CN101345482A - 复合式供电源 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电工电子特别是电源技术领域。一种复合式供电源，至少包含与电网直接整流输出后必有连接的首次一种开关电源及其相关电路所组成。其特征是：该首次开关电源输入端，节省具有工频滤波功能的高压电容；增添一组或多组辅助电源及其相关的控制电路(2S)组成后，作为对该首次开关电源输入端或主负载端自动续接补偿电源，使主稳负载端电压保持稳恒不变。本创新具有无需抗谐波电流装置，优化电源工作状态效率更高，且对EMC要求低，抗电网过压升高能力更强的优点。可实现交流输入70V～到450V～波动仍能正常稳压工作优点。降低成本又特别显著。

Description

复合式供电源

技术领域

本发明涉及电工、电子技术领域。特别是涉及有关开关稳压电源技术领域及其在电视技术中运用。

背景技术

已有技术开关稳压电源(简称：开关电源)输入端要增添具有工频(50HZ、60HZ)滤波功能的高压电容元件。该高压滤波电容(纯属化学品)，不仅成本高，而且易老化失效。如果该电容充电回路，未串接电感组合滤波的话，还带来整流管导通角很小。参见[图1a示例]。这是因为整流滤波充电时间常数很小，每半周整流充满峰值电压后，放电时间常数很大，导致工频整流管PN结，N引出端电位高于P引出端电位，形成自给负偏压，使整流管不能导通的时间占交流电每半周大部时间。仅在峰值电压附近短时间导通，形成整流峰值电流很大。参见[图1a示例：X2部分]。减小该整流峰值电流唯一方法：在滤波电容充电回路中串接电感，形成感抗，才能减小电流突变，形成类似锯齿三角波电流波形，参见[图1a示例：X3部分]，能够达到抗谐波电流很大的危害。但是串接感抗器，如果在工频交流电50HZ(60HZ)情况下，要求电感量很大，重量和成本很高。所以现在广泛采用升压式开关电源作为有源功率因素矫正(简称有源PFC电路)，由于该有源PFC电路，频率远高于工频，所以该电感器成本较低，重量轻的优点，得到广泛运用。但是有源PFC电路，输出电压稳定度虽有提高，但是仍不备稳压电源特性，而且输出电压高于输入电压，当电网过压波动或欠压波动时危害很大。

开关稳压电源输入端能否无需工频滤波功能的高压电容？如果无需工频滤波电容就意味着无需有源PFC电路或工频感流器作为抗谐波电流带来巨大成本投入。在此回顾本发明者在中国申请的另一合案专利申请号99125334.5文件，先谈与本发明有关开关稳压电源特性。

根据流过开关电源调整管直流成份是/否短路损失？开关电源可分为：串联(调感降压式)开关电源和(磁耦)变压式开关电源。

根据开关变压器初级线圈与次级各线圈是/否准许同时导通？开关电源可分为：推挽(交流变压式)开关电源和反激式开关电源(即：纯自感贮能开关电源)。

反激式开关电源：次级线圈整流管导通，必须在初级线圈和开关电源调整管关断后才能进行，确保初级线圈导通时只能纯自感贮磁能，初次级绕组两者不能同时导通。这与推挽(交流互感)变压式电源相反。

反激式开关电源，是DC-DC变换器。可分为：串联反激式和变压反激式两类开关电源。但是，串联开关电源在自感贮能时，增有直流成份直达给主输出端负载，不会像变压式那样，直流成份全部短路损失。所以串联开关电源优点，很突出。

反激变压式开关电源，又分为：升压式开关电源和升降式开关电源两类。

升压式开关电源，最常见的运用是有源功率因素校正(PFC)电路。升降式开关电源(俗称：并联开关电源)，可以做到完全隔离的优点。因此运用最为广泛。

由于反激式开关电源都是初级先自感充磁能后，再关断初级，最后由次级整流放出能量。这个过程不存在互感问题。这类DC-DC变换器中，反激变压式开关电源最大的缺点：开关变压器存在恒定方向直流磁化问题，因此须加大磁芯气隙才能克服；开关管和整流管要求承受反峰电压很高，因此该变压式开关电源设计，只能运用到此小功率负载场合。唯有串联开关电源和推挽变压式开关电源可以运用大功率场合。

推挽式开关电源主体特征，(即：在DC-AC逆变器，或：在其基础上形成DC-AC-DC变换器)。类同推换式功率放大器OTL、BTL电路，只不过功率放大器功放管是放大状态，而推挽式电源调整管是开关状态。虽然推挽管导通时仍有直流成分短路损失，但是由于流经开关变压器是往复变化的交流电，所以不存在直流磁化问题。特别是开关管关断时耐压比反激变压式开关电源要求低。因此推挽变压式开关电源一直是研发热点。

串联开关电源只能反激式连接。而变压式开关电源可以反激式连接或推挽交流式连接。所有的反激式开关电源调整管和次级功率整流管，不能同时导通，否则自感贮能后无法释放。

串联开关电源主体，可以等效为一个(在开关管导通时)直流成分能量直达给主输出端电容负载的稳压电源和一个由感抗阻流圈储能交流成分电压降(等于输入端电压与主输出端电压差值所产生的反激变压式开关电源组合。因此可以看成在变压式开关电源基础上，又增添流经开关管直流成分直达主输出端电容后所组成。所以串联开关电源主体，各元件承受电压、电流和功率要素比变压式开关电源要显著减小和平缓，导通角增大。对比：

公式，(用表示与已有技术变压式开关电源相对比相对变量)，等效变相增大各元件应需参数的富余量。

由于变压式开关电源调整管最大峰值电流既跟输入端电压成反比。又与输出端负载功率呈正比，而串联开关电源最大峰值电流仅跟输出端负载较平缓呈正比例关系。所以.在AC150V~电网下，流经变压式开关电源调整管最大峰值电流是串联开关电源的2.9倍。在90V~电网下流经变压式开关电源调整管最大峰值电流是串联开关电源的5倍左右。设计时，变压式开关电源最大允许峰值电流是串联开关电源对应值1.8倍左右。变压式开关电源参数最宜用于160V~/240V~交流电网波动范围。但是无需技术就易实现电网欠压仍要强制稳压的特点，但是电流较大、易损坏主要元件。[所以国外要增设自动切换电网整流方式装置，或增设欠压保护电路。是为了减少电流为目的]。

任何变压式开关电源与串联开关电源特性相反。变压式开关电源输入端可以升压或降压均可稳压，而串联开关电源输入端电压必须高于主输出端才能稳压，这种降压式(BUCK)特性，带来适应电网欠压供电稳压能力差缺点。传统观点认为：变压式开关电源适应电网波动范围很宽。但是，变压式开关电源输入端电压越低，导通期/周期比值越大，流经开关管的直流成分短路损失越大，工作时开关管越容易损坏。开关管、散热器等元件越严重发热。特别是，变压式开关电源输入端工频滤波高压电容(450V)不能失效！如果450V高压滤波电容失效后，波谷(欠压)波峰(过压)加大导通/周期(占空比)变化，使流经开关管直流成分和开关管功耗增大。串联开关电源输入端(电容量宜小)电压越低，主输出端电容C电压越高(电容量可宜大)，导通/周期(即：占空比＝UC/(UC+UL)＝UC/UZ越大，直达功率/总功率比值越大，直达功率/磁耦功率＝UC/UL比值越大，可靠性、效率均越高，开关管关断功耗和温升越低。这与变压式开关电源特征相反。在相同条件下，对比发现：串联开关电源可以尽量加大主稳压值和主负载功率，并且尽量减低电网输入端供电压。变压式开关电源缺点不能克服。本说明书把任何用于开关状态的管件，泛称开关管。

对开关电源而言，仅单纯注重降低开关管温升和功耗，使开关管趋近于零电压/零电流转换开关状态是不够的，唯有在原变压式开关电源基础上，再增添流经开关管直流成分直达主输出端电容后呈串联开关电源。才能降低各元件承受电压电流等要素，才能强劲高效稳压输出。串联开关电源还有最大的缺点是：主输出端是输入端回路其中一部分，永远不能隔开输入与主输出端牵连关系。由于串联开关电源管V导通时，输入端回路串经感容LC双重储能器件，当隔直主输出端电容C充满电荷空载后必定自关开关管V，这种特有“空载自关”特性，限制了感抗阻流圈L兼开关变压器T传输功率能力。[把“串联感抗阻流圈”错误理解成“开关变压器”，必定造成轻载或空载不能“变压”传输功率现象]。这就是为何长期串联开关电源热机芯根源。(本说明书把涉及串联感抗阻流圈L次级绕组，也泛称：变压器次级绕组)。

本发明人99125334.5申请文件是合案申请文件。其中涉及开关电源部分，克服传统技术偏见，主要发明点是：如何克服串联开关电源空载自关特性？形成串联开关电源冷机芯技术基础。如何克服串联开关电源降压式(BUCK)特性带来适应电网欠压供电能力差缺点？其实质特征：在原有串联开关电源主输出端电容C两端供电主输出端

为主的基础上，叠加属于变压式开关电源特性的C34输出端

为辅，自举复合呈主负载端

后，经过直接取样主稳控环路稳压后供电给大功率负载R。[稳压UB＝UCΔ↓↑+UC34Δ↑↓]。本发明可称为：彩电自举升压式串联开关电源冷机芯供电系统。单纯的串联开关电源主体特征：参见[图4a、图4b、图4c、图4d、示例]。本发明人在99125334.5改进呈：自举升压式串联开关电源主体特征：参见：[图5a、图5b、图5c示例]。

改进后，仍保持串联开关电源调整管承受反峰电压，比变压式开关电源调整管承受反峰电压要相差要低200V以上优点。这就意味着串联开关电源抗电网过压升高稳压能力比变压式开关电源要高出差距交流电压160V~左右。虽然存在抗电网欠压能力不是向变压式开关电源无需任何技术就容易实现。但是附加本发明的电网切换电路(7)后，可适应更低的电网电压。本创新的彩电自举升压式串联开关电源冷机芯供电系统，如果把自举电源C34电压值等于15％主输出端电容C电压时，即：+B＝114V+15.6V＝130V，可实现在电网欠压120V~左右桥式整流滤波后仍能正常稳压130V。克服已有串联开关电源可在电网欠压160V~左右下限值才能稳压130V。本创新比已有串联开关电源展宽电网欠压供电稳压能力更强出40V~以上。所以本发明人的在先申请文件，克服了传统技术偏见。

已有技术变压式开关电源，必有输入端工频滤波高压电解电容，在电路工作电压波形参见[图1A示例：X4部分]。如果去除该电容后，波形参见[图1a示例：X1部分]：该变压式开关电源，遇到输入端电压欠压时，甚至间歇振荡怪叫，只要达到振荡条件，具有宁可烧毁也要稳压输出，输入端电压越低，流经开关管电流越大，直流短路损失越多，热损耗越大，直到烧毁为止特性！所以变压式开关电源是不能去除输入端电容的。同时也证明：利用有源PFC电路对电网欠压供电可升压的缺点。

发明内容

本发明人在99125334.5申请文件基础上，再进一步提出开关电源无需工频滤波电容技术方案。这意味着无需有源PFC电路或工频感抗器作为抗谐波电流带来巨大成本投入。

如果把[图5a、图5b、图5c示例]的自举升压式串联开关电源，去除输入端工频滤波高压电解电容后，仍能以更高效率状态，正常工作。波形参见[图1]示例中X1部分。对比发现：特别是在工频波谷仍有从主输出端电容C通过开关管V倒灌回流到输入端现象。(而变压式开关电源却没有该现象)。但是，唯一最大缺点是：开关电源输入端瞬时电压每当邻近于电网工频整流波谷时，不能正常稳压，主稳压负载端

电压会开始下跌为锯齿波现象。其波形参见[图1示例：X2部分]。为此，本发明人提供如下方案改进：

“供电源”概念，不一定是一个电源，可以由多个电源组成系统。也不一定是并联关系。有的开关电源主负载端可能供电给另一开关电源。(比如：电视机回扫变压器初级行输出级、液晶背光源等属于二次开关电源，其前级电源可称为首次电源)。涉及本发明的：一种复合式供电源，至少包括：与电网直接整流输出后必有连接的首次开关电源及其相关电路组成。其特征是：

该首次开关电源输入端，节省具有工频滤波功能的高压电容；但仍需要由抗高频开关干扰的高频电容约1UF左右所代换，否则，会产生700V以上的高压危害。增添一组或多组辅助电源及其相关的控制电路(2S)等组成后，作为对该首次开关电源输入端或主负载端自动续接补偿电源。参见附图第3页，[图6]示例。第4页[图8]、[图9]是[图6]功能方框图内较详细的主要元件组成的电路。更详细参见8页[图21]示例。

该首次开关电源输入端电压，取源于电网直接整流后每半周瞬时电压值；该输入端瞬时电压，每当临近于电网工频整流波谷时，如果不能继续维持应需稳压要求的输入端最低对应电压VL时，或者：主负载端稳压电压值+B将要下跌为锯齿波时，通过控制电路(2S)，强制接通所增添一组辅助电源的输入端充电回路(1Z)或者强制接通所增添一组或多组辅助电源的输出端放电回路(2B)，从而分别实现对该首次开关电源输入端或主负载端自动进行续接补偿；使主稳负载端电压保持稳恒不变。每当输入端瞬时电压值在后半周超过应需稳压要求的输入端最低对应电压，达到认为可以关断输入端瞬时电压值VH时，或者当主负载端稳压电压值+B稳压又恢复正常时，通过控制电路(2S)，强制关断所增添一组辅助电源的输入端充电回路(1Z)或者强制关断所增添一组或多组辅助电源的输出端放电回路(2B)，从而关断对该首次开关电源输入端或主负载端续接补偿电路，优化该首次开关电源处于更高效率的工作状态。波形参见附图第2页[图2]、[图3]示例。

该增添一组或多组辅助电源从何来？有如下几种方案：

从电网整流后，直接通过控制电路(2S)控制其输入端充电回路通/断后产生，或者，从任何变压器次级增添绕组整流后产生。

所述的从任何变压器次级增添绕组整流后作为辅助电源，可以从首次开关电源变压器L次级，或者：经过首次开关电源输出后，再经过隔离变压式开关电源变压器(TB)次级，增添一绕组，可以从这两个变压器分别增添绕组各自单独整流后再进行双重结合更佳。

该增添一组或多组辅助电源，该如何作为续接补偿电源？参见[图6]示例：有如下几种方案：

从任何开关电源变压器次级增添绕组，经过整流器UZ1，最终经电容CZ滤波后，再直接通过二极管UZ倒灌回流(即：反馈)到该首次开关电源输入端

作为对该首次开关电源输入端自动续接补偿电源(2Z)。该技术简单，开关二极管UZ等效为代换控制电路(2S)功能，缺点：二极管UZ导通时，必定提前关断电网直接工频整流器输出，所以可适合小功率场合较佳。不必与电路(1Z)同时用。

从任何变压器次级增添绕组，经过整流器UB或整流器UBT，再经感抗器LB1限流，再经电容CZ1中转滤波后作为辅助电源(2B1)。再通过控制电路(2S)直接控制着另一调感降压式开关电源(2B2)是否反馈到主负载端，作为对该首次开关电源主负载端自动续接补偿电源(2B)。波形图参见附图第2页[图2]示例。

从首次开关电源输入端+Z或其前级整流器的任一交流端~，直接增添一个工频储能电容ZK，在该工频储能电容ZK充电回路中，串接一个能自动通/断该电容ZK充电回路功能的开关管VKZ；

该工频储能电容ZK充电回路：必须通过控制电路(2S)参与下，进行如下检控：每当开关电源输入端瞬时电压邻近于电网工频整流波谷时，如果不能继续维持应需稳压要求的输入端最低对应电压值VL时，自动接通开关管VKZ和工频储能电容ZK充电回路；每当开关电源输入端瞬时电压临近于电网工频整流波谷后半周时，如果超过应需稳压要求的输入端最低对应电压后，达到认为可以关断输入端瞬时电压值VH时，通过控制电路(2S)，强制关断开关管VKZ和工频储能电容ZK充电回路；

该工频储能电容ZK放电回路：始终通过所增添的二极管UK自举接通该首次开关电源输入端作为续接补偿电源，再通过该首次开关电源工作后，构成电容ZK放电回路途径；由以上共同组成后，作为对输入端自动续接补偿电源(1Z)。

第2页[图3]示例：正常工作后，如果设定瞬时电压值VH≥VL，每当开关电源输入端瞬时电压临近于电网工频整流波谷VL时，虽然开关管VKZ接通电容ZK充电回路，但是，由于前半波后沿刚开始放电回路电压值高于充电电压值，所以要延迟到瞬时值VLP后才能有充电回路电流产生。开关管VKZ导通期ON，都是临近工频整流波谷：从VL到VH阶段。开关管VKZ关断期OFF，都是临近工频整流波峰处，且输入端瞬时电压高于VH值。但是电容ZK从输入端瞬时值VLP到VH阶段才有充电回路电流；而电容ZK和二极管UK放电回路电流甚至可以提前在瞬时值VL之前发生，在VH时结束。

对输入端辅助电源(1Z)和对主负载端续接补偿电路(2B)两大方案，可以分别单独使用或者相互结合使用。这两者均需要共性特征：控制电路(2S)。

参见附图第3页[图7]示例：所述控制电路(2S)，对输入端辅助电源(1Z)充电回路控制其通/断或者对主负载端续接补偿电路(2B)控制其通/断。由取样电路(2S1)、矩形波发生器(2S2)、前置驱动输出电路(2S3)组成。

所述的取样电路(2S1)：可以从开关电源输入端电压取样，或者从主负载端稳压负反馈环路中取样，[参见：第7页图20示例]。从开关电源输入端取样可分为：每半波瞬时值取样电路(2S1)和峰值取样电路(2S1P)。

所述的从开关电源输入端瞬时值电压取样电路(2S1)：具体实施例有：电路(2S1a)、(2S1b)、(2S1c)、(2S1d)、(2S1e)等，可以从电网整流后直接取样获得，或者从取源电网的任一变压器(L)次级绕组，经过二极管同极性整流、电容CDZ工频包络检波后间接取样获得，再经过分压电阻后，能满足矩形波发生器(2S2)应需要求。

所述的矩形波发生器(2S2)：具体实施例有：电路(2S2a)、(2S2b)、(2S2c)、(2S2d)、(2S2e)等，可以有史密特触发器电路或有回滞差特性的电压比较器等构成。可以用555时基等数字电路IC制成，可以用任何(集成或分立元件)放大器，再附加正反馈网络组成。必须附加正反馈网络，才能在开关转换过程中，可减少途经放大区过程时间，才能得到前沿后沿很陡的矩形波。

所述的前置驱动输出电路(2S3)：具体实施例有：电路(2S3a)、(2S3b)、(2S3c)、(2S3d)等，由前级矩形波发生器(2S2)输出矩形波脉冲，可以直接或通过反相器驱动末级功率开关管(VKZ，VK2)等，使上述的各种辅助电源，根据输入端电压或主稳负载端电压低/高，决定着是否接通/关断续接补偿电源。

上述的矩形波发生器(2S2)和前置驱动输出电路(2S3)，根据公共端(输入端

GND和主输出端电容C高电位端

电位不同，分为：对输入端接地

GND直接控制电路(2S)和悬浮控制电路(2S)。悬浮控制电路(2S)公共端

电位高，不适用于对输入端续接补偿电路电路(1Z)直接控制。但可以与直接取样电路结合。

所述的电网整流后瞬时值工频取样电路(2S1)，涉及间接取样电路具体实施例有：电路(2S1b)、(2S1c)等，其特征是：从取源电网的任一变压器(L)次级绕组，通过串接与原初线圈P通/断相同的二极管UDZ同极性整流，电容CDZ工频包络检波回路后，该检测电容CDZ输出电压与开关管导通时原初线圈两端充磁电压降(变压式开关电源＝输入端电压，串联开关电源＝感抗器L电压降＝输入端电压减去主输出端电压之差)成正比例关系，因此，可作为检测电网整流后瞬时工频电压高低的检测源。

所述的电网整流后瞬时值工频取样电路(2S 1)，涉及直接取样电路具体实施例有：电路(2S1a)、(2S1d)、(2S1e)等。

所有的电网整流后峰值工频取样电路(2S1P)：均可在前文输入端瞬时值取样电路(2S1)基础上，在其输入端或输出端再再增添一个充电时间常数短、放电时间常数大的电解电容后，可构成峰值取样电路(2S1P)。具体实施例参见附图第10页峰值取样电路[图27]示例：(2S1Pa)和[图31]示例：(2S1Pb)。峰值取样电路(2S1P)，特别适用电网切换电路(7)等。可参见第4页附图[图9]，第10页附图[图29]、[图30]，第11页附图[图37]示例。该附图标记相映后位增加字母P。如峰值取样电路(2S1P)，整体可称峰值控制电路(2SP)。

本创新复合式供电源突出优点是：

无需工频滤波高压电解电容。无需抗谐波电流(或有源PFC)装置。而且对EMC等要求低，降低成本特别显著。抗谐波电流效果明显优于多耗能的有源PFC装置。本创新效率最高。(特别是：临近工频波谷VL-VH时段效率越高)。抗电网过压升高能力更强，长期可过压650VP(交流450V~)以上，仍能正常稳压工作。本创新后，结合第4页[图9]、第11页[图37]示例，可实现极超宽稳压范围可达交流输入70V~到450V~波动仍能正常稳压工作优点。而已有他人技术不能实现！克服传统技术所谓变压式开关电源超宽输入范围的狭见！

本创新对已有技术传统变压式开关电源电路改进也有极好的效果。特别是输入端续接补偿电路电路(1Z)和控制电路(2S)结合后，可实现电网过压直流全关机，可以运用异常关机电路(15)实现自锁功能。可以识别变压式开关电源输入端电容是否损坏兼电网欠压关机功能。可以降低变压式开关电源输入端电容承受实际最高电压等。可以对已有技术有源PFC也有改善，可降低PFC过高的输出电压，参见第11页[图38]示例。

具体优点详细具体实施方式分别说明。

附图说明

说明书附图共有11页49幅。(包括对比资料图)。附图来源于真实能实现为准则。本实施例，以在彩电整机产品具体运用的印制电路板(PCB)所对应的原理图，从粗渐细、采用局部放大分项专门描述。说明书附图，各元件所组合的特定功能名称、元件位号、和元件参数或代换范围，附图分别采用字体不一样的标记，可方便区分。特别是有多个元件组合连接后产生一定功能用方框虚线加大字体的数字或加字母编号或对映缩影方框图，更方便对照说明书解释。附图力求详细本创新相关的必备实质性特征的具体实施例。重叠的元件表示互换。“ф”、“：”、光线符号表示可变更或可拆端。光线符号位号如：“JK”还表示省略图25或图26示例中开关管VK1相关电路等。“*”号依实际可调试变更参数。“NC”表示可去除该元件。脉冲变压器原初级导通时，初次级感应极性同名端一律用黑园点·表示。普通三极管可优选代换成场效应管等。说明书和附图未注解的(特别是元件及其位号)，按法定或通行贯例解释或者参照本发明人其他专利群中解释。[电路元件、参数及其位号仅表示该整机产品原理图对映实物印刷电路板PCB中附图位号和元件有关属性BOM参数，并不都是针对本说明书而标记的，兼供本创新优选实施例具体产品参考]。[图1a]：是对比资料波形图；[图1]、[图2]、[图3]：示例与本发明人有关的波形图。[图4a]、[图4b]、[图4c]、[图4d]示例：已有技术纯串联开关电源主体特征；[图5a]、[图5b]、[图5c]示例：99125334.5改进后：自举升压式串联开关电源主体特征。[图6]示例：本发明关键技术特征基础。[图8]、[图9]或[图25]、[图26]是[图6]功能方框图内较详细的主要元件组成的电路。[图7]：控制电路功能组成图。并标记功能方框图内较详细的主要元件组成的单元电路编号。[图10]、[图10a]、[图10b]、[图11]、[图12]、[图13]、[图14]、[图15]、[图16]、[图17]、[图18]、[图19]示例对输入端瞬时值电压取样的控制电路(2S)具体实施例。[图20]示例：从主负载端稳压负反馈环路中取样的控制电路，有两种方案控制电路(2SB1)、(2SB2)。第8页[图21]和第9页[图22]示例：在彩电产品中具体运用时印制电路板PCB原理图。[图23]示例从一个开关电源公共电源输出端再经一个公共降压式(BUCK)开关电源稳压后多路输出5V、12V、20V等电源。[图24]：是[图9]的有关电网切换呈自举升压式状态局部更详细电路图。[图25]、[图26]、[图27]、[图28]、[图29]、[图30]、[图31]、[图32]：更详细从开关电源变压器次级取源作为辅助电源，通过控制电路(2S)该如何最佳方式作为续接补偿电源。[图33]是[图21]、[图37]局部图：防雷装置。[图34]、[图36]是电网检控装置和屏显电网电压值电路图。[图37]是本创新：包括本发明的自动切换电网整流方式电路(7)、7A)和交流全关机装置及其从电网进线到开关电源输入端详细电路(1)。[图38]利用有源PFC电路可以结合本发明作为升压器。[图35]是一种简单的待机电源。[图39]是[图20]、[图21]中有关本创新的软启动功能，带来主稳负载端+B电压与已有技术的差别波形图。

电网不相牵连的冷底(电路)板公共端“地”用“⊥”或加其他标记GND、GND2等表示，可视同简化⊥标记。与电网相牵连的热底(电路)板，各单元公共端如果不同附图标记是不能随便连接！GND等等。含相同标记，具有同一对象，仅指功能或性能作用相同。VCC泛指任一电源高电位端，有时为了区分不同的VCC，用25V，5V-1，5V，VCC-SY、12V，12V-1、20V、20V、VCC-15等不同的电源标记，可以是不同电源电压数值，同一附图中除VCC外，相同附图端口标记的，可以相连接。各图作用详见下文说明。

具体实施方式

下面结合附图示例详细说明实现本创新最好方式。前文已述或结合沿用已有技术或同理应变更等不再重述。

对主负载端+B续接补偿电路(2B)比较复杂。可分为前级感抗电源(2B1)和受控制电路(2S)所控制的降压式开关电源(BUCK)电路(2B2)组成。从任何开关电源次级增添绕组作为辅助电源，在每半波整流越过了瞬时电压VH后进入正常稳压范围后，因增添事先要备存储能源方案，所以功率大增，为了减缓功率变化，为此，所增添辅助绕组作为辅助电源时，参见[图6]、[图8]示例：辅助电源(2B1)一律增添感抗器LB1和电容CZ1组合滤波并且增加续流二极管UB1构成。但仍带来电网欠压供点时+B下跌现象。为此，采用双重辅助电源交错式供电。可以从首次开关电源变压器L次级，或者：经过该首次开关电源输出再供电给隔离变压式开关电源变压器(TB)次级，各增添一绕组，分别单独通过二极管UB、UBT反极性整流后进行双重结合更佳。参见第10页[图25]、[图28]示例。

采用双重电源交错式供电，设定首次开关电源变压器L次级绕组整流输出空载电动势要高于第二次隔离变压式开关电源变压器(TB)次级所增添的绕组整流输出空载电动势。其优点：输入端每半波工频瞬时电压临近峰值时，由首次开关电源变压器L次级优先供电输出，输入端每半波瞬时电压接近波谷值时VL，VH阶段时，由于首次开关电源变压器L次级输出电压显著下跌，自动转为由稳定的第二次隔离变压式开关电源变压器(TB)次级该辅助绕组优先供电输出为主。本创新双次级绕组电源交错式各自分别整流供电技术方案，其优点：可减小共有滤波电容量。增强串联开关电源调整管V导通时直达输出功率，减少主续流整流管U导通时反激变压式输出功率，增强非主续流整流管U导通时反激变压式输出功率，并能减少隔离变压器TB传输功率。本创新多处实施。具体参见第8页[图21]示例和第9页[图22]示例中，涉及有关变压器的匝数和次级供电分配各电路。但是适合非需稳压场合为佳。如需稳压要求高的场合。可采用[图23]示例：从一个开关电源公共电源输出端再经一个公共降压式开关电源(BUCK)稳压后多路输出5V、12V、20V(18V)等电源。

通过上述方案改进后，发现：电路(2B1)中感抗器LB1电感量越大，效果越好。但是带来电网欠压供电时，中转储能电容CZ1电压仍然很低缺点。只有把感抗器LB1电感量改小。为此，把前级电感滤波电路(2B1)中光线JK也改为雷同后级降压式开关电源(2B2)。具体参见第10页图25]、[图26]示例：

当交流电网电压高于AC160V~以上，控制电路(2S)，仍通过终控管VP2控制着降压式开关电源(2B2)中开关管VK2是否工作或处于截止状态，同时通过终控管VP1控制着降压式开关电源(2B1)中开关管VK1是否工作或处于截止状态。VP1和VP2互为反相关系。当交流电网电压低于AC140V~时，一律强制使降压式开关电源(2B1)中开关管VK1处于长期连续工作状态。等效是光线JK接通。为此，参见[图30示例]：需增添的峰值取样的控制电路(2S1P)和再增添矩形波发生器(2S2)和驱动输出电路，会同输入端瞬时值取样控制电路(2S)共同结合。[图29]示例：经过第二次隔离变压式开关电源变压器(TB)次级，增添一绕组，通过二极管UBT反极性整流后先直接通过电容CZ1T滤波后，然后通过开关管VKT连接到电感阻流圈LB1后，再转能到中转储能电容CZ1中。开关管VKT特性同上述VK1一样，当交流电网电压低于一定电压时，一律强制使开关管VKT接通电容CZ1T、电感LB1、电容CZ1组成CLC组合∏滤波形式，此时电网欠压时中转储能电容CZ1电压很高，可达40V左右，效果明显。该方案也可以改为：当交流电网电压低于一定电压时，一律强制使开关管VKT基极VKB通过电阻RVKTB共同连接终控管VP1基极VP1B的前置控制电路上，使开关管VK2和VKT在电网欠压供电时同时工作接通辅助电源。当交流电网电压高于一定电压时，峰值控制电路(2SP)，强制关断开关管(VKT)。此时，仅由二极管UB整流供电作为辅助电源。

峰值取样控制电路(2S1P)：可以参照第4页[图10]示例，仅增添一个电容C2SP，构成峰值取样电路(2S1Pa)，参见第10页[图27]示例。再参照第4页[图10]示例中矩形波发生器(2S2a，)直接构成[图32]示例：峰值取样的控制电路。[图31]示例：间接取样的峰值取样电路(2S 1Pb)可配第6页[图13]示例的矩形波发生器(2S2Pb)为佳。并且，可代换第11页[图37]示例：电网切换装置(7)应需的检控电路(7A)。

对主负载端+B续接补偿电路(2B)所述的控制电路(2S)，参照第7页[图20]示例：可以从主负载端稳压控制电路(4)中比较放大调节器集电极负载电阻RN支路，进行电流悬浮取样控制。发现其优点：比重新从主负载端+B取样电路灵敏度高。有两种方案：一种电路(2SB1)，从该电阻RN两端悬浮取样，经稳压管WSN和电阻RS8和RS9作为分压式偏置电路，通过反相器后直接控制续接补偿电路(2B)中的终控管VP2通/断。其电阻RN经过稳压管WSN后，波形特性参见附图第2页[图2]中(X3)。另一种控制电路(2SB2)：是取代光线JN2两端是串接光电耦合器N4输入端，直接通过光耦N4直接控制续接补偿电路(2B)中的终控管VP2通/断。当主负载端+B开始下跌0.3V时，(稳压管WSN输出从10V左右突变为0V)，直接接通控制续接补偿电路(2B)。本技术比从输入端取样要延迟些。可以相互结合使用为佳。可防止主负载端+B电压升高优点。

通过上述对主负载端+B的续接补偿电路(2B)改进后，单独运用时，可适应交流电网欠压到110V~左右主负载端+B保持不变。

对输入端续接补偿电路(1Z)。参见[图6]示例。比较简单。对照[图3]波形图，每当开关电源输入端瞬时电压邻近于电网工频整流波谷后半周时，如果超过应需稳压要求的输入端最低对应电压，达到认为可以关断输入端瞬时电压值VH时，通过控制电路(2S)，强制关断该开关电路(1Z)中的开关管(VKZ)时。由于正在充电电容ZK电流增大又突然减小到零，抗干扰电容Z和EMC电感会发出声音同时输入波形产生尖峰电压，波形图参见附图第2页[图3]示例(X1)部分。为此，输入端电容Z要采用能消音的电容，矩形波发生器(2S2)强制关断时对应输入端瞬时值VH越低越好，而且回滞电压差＝VH-VL要越小越好。比如设定VL＝150V时，开关管(VKZ)开始导通，到了后半周瞬时值电压达到VH＝155V时，强制关断开关管(VKZ)。

上述控制电路(2S)通常设定瞬时电压值VH≥VL。(可以相差5V左右)。也可以改为设定瞬时电压值VH≤VL时，抗干扰电容Z和EMC电感就不会发出声音。还可以设定同步于电网瞬时电压为0值时关断。此时开关管(VKZ)具有晶闸管(可控硅)功能。缺点：每次开启电流大。为此，参见第4页[图9]示例：对输入端续接补偿电路(1Z)中光线JKZ可以改为由增添一个电感所取代。该增添的电感(JKZ)次级要再增加续流二极管释放储存的磁能再转给任何负载。可参照第3页[图4d]示例中的二极管连接关系。该电感(JKZ)最好通过其次级绕组反极性整流后转换磁能到电容C34为佳。

附图第8页[图21]和第9页[图22]示例：本创新在电视技术中真实运用和实现。对阴极射线管CRT和液晶等平板电视通用。成本最低。全面体现本创新综合运用。对印制板电路图补充说明如下：由一个以串联开关电源为主的复合式开关电源作为首次开关电源，其主负载端

稳压值，通过电位器RP3，可调108V到138V供电给背光源电路(或回扫变压器相关的行输出级)。该主输出端电容C两端

或主负载端

增添供电给一个隔离开关电源(6M)或(5T)，通过变压器TB次级输出伴音功放等信号系统供电，可输出20V(18V)、12V、5V等。可增添(或去除)：脉冲式关机装置(1)、自动切换电网整流方式装置(7)、电网检控和屏显(7A)、异常关机装置(15)、待机全空载切换电路(44)等专项电路组成。

从电网进线到开关电源输入端电路(1)，进入后以[图4]系列或[图5]系列作为首次开关电源主体特征(2)，开关电源调整管V相关的驱动电路及其终端控制电路(3)[可简称：稳压控制驱动电路(3)]，可以是集成电路IC组成纯它激式驱动电路，或：参照电路(6M)，用分立元件组成的自激式驱动电路。附图用功能方框图可表示集成电路IC，常用引出端：电源VCC，稳压负反馈FB、和同步信号SYNC等，并用数字表示常用IC引出脚编号：[]、<>、无括号分别表示FAIRCHILD公司、ONSEMI(安森美)公司、SANKEN三垦公司常见引出脚编号。由于内含采用输入和主输出端共一线圈的VLC排序结构的串联开关电源主体特征[图4a]、[图5a]，却带来开关电源调整管V相关的驱动电路及其控制电路(3)的公共端

与输入端

和主输出端

主负载端之间是动态悬浮的开关状态m，无确定值关系。为此应增加光电耦合器N中介后，才能与直接取样比较放大调节电路(4)接口。(如果采用[图5b]、[图5c]主体特征，可无需光耦N，由PNP管取代)，光耦N输出端根据不同的需要，可通过光线JFB1，JFB2邻近该电源正极或负极连接。电源的集成电路IC控制信号地GND和功率管地S，根据不同的规格，可以通过光线JVG连接于开关电源调整管源极S和峰值电流取样电阻R3交接处或取样电阻R3负端

对于开关管V内含静电感应的电流取样电路，电流取样电阻R3可去除后短接。

所述的隔离变压式开关电源(6M)，可以采用反激式或推挽交流式主体特征。本图示例的是分立元件自激式驱动电路，可以用任何纯它激式集成电路IC代换。光电耦合器N3输出端负极，可通过光线JT3接地

或连接于(正反馈绕组①③通过二极管U33反极性整流电容C33滤波后所形成的)负电压端。本创新冷热底版隔离问题，可以仅用一个光耦N3中介，其优点：克服已有技术一个变压器至少需一个光耦现象。降本显著。本创新待机切换系统：由开关电源正常工作/待机切换电路(5B)、待机续接电源(10)、待机进入间歇(BURST)模式的待机间控电路(52)、(5)等构成。待机间控电路(52)、(5)具有电压比较器功能，待机时变压器次级输出电压升高一定程度时，立即截止开关电源处于(PRC)开关状态，等到变压器次级输出电压下降到一定程度时又恢复开关电源处于(PRC)开关状态。空载待机功耗小于0.5W。正常工作状态待机间控电路(52)、(5)处于关断状态。但是光耦N3还通过另一电阻RNT支路，同直接取样的比较放大器调节电路(431)连接，进行正常工作所需的稳压功能。待机间控电路(5)突出的优点是：节省(代换)第7页[图20]示例的待机间控电路(51)中应需的另一光耦元件N2。待机续接电源(10)高电位端VCC-10通过光线JK10可以取源55V/25V左右电源为佳。取源55V电源时，可节省热底板电源VCC-15的切换电路(5D)和冷底板中稳压器(9)。[建议：整流管U55和待机间控电路(52)中整流管UN3可以从该变压器绕组S7-12中分别整流为佳]。待机续接电源(10)在待机时通过调整管A9导通后，通过光线JK9选择转供电给12V电源或5V-SY电源。再通过串联放大调阻式稳压器AVR(11)稳压后，一路首先作为异常关机装置(15)电源；另一路通过限流电阻R015后作为待机状态必备负载电源。待机可关断的稳压器(9)可作为CRT行扫描或液晶背光源前级驱动电路供电用。

降低待机状态必备电源负载功耗，也是降低整机待机功耗基础。本创新特增添待机全空载切换电路(44)。待机时关断CPU系统供电或截止CPU系统工作，仅供电给指示灯HL2和遥控接收头(即：光敏接收器)MVD。如果按遥控器任一键，光敏接收器MVD输出低电位脉冲，触发全空载切换电路(44)，在正反馈R447作用，原由截止状态下立即进入饱和导通状态，并且保持自锁功能。强制通过正常工作/待机切换电路(5B)原由待机状态转为开机状态，当电源工作后大电流5V电容C6充满电荷后，通过开关二极管V44强制使开关管A44处于反偏截止状态，由此连锁整个全空载切换电路(44)又立即处于关断状态。本创新要求CPU断电复位时一律在下次开机时处于开机令状态。但是带来总断电后再手动开机时需遥控开机缺点，但是本创新由于整机待机功耗等于待机开关电源的空载功耗，可小于0.5W。加之本创新可正常适应交流电网70V~到450V~波动，因此，用户可以长期保持待机状态，不必要手动总关机。可节省手动总开关。但是必须要做好防雷装置。

本创新的防雷装置，其特征是：在印制电路板(PCB)的电网过了保险丝FU后的交流进线中，(最好也过了共模电感ZL后)，在该印制板相线(火线)和零线(中性线)之间至少开穿两个槽，该槽孔形状可以是矩形或弧形“(”“)”，在两个矩形或弧形“(”“)”之间，有一个焊盘(或裸铜镀焊锡矩形)，该焊盘通过导线连接于冷地板对外接口处地线⊥GRF。如：高频调谐器、各AV端子地。在两个矩形或弧形“(”“)”的槽孔周围是裸铜镀锡导体，槽孔宽度相当于在空气中绝缘程度，只要经过工频交流电3000V~或3500V~以上1MA持续1分钟不击穿就可以了。由于印制板冷热底版间距要求大于6毫米以上，而通过开槽后，冷热底版间距可以小于5毫米左右，对雷击波而言，最易通过的是小于5毫米的间距，从而把间距要求大于6毫米所有电路得到小于5KV~(或4KV~)钳位保护。本创新无需防雷元件。效果显著。另外在在印制板相线(火线)和零线(中性线)之间保留一处短路裸铜镀锡导体通过开槽分开相线和零线。槽孔宽度较小，当电网过压400V~或500V~左右能跳火短路。

第9页[图23]示例：一个公共降压式(BUCK)开关电源稳压后多路输出5V、12V、20V电源。该开关电源调整管V6相关的驱动电路及其终端控制电路，可以是集成电路IC组成或参照电路(6M)用分立元件组成的自激式驱动电路。可节省[图22]示例中直接取样的比较放大器调节电路(431)。该输入端从首次开关电源变压器L次级，和其他任何隔离变压式开关电源变压器(T)次级，各增添一绕组，分别单独通过整流器U25、U24反极性整流后进行双重结合配合使用。单独整流器U25反极性整流比单独整流器U24反极性整流输出峰值电动势要高。当电网整流后瞬时值输入电压临近波峰时由整流器U25反极性整流输出供电，临近波谷时由整流器U25反极性整流续接输出供电。[图35]示例：一种最简单的(待机为主的)变压式开关电源(5T)。可以同[图23]示例的电路配合使用，可代换[图22]示例的隔离变压式开关电源(6M)及其供电分配。如果仅用一个串联开关电源感抗阻流圈次级输出作为待机电源，可节省前述的待机电源，必须要增加假接负载电路(18)。参见第8页[图21]示例。该假接负载电路(18)可以分压输出电压CAM，相当于电路(5D)中输出电源VCC-15。可给CRT枕校用或其他热底板电路用。该图中的电C612输出端VKB给消磁继电器装置(8)专用。不过，待机间控电路要改用第7页[图20]的中待机间控电路(51)。并且采用待机全空载切换电路(44)为佳。从待机到开机过程中必须首先冲击让是主负载二次电源，如：背光源，行输出等首先工作后，才能克服串联开关电源空载自关特性，才能让其他冷机芯负载工作。

[图34]、[图36]是电网检控装置和屏显电压电路图。整个电网检控装置可放置在热底版。[图37]包括本发明的交流全关机(AC OFF)装置和电网进线到开关电源输入端详细电路(1)和自动切换电网整流方式电路(7)，(7A)。对于非CRT产品可去除自动切换消磁兼防开机冲击电流装置[8]。电网检测电路(7A)，可直接取样或间接取样。间接取样可取源电网的任一变压器次级绕组，通过串接与原初线圈P通/断相同的二极管同极性整流，才能获取。[图34]是同极性整流输出正电压取样源。[图36]是同极性整流输出负电压取样源。两者原理和性能一样。都是经过常态关断、过压或欠压导通的压敏开关器件D9或D9B支路后，连接于异常关机装置(15)分别作为交流电网过压或欠压保护。运用于变压式开关电源时，最好采用电网整流瞬时值取样，可防止电网工频滤波电容失效时即时识别和保护。第9页[图22]示例：当开关电源各变压器次级输出电压升高时，分别通过压敏开关器件W4、W55支路连锁异常关机装置(15)或交流全关机装置(1)，可实现稳压输出失控过压保护。串联开关电源感抗阻流圈L次级过压保护还兼有过流保护功能。压敏开关器件W55支路取源于变压器次级整流输出55V或20V电源时，压敏开关器件W55，通过光线JK55连接压敏开关器件W4高电位端或低电位端。

整个异常关机装置(15)中，要有比公共端“地”(⊥)更负电压的另一端(⊥GND或⊥GND2)；公共端“地”(⊥)与更负电压的另一端(⊥GND或⊥GND2)电位差值，同该取样检测电阻RF1或RF2比值，就是该检测电流值；当检测电阻RF两端电压降，达到能触发异常关机自锁电路，原由正常工作的截止区进入放大区时，在该正反馈电路作用下，迅速使该异常关机自锁电路进入饱和导通区，就立即关机。正常工作时检测电阻RF两端电压降约-0.3V左右。过载是达到-0.5V以上立即关机。本异常关机装置(15)可以放置在热底板，此时，待机切换电路(5B)中控制管VH1低电位端⊥要改接到⊥GND或⊥GND2。仍有不自锁的过流保护作用。电阻J941为光线。

电网检测电路(7A)，可以通过分压电阻R61A、R61B分压后作为屏显电压信号进入CPU自定义端OPT所用。当微控器CPU自定义端检入端OPT输入电压大于0.5V，小于5V之间可作为正常工作范围内屏显电网电压值专用。该脚还可以作为标清、高清等多种扫描制式同步识别信号，通过控制电路(7B)输入CPU内部处理。

自动切换电网整流方式装置(7)，其检控电路(7A)可以放置在热底板，可以直接运用第6页[图13]中的矩形波发生器(2S2b)和第10页[图31]取样电路(2S1Pb)组合后，代换检控电路(7A)。自动切换电网整流方式装置(7)中，双刀双掷位同步开关继电器KA可改为单刀双掷位开关，可以仅保留其中的一刀开关，参见第4页[图9]示例。当电网欠压时(如：电网低于AC130V~)，对输入端续接补偿电路(1Z)兼有对输入电网自举升压功能。电路连接参见第10页[图24]示例。在交流电网130V~时对比发现：可以把改进前182V峰值电压自举升压到308V峰值电压以上。但是对应的工频整流器U1额定电流要增大。参见[图37]示例：大功率场合下，可以增添一个感抗阻流圈XL限流。也可以改用[图38]示例的复合有源PFC电路作为升压电路。对比发现：没有前者性/价比好。因为有源PFC电路开关管VPFC导通时，直流成分短路损失热损耗太大。另：把变压器次级绕组低压大电流的电磁线改为扁带状为佳。

由于任何电子产品各级整流管或串联放大调阻式稳压器后面并联很大容量滤波电容，开机冲击电流对整流管危害很大，本发明者把任何稳压电源中基准稳压值原为固定值，改进为：从零输出电压值逐渐缓慢上升为稳压输出值。已有技术稳压电源软启动时进入稳态稳压输出值时间约6至8毫秒，而本创新却延长为60毫秒以上，使流经整流管或调整管峰值电流降低一半以上。由于仅需在基准稳压管两端再增并联一个电解电容方案。如：[图21]示例，直接取样比较放大电路(4)中电容C32，[图22]示例：直接取样比较放大电路(431)中电阻R32T、C32T，串联放大调阻式稳压器(11)、(9)中电容C51、C110等。由于刚开机瞬间，并没有微处理系统参与，开关稳压电源是处于正常工作状态还是待机状态？为此：本创新在每次总开关过程中无需CPU等微处理系统参与，一律强制为待机状态。由于此技术恰好同步于微处理系统总开关及其复位期间。所以可用来防止微处理系统软、硬件损坏有利。其特征是：把开关电源正常工作/待机切换电路(5B)输入端一律不接电阻对地，并且把输入端串接电阻去除(或减小后为470欧)后直接连接于CPU电源指令端PR；增添了一个通源偏置电阻R902H，该通源偏置电阻R902H支路，取源于微控器等所需的稳压电源前置输入端电源VCC-SY。即：待机续接电源(10)输出端。因此，可以节省待机切换电路输入端和CPU电源指令端之间的中间电路。[图39]是[图20]、[图21]中有关本创新的软启动功能，带来主稳负载端+B电压变化过程，与已有技术的差别波形图。(粗线是本创新波形，非重叠细线是已有技术波形差异部分)。

说明书和附图参数仅作举例参考，运用时任可调变参数。附图中供任可变更选择的方案多，电路板具有通用性和兼容性，可按需要灵活更动。无需的元件可去除或短接。本创新方案可直接运用到集成电路制成和实施，特别是控制电路(2S)、电网检控、开关管等。功率整流管可以采用同步整流技术方案为佳，可减小整流管导通压降带来热损耗。本创新可直接或扩展运用其他任何电工或电子技术领域。特别是本创新电路(1Z)、(2S)、(7)、(44)等对任何变压式开关电源直接运用。

Claims (9)

1. 一种复合式供电源，至少包括：与电网直接整流输出后必有连接的首次开关电源及其相关电路组成，其特征是：

   1.该首次开关电源输入端，节省具有工频滤波功能的高压电容；增添一组或多组辅助电源及其相关的控制电路(2S)组成后，作为对该首次开关电源输入端或主负载端自动续接补偿电源；

   该首次开关电源输入端电压，取源于电网直接整流后每半周瞬时电压值；该输入端瞬时电压，每当临近于电网工频整流波谷时，如果不能继续维持应需稳压要求的输入端最低对应电压VL时，或者：主负载端稳压电压值+B将要下跌为锯齿波时，通过控制电路(2S)，强制接通所增添一组辅助电源的输入端充电回路(1Z)或者强制接通所增添一组或多组辅助电源的输出端放电回路(2B)，从而分别实现对该首次开关电源输入端或主负载端自动进行续接补偿；使主稳负载端电压保持稳恒不变；

   每当输入端瞬时电压值超过应需稳压要求的输入端最低对应电压，达到认为可以关断输入端瞬时电压值VH时，或者当主负载端稳压电压值+B稳压又恢复正常时，通过控制电路(2S)，强制关断所增添一组辅助电源的输入端充电回路(1Z)或者强制关断所增添一组或多组辅助电源的输出端放电回路(2B)，从而关断对该首次开关电源输入端或主负载端续接补偿电路，优化该首次开关电源处于更高效率的工作状态；

   所述的辅助电源：从电网整流后，直接通过控制电路(2S)控制其输入端充电回路通/断后产生，或者，从任何变压器次级增添绕组整流后产生；

   所述的控制电路(2S)：由取样电路(2S1)、矩形波发生器(2S2)、前置驱动输出电路(2S3)组成；根据电网整流后输入端瞬时电压值或从主负载端稳控环路(3)中取样后，对输入端辅助电源(1Z)充电回路控制其通/断或者对主负载端续接补偿电源(2B)控制其通/断。
2. 2.根据权利要求1所述的复合式供电源，其特征是：

   从任何变压器次级增添绕组，经过整流器UZ1，最终经过电容CZ滤波后作为辅助电源，再直接通过开关二极管UZ反馈到该首次开关电源输入端(+Z

   

   GND)，作为对该首次开关电源输入端自动续接补偿电源(2Z)。
3. 3.根据权利要求1所述的复合式供电源，其特征是：从任何变压器次级增添绕组，经过整流器UB或整流器UBT，再经感抗器LB1限流，再经电容CZ1中转滤波后作为辅助电源(2B1)，再通过控制电路(2S)直接控制着另一调感降压式开关电源(2B2)是否反馈到主负载端，作为对该首次开关电源主负载端自动续接补偿电源(2B)。
4. 4.根据权利要求1所述的复合供电源，其特征是：

   从首次开关电源输入端+Z或其前级整流器的任一交流端~，直接增添一个工频储能电容ZK，在该工频储能电容ZK充电回路中，串接一个能自动通/断该电容ZK充电回路功能的开关管VKZ；

   该工频储能电容ZK充电回路，必须通过控制电路(2S)参与下，进行如下检控：每当开关电源输入端瞬时电压邻近于电网工频整流波谷时，如果不能继续维持应需稳压要求的输入端最低对应电压值VL时，自动接通开关管VKZ和工频储能电容ZK充电回路；每当开关电源输入端瞬时电压临近于电网工频整流波谷后半周时，如果超过应需稳压要求的输入端最低对应电压后，达到认为可以关断输入端瞬时电压值VH时，通过控制电路(2S)，强制关断开关管VKZ和工频储能电容ZK充电回路；

   该工频储能电容ZK放电回路，始终通过所增添的二极管UK自举接通该首次开关电源输入端作为续接补偿电源，再通过该首次开关电源工作后，构成电容ZK放电回路途径；

   由以上共同组成后，作为对输入端自动续接补偿电源(1Z)。
5. 5.根据权利要求书1所述的复合供电源，其特征是：所述的控制电路(2S)：由取样电路(2S1)、矩形波发生器(2S2)、前置驱动输出电路(2S3)组成；根据电网整流后输入端瞬时电压值或从主负载端稳控环路(3)中取样后，对输入端辅助电源(1Z)充电回路控制其通/断或者对主负载端续接补偿电路(2B)控制其通/断；

   所述的取样电路(2S1)：可以从开关电源输入端瞬时值电压取样(2S1)，或者从主负载端稳压负反馈环路中取样；

   所述的从开关电源输入端瞬时值电压取样电路(2S1)：可以从电网整流后直接取样获得，或者从取源电网的任一变压器(L)次级绕组，经过二极管同极性整流、电容CDZ工频包络检波后间接取样获得，再经过分压电阻后，能满足后级的矩形波发生器(2S2)应需要求；

   所述的矩形波发生器(2S2)：可以有史密特触发器电路或有回滞差特性的电压比较器等构成；可以用555时基等数字电路IC制成，可以用任何(集成电路或分立元件)放大器，再附加正反馈网络组成；所述的矩形波发生器(2S2)，必须附加正反馈网络，才能在开关转换过程中，可减少途经放大区过程时间，才能得到前沿和后沿很陡的矩形波；

   所述的前置驱动输出电路(2S3)：由前级矩形波发生器(2S2)输出矩形波脉冲，可以直接或通过反相器驱动对输入端辅助电源(1Z)充电回路的开关管(VKZ)通/断或者对主稳负载端续接补偿电源(2B)中开关管(VK2)通/断；

   根据输入端电压或主稳负载端电压低/高，一律通过控制电路(2S)决定着是否接通/关断辅助电源输入回路(1Z)或者是否接通/关断辅助电源作为续接补偿电源(2B)。
6. 6.根据权利要求书1或3或4或5所述的复合供电源，涉及间接取样电路的，其特征是：从取源电网的任一变压器(L)次级绕组，通过串接与原初线圈P通/断相同的二极管UDZ同极性整流，电容CDZ工频包络检波回路后，该检测电容CDZ输出电压与开关管导通时原初线圈两端充磁电压降成正比例关系，因此，可作为检测电网整流后工频瞬时值电压高低的检测源。
7. 7.根据权利要求书1所述的复合供电源，其特征是：首次开关电源变压器L次级绕组在输入端每工频整流半波瞬时电压临近峰值时，由首次开关电源变压器L次级优先供电输出给负载，输入端每半波瞬时电压临近工频波谷值时VL，VH阶段时，自动转为由稳定的另一隔离变压式开关电源变压器(TB)次级绕组优先供电输出给负载为主；该首次开关电源变压器L次级绕组单独整流输出峰值空载电动势相应比另一隔离变压式开关电源变压器(TB)次级绕组单独整流输出峰值空载电动势要高些。
8. 8.根据权利要求书1所述的复合供电源，其特征是：待机时通过待机全空载切换电路(44)，在待机时能够全关断CPU系统供电或截止CPU系统工作；仅供电给指示灯HL2和遥控接收头MVD；如果按遥控器任一键，光敏接收器MVD输出低电位脉冲，触发全空载切换电路(44)，在正反馈R447作用，原由截止状态下立即进入饱和导通状态，并且保持自锁功能；强制通过正常工作/待机切换电路(5B)原由待机状态转为开机状态，当开关电源工作后大电流5V电容C6充满电荷后，通过开关二极管V44又强制使开关管A44处于反偏截止状态，由此，连锁整个全空载切换电路(44)又立即处于关断状态；该软件参数设定要求：CPU断电复位时一律在下次开机时处于开机令状态。
9. 9.根据权利要求书1所述的复合供电源，其特征是：在印制电路板(PCB)的电网过了保险丝FU后的交流进线之间，至少开穿两个槽，该槽孔形状可以是两个矩形或弧形“(”“)”，在两个矩形或弧形“(”“)”之间，有一个焊盘(或裸铜镀焊锡矩形)，该焊盘通过导线连接于冷地板对外接口处地线⊥GRF；在两个矩形或弧形“(”“)”的槽孔周围是裸铜镀锡导体，槽孔宽度相当于在空气中绝缘程度，满足经过工频交流电3000V~或3500V~以上1MA持续1分钟不击穿为止；根据印制板冷热底版间距要求大于6毫米以上，通过开槽后，冷热底版间距可以小于5毫米左右，对雷击波而言，最易通过的是小于5毫米的间距，从而把间距要求大于6毫米所有电路得到小于5KV~钳位保护。

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