{kT}}\left(k_{\mathrm{mx}\_s1}{I}_{\mathrm{control}}\right)---\left(46\right)$

图12示出了根据本发明的一阶复数滤波器部分500。在跟实施例中，跨导放大器是具有如图10所示的拓扑的multitan双极型跨导放大器。这些跨导放大器中的每一个的总的尾电流I彼此不相等，并且关于控制电流I_control被单独地标度。一阶复数滤波器部分500与图6所示的部分对应，并且因此包括六个跨导放大器级510、520、530、540、550、560。放大器级中的每一个与图10所示的放大器350相对应。

为了保持图12尽可能简单，通过简单的块而不是图10所示的完整的跨导放大器来表示放大器级510、520、550和560。尽管每一放大器级都具有各自的附图标记，但在图10中将每一放大器级的输入标记为360、361，将每一放大器级的输出标记为370、371。每一放大器级还具有用于接收控制信号V_control的输入信号线。这个控制电压V_control与控制电流I_control有关，以使得每一跨导放大器的总的尾电流I是从图11所示的主控制环路所推导出的控制电流I_control的单独标定拷贝。包括晶体管567和电流源569的电路565从控制电流I_control中推导出控制信号V_control。

如图6所示，第一跨导放大器级510在其输入线360、361处接收同相信号I_in。来自第一级510的输出(在其各个输出信号线370、371上)被分别提供给第三放大器级530和第五放大器级550的输入360、361。

第二跨导放大器级520分别在其输入线360、361处接收正交信号Q_in。来自第二级520的输出(在其各个输出信号线370、371上)被分别提供给第四放大器级540和第六放大器级560的输入360、361。

第五放大器级550的输出信号线370、371连接到第二级520的输出信号线。

类似地，第六放大器级560的输出信号线370、371连接到第一级510的输出信号线。

第三级530的输出形成输出同相信号I_out，第四级540的输出形成输出正交信号Q_out。

信号线wireA_s1将第三级530的输入信号线360连接到其自身的输出信号线371。信号线wireB_s1将第三级530的输入信号线361连接到其自身的输出信号线370。信号线wireC_s1将第四级540的输入信号线360连接到其自身的输出信号线371。信号线wireD_s1将第四级540的输入信号线361连接到其自身的输出信号线370。

在第一级510和第二级520中的各自的输出信号线370、371之间的是具有值C_{l_s1}的各个电容器570。

具有值R_{L_s1的}偏置电阻器580连接在第一放大器级510和第二放大器级520的输出信号线370、371中的每一个与电压源+V_CC之间。

在偏置电阻器R_{L_s1}是无穷的、并且电压源不切实际地高的理论情况下，对于主滤波器将不存在具有非线性标度的寄生路径。在这种理想情况下，在放大器中所实现的跨导由等式21、等式22和等式23、以及通过将它们与等式41、等式45和等式46组合来给出，获得放大器级的跨导，并且在下表1中示出。

表1

在这个滤波器部分500中，由四个偏置电阻器580来实现跨导放大器的第一级510、第二级520、第五级550和第六级560的输出的偏置。如前所述，电阻器偏置优选地在低电压应用中用于在滤波器500中获得低噪声电平。然而，这些偏置电阻器580干扰了滤波器500的期望的信号路径。

因此，根据本发明，在信号方向图中(例如在图7中)首先标识这个寄生信号路径，并且通过结合先前存在的传递路径(例如图8所示)来与具有相反符号的平行寄生路径相加来抵消或者实质上减少其影响。

由偏置电阻器580所导致的寄生跨导路径的值g_{para_s1}给定如下：

$g_{\mathrm{para}\_s1}=\frac{1}{{2R}_{L\_s1}}---\left(47\right)$

根据图8，通过将跨导增益g_{mld_s1}修改为

g_{mldN_s1}＝g_{mx_s1}-g_{para_s1}                                     (48)

来消除这个寄生路径。

可以通过从跨导放大器的总的尾电流减去补偿电流l_{comp_s1}来获得这个增益：

$I_{\mathrm{comp}\_s1}=\frac{1}{k_{\mathrm{mt}}}\frac{\mathrm{kT}}{q}{g}_{\mathrm{para}\_s1}=\frac{1}{k_{\mathrm{mt}}}\frac{\mathrm{kT}}{q}\left(\frac{1}{{2R}_{L\_s1}}\right)---\left(49\right)$

其给出了：

$g_{\mathrm{mldN}\_s1}=g_{\mathrm{mx}\_s1}-g_{\mathrm{para}\_s1}=k_{\mathrm{mt}}\frac{q}{\mathrm{kT}}(k_{\mathrm{mx}\_s1}{I}_{\mathrm{control}}-I_{\mathrm{comp}\_s1})---\left(50\right)$

包括上述表1中的这些补偿电流结果导致导致以下：

表2

这个补偿电流可以通过在电阻器两端强制与绝对温度(PTAT)成比例的电压来容易地实现。通过电阻器的电流因此可以用于补偿偏置电阻器580对通过滤波器500的信号传递的影响。

图12示出了根据本发明的这种补偿的一个实现。每一跨导放大器级的总的尾电流受控于控制电流I_control的单独标定拷贝。通过将控制电流I_control馈送到MOS设备来实现该操作，所述MOS设备具有由方括号之间的数字在图12中所表示的基准设备面积A_{E_master}。由[AE1]、[AE2]、[AE3]、[AE4]、[AE5]和[AE6]在图12中所指示的每一单独跨导放大器的MOS尾电流源的总设备面积相对于设备面积A_{E_mast}而被标度为：

A_E1＝k_{mx_s1}n_{s_s1}A_{E_master}                         (50b)

A_E2＝k_{mx_s1}n_{s_s1}A_{E_master}                         (50c)

A_E3＝k_{mx_s1}A_{E_master}                             (50d)

A_E4＝k_{mx_s1}A_{E_master}                             (50e)

A_E5＝k_{mc_s1}A_{E_master}                             (50f)

A_E6＝k_{mc_s1}A_{E_master}                             (50g)

具体地说，为第三放大器级530和第四放大器级540中的每一个提供补偿块585。每一块包括三个晶体管586a、586b和586c，其中，晶体管586的栅极连接到共栅极信号，源极连接到电压源+V_CC，漏极连接到第三放大器级530或第四放大器级540中的晶体管的差分对中的各个的发射极。

通过块587来为块585中的每一个中的晶体管586提供栅极信号。块587包括另一晶体管588，其栅极提供所述栅极信号。所述另一晶体管588的源极连接到电压源+V_CC，而所述另一晶体管588的漏极连接到晶体管589的集电极。晶体管588的栅极和漏极连接在一起。晶体管589的基极连接到带隙电压V_bandgap，晶体管589的发射极经由具有值R_{ptat_s1}的电阻器590接地。

电阻器R_{ptat_s1}两端的电压等于m_bg(kT/q)，其中，T表示绝对温度，k是Boltzmann常数，q是电子的电荷，m_bg是与IC处理直接有关的常数。该常数将是16的量级。

优选地，电阻器590的值R_{ptat_s1}＝2m_bgk_mtR_{L_s1}。通过晶体管589的电流表示为I_{ptat_s1}并且因此等于I_{ptat_s1}＝kT/(q(2k_mtR_{L_s1}))。电流因此与绝对温度线性地相关(PTAT电流)。

对于k_{mx_s1} I_control-I_{comp_s1}的值的符号特定关照。如果该符号为正，则必须从标定的控制电流中减去补偿电流，并且第三放大器级530和第四放大器级540如图12所示地连接。

然而，如果该符号为负，则从补偿电流I_{comp_s1}中减去电流k_{mx_s1}I_control，以获得正的尾电流，以用于跨导放大器级530、540。然而，现在必须将传递函数g_{mldN_s1}反转为-g_{mldN_s1}以对于传递函数保持适当的符号。

图13示出了本实施例。除了以下所描述的之外，图13中的滤波器部分600与图12所示的滤波器500相对应。

第一放大器级610、第二放大器级620、第五放大器级650和第六放大器级660按与图12所示相似的方式来接收从I_control推导出的控制信号V_control。第三放大器级630和第四放大器级640接收由电路665从电流I_{ptat_s1}推导出的控制信号V_controlB。补偿块585接收由电路667从电流I_control推导出的控制信号V_controlA。

连接到块630和640的multitan晶体管的发射极的MOS电流源分别汲取总电流I_{ptat_s1}＝kT/(q(2k_mtR_{L_s1}))＝I_{comp_s1}。

块585中的MOS电流源所汲取的总电流等于k_{mx_s1} I_control。该电流从块630和640中的MOS电流源中减去，因此块630和640中的跨导放大器的总的尾电流现在分别等于为I_{comp_s1}-k_{mx_s1}I_control，现在具有正符号。

通过如图13的方括号之间所指示的晶体管面积的适当的标度来实现这个期望的结果：

A_E1＝k_{mx_s1}n_{s_s1}A_{E_master}              (50h)

A_E2＝k_{mx_s1}n_{s_s1}A_{E_master}              (50i)

A_E3＝A_E10                            (50j)

A_E4＝A_E10                            (50k)

A_E5＝k_{mc_s1}A_{E_master}                   (50l)

A_E6＝k_{mc_s1}A_{E_master}                   (50m)

A_E7＝A_E9                             (50n)

A_E8＝A_E9                             (50p)

A_E11＝k_{mx_s1}A_{E_master}                  (50q)

通过交换图12中的第三跨导放大器和第四跨导放大器的正输入和负输入来进行信号路径的反转，这意味着改变了信号线wireA_s1wireB_s1、wireC_s1和wireD_s1的连接。

因此，信号线wireA_s1将第三级630的输入信号线360连接到其自身的输出信号线370。信号线wireB_s1将第三级630的输入信号线361连接到其自身的输出信号线371。信号线wireC_s1将第四级640的输入信号线360连接到其自身的输出信号线370。信号线wireD_s1将第四级640的输入信号线361连接到其自身的输出信号线371。

清楚的是，k_{mx_s1} I_control-I_{comp_s1}的符号不会因温度变化或参数值变化而改变。可以通过适当选取电阻器590的值R_{L_s1}来防止这些改变。

包括适当的寄生路径消除的这种滤波器部分500或600的传递函数由下式给出：

$\frac{y_{\mathrm{out}\_s1}}{y_{\mathrm{in}\_s1}}=\frac{g_{\mathrm{mx}\_s1}{n}_{s\_s1}}{C_{1\_s1}}\left(\frac{1}{s+\left(\frac{g_{\mathrm{mx}\_s1}}{C_{1\_s1}}\right)-j{\mathrm{\ω}}_{c\_s1}}\right)---\left(51\right)$

复数极点位置由下式给出：

$s_1=-\frac{k_{\mathrm{mx}\_s1}}{k_{\mathrm{mc}\_s1}}{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{ref}}+j{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{ref}}---\left(52\right)$

中心频率ω＝ω_ref处的传递函数由下式给出：

$\frac{y_{\mathrm{out}}}{y_{\mathrm{in}}}{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{\mathrm{ref}}}=n_{s\_s1}---\left(53\right)$

消除具有值R_{L_s1}的偏置电阻器580对滤波器传递函数的影响所需的电流是：

$I_{\mathrm{comp}\_s1}=\frac{1}{k_{\mathrm{mt}}}\frac{\mathrm{kT}}{q}\left(\frac{1}{2R_{L\_s1}}\right)---\left(54\right)$

每一放大器级中所需的尾电流如下表3所示：

表3

从等式52可见，极点位置被精确地固定。将通过为非变化参数选取适当的值来固定准确的位置。以参数n_{s_s1}来固定滤波器中的传递增益和信号电平。

现在考虑形成主要滤波器的一部分的二阶复数滤波器部分。二阶复数滤波器部分的所有具体值和组件被给予下标_{_s2}，以用于没有出现在一阶复数滤波器中的组件，并且给予下标_{_s2a}和_{_s2b}，以用于一阶复数滤波器级中还具有的二阶复数滤波器级中的组件。

以上已经参照用于一阶复数滤波器的图9至图12和图13描述了二阶复数滤波器部分的基本功能。

在一阶复数滤波器部分中，由于在跨导放大器级的输出处的偏置电阻器，导致二阶复数滤波器部分中存在寄生路径。按与如上所述对于一阶复数滤波器部分相似的方式来实现这些寄生效应的影响的消除方法。

根据本发明，假设消除了滤波器部分中的所有寄生路径，那么传递函数和极点位置由等式28、等式29、等式30、等式31和等式32给出。用于调谐一阶复数滤波器部分的相同控制电流I_control也用于调谐二阶复数滤波器部分。

为了完整性，图14a和图14b示出了根据本发明的、二阶复数滤波器部分700以双极型/MOS拓扑的实现。

为了便于说明，将已经在图14中示出的二阶滤波器部分划分为两个分离的页面。

图14a示出了二阶复数滤波器的第一复数滤波器级中的放大器级。除了以下所描述的之外，这些放大器级和其它组件与图12所示的用于一阶复数滤波器部分500的放大器级和组件相对应。图14b示出了二阶复数滤波器的第二复数滤波器级中的放大器级。此外，除了以下所描述的之外，这些元件与图12所示的用于一阶复数滤波器部分500的元件相对应。

在图14a中，与图12的一阶复数滤波器部分中所示的元件一样的元件被给予以7xx而不是5xx开头的附图标记。因此，图14a中的六个跨导放大器级分别被标为710、720、730、740、750和760，并且分别与图12中的放大器级510、520、530、540、550和560相对应。

如上所述，对于二阶复数滤波器的第一复数滤波器级中的组件，二阶复数滤波器部分700的值和组件被给予下标_{_s2a}。因此，电容器770具有值C_{l_s2a}，电阻器780具有值R_{L_s2a}，晶体管789具有集电极电流I_{ptat_s2a}，电阻器790具有值R_{ptat_s2a}。以上表1和表2所示的跨导也按对应方式改变。

在图14b中，与图12的一阶复数滤波器部分中所示的元件一样的元件被给予以8xx而不是5xx开头的附图标记。因此，图14b中的两个跨导放大器级分别被标为810、820、830、840、850和860，并且分别与图12中的放大器级510、520、530、540、550和560相对应。

如上所述，对于二阶复数滤波器的第二复数滤波器级中的组件，二阶复数滤波器部分700的值和组件被给予下标_{_s2b}。因此，电容器870具有值C_{l_s2b}，电阻器880具有值R_{L_s2b}，晶体管889具有集电极电流I_{ptat_s2b}，电阻器890具有值R_{ptat_s2b}。以上表1和表2所示的跨导也按对应方式改变。

因此，在二阶滤波器部分700中，图14a中的第三放大器级730的输出370、371为图14b中的第一放大器级810提供输入信号。类似地，图14a中的第四放大器级740的输出370、371为图14b中的第二放大器级820提供输入信号。

二阶复数滤波器部分700还包括第七跨导级910和第八跨导级920。在图14b中，第七放大器级910的输入线360、361连接到第三放大器级830的输出线370、371。第七放大器级910的输出线370、371连接到第一放大器级710的输出信号线370、371。在图14b中，第八放大器级920的输入线360、361连接到第四放大器级840的输出线370、371。第八放大器级920的输出线370、371连接到第二放大器级720的输出信号线370、371。

第七放大器级910和第八放大器级920具有由下式所给出的跨导：

k_{mbt_s2}ω_refC_{1_master}             (55)

这利用晶体管的总的发射极面积在这些放大器级910和920中的每一个中产生尾电流来获得，由下式给出：

A_E7＝A_E8＝k_{mbt_s2}A_{E_master}       (56)

因此，由于二阶滤波器部分700中的第三放大器级730、830和第四放大器级740、840中的每一个连接到各个补偿块785或885，因此抵消了由于在跨导放大器的输出处的负载电阻器而导致的寄生效应。

如上所述，主要滤波器可以包括单个一阶复数滤波器部分、以及两个二阶复数滤波器部分。所述两个二阶复数滤波器部分将均在不同位置中产生两个复数极点。所述两个部分之间的仅有的差别将是确定极点的确切位置的参数值。

尽管已经在附图和前面的描述中详细说明并且描述了本发明，但这种说明和描述应被视为说明性或示例性的，而并非限制性的；本发明不限于所公开的实施例。

通过学习附图、公开以及所附权利要求，本领域技术人员在实践所要求的发明中可以理解并且影响所公开的实施例的其它变化。在权利要求中，文字“包括”并不排除其它元素或步骤，并且不定冠词“一”或“一个”并非排除多个。单个处理器或其它单元可以实现权利要求中所陈述的几个项的功能。在相互不同的从属权利要求中陈述特定措施的唯一事实并非表示这些措施的组合不能被有利地使用。计算机程序可以被存储/分布在合适的介质(例如光学存储介质或连同其它硬件一起所提供或者作为其它硬件的一部分的固态介质)上，但也可以按其它形式(例如经由互联网或其它有线通信系统或无线通信系统)来分布。权利要求中的任意标号不应理解为对范围进行限制。

Claims (21)

1.一种方法，包括：

使用信号定向图来标识滤波器中的寄生信号传递；以及

将补偿路径添加到所述滤波器中，以减少或者消除所述寄生信号传递的效应。

2.如权利要求1所述的方法，其中，所述补偿路径具有实质上与在所述滤波器中所标识的寄生信号传递相反的信号传递。

3.如权利要求1或2所述的方法，其中，所述补偿路径受控于补偿信号。

4.如权利要求1、2或3所述的方法，其中，将所述补偿路径与所述滤波器中的非寄生信号路径结合。

5.一种滤波器，包括：

多个放大器级，产生一个或更多个滤波器极点；

耦合到所述放大器级中的至少一个的至少一个组件，所述组件在所述滤波器中产生寄生效应；以及

用于将补偿电流施加到所述至少一个放大器级以减少或者消除所述寄生效应的装置。

6.如权利要求5所述的滤波器，其中，将所述补偿电流与所述至少一个放大器级的尾电流相加。

7.如权利要求5所述的滤波器，其中，从所述至少一个放大器级的尾电流中减去所述补偿电流。

8.如权利要求5、6或7所述的滤波器，其中，所述组件是电阻器，所述电阻器在所述滤波器中产生寄生电阻。

9.如权利要求8所述的滤波器，其中，所述补偿电流与所述电阻器的电阻有关。

10.如权利要求9所述的滤波器，其中，所述补偿电流还与绝对温度成比例。

11.如权利要求8、9或10所述的滤波器，其中，所述多个放大器级是跨导放大器级。

12.如权利要求8、9、10或11所述的滤波器，其中，所述电阻器是偏置电阻器。

13.如权利要求5至12中的任意一项所述的方法，其中，所述滤波器是一阶复数滤波器。

14.如权利要求5至12中的任意一项所述的方法，其中，所述滤波器是二阶复数滤波器。

15.一种无线电接收机，包括：

滤波器，用于接收同相信号和正交信号，并且对所述同相信号和正交信号进行滤波；

放大器，用于接收并且放大所述滤波后的同相信号和正交信号中的一个；

用于从所述放大器接收已放大、且滤波后的同相信号或正交信号，并且用于从所述已放大、且滤波后的信号再生所述同相信号和正交信号中的另一个的装置。

16.如权利要求15所述的无线电接收机，其中，所述用于接收和产生的装置包括第二滤波器。

17.如权利要求16所述的无线电接收机，其中，所述第二滤波器是复数滤波器。

18.如权利要求17所述的无线电接收机，其中，所述复数滤波器适用于：在第一输入处接收已放大、且滤波后的信号，在第二输入处接收乘以-1/4的所述已放大、且滤波后的信号的拷贝。

19.如权利要求15、16、17或18所述的无线电接收机，其中，所述放大器是限幅放大器。

20.如权利要求15至19中的任意一项所述的无线电接收机，还包括：复数解调器，用于接收所述已放大、且滤波后的信号以及所述信号中的再生后的另一个，并且用于对所述信号进行解调，以获得信息信号。

21.一种处理IF信号的方法，所述方法包括：

接收同相信号和正交信号，并且对所述同相信号和正交信号进行滤波；

对所述滤波后的同相信号和正交信号中的一个进行放大，同时终止所述滤波后的信号中的另一个；

从所述已放大的信号再生所述滤波后的信号中的另一个。

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