CN101340217A - 一种用于专用载波td-mbms的分集接收装置和方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种用于专用载波TD－MBMS的分集接收装置和方法。所述分集接收装置包括：第一、二天线，第一、二射频及基带前端，第一、二预处理器，最大比合并器，频域均衡器，快速逆傅立叶变换器。本发明通过对接收数据进行分集接收处理，不仅采用最大比合并加强对衰落信号的解调，而且实现复杂度低，提高了接收机的整体性能。

Description

一种用于专用载波TD-MBMS的分集接收装置和方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，特别是涉及一种用于专用载波TD-MBMS的分集接收装置和方法。

背景技术

随着未来多媒体业务对高速数据传输日益增长的需求，无线数据业务将急剧增加，这就要求第三代移动通信(3G)系统应当具有适合传输数据业务的一些特点，如高数据量、高突发性、高可靠性等。

对于第三代移动通信中的时分双工(TDD)系统，例如时分同步码分多址(TD-SCDMA)系统，支持手机电视业务是一个重要的特征，因此需要针对广播信息提供高质量的高速数据传输业务。随着无线通信技术的发展和第三代移动通信在全球范围内的兴起，无线资源做为一种有限的资源，变得越来越紧张。对于3G主流标准之一的TD-SCDMA系统来说，其被分配的无线资源也是非常有限的。因此，最近提出了一种专用载波的时分多媒体广播组播系统(TD-MBMS)方案，专用载波特指TD-MBMS所占用的专用频段，与TD-SCDMA占用频段不同。

为了提高专用频段的频谱利用率，通常采用高阶调制技术传输手机电视信号，而高阶调制技术对信道要求较高，接收机对衰落信号的解调结果较差。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种用于专用载波TD-MBMS的分集接收装置和方法，以降低衰落信号对接收机的影响，提高接收质量。

为解决上述技术问题，本发明提供技术方案如下：

一种用于专用载波TD-MBMS的分集接收装置，包括：第一、二天线，第一、二射频及基带前端，第一、二预处理器，最大比合并器，频域均衡器，快速逆傅立叶变换器，其中：

第一射频及基带前端，用于对第一天线接收的第一射频信号进行处理后输出第一接收数据到第一预处理器，输出第一自动增益到最大比合并器；

第二射频及基带前端，用于对第二天线接收的第二射频信号进行处理后输出第二接收数据到第二预处理器，输出第二自动增益到最大比合并器；

第一预处理器，用于对第一接收数据进行预处理，输出第一接收数据频域值、第一信道冲激响应频域值、第一噪声功率估计值到最大比合并器；

第二预处理器，用于对第二接收数据进行预处理，输出第二接收数据频域值、第二信道冲激响应频域值、第二噪声功率估计值到最大比合并器；

最大比合并器，用于根据第一、二自动增益分别对第一、二接收数据频域值，第一、二信道冲激响应频域值，第一、二噪声功率估计值进行最大比合并，输出合并后的接收数据频域值、合并后的信道冲激响应频域值、合并后的噪声功率估计值到频域均衡器；

频域均衡器，用于根据合并后的信道冲激响应频域值、合并后的噪声功率估计值对合并后的接收数据频域值进行频域均衡处理，输出均衡数据频域值到快速逆傅立叶变换器；

快速逆傅立叶变换器，用于对均衡数据频域值进行频域到时域的转换，输出均衡数据时域值。

上述的装置，其中，最大比合并器所进行的最大比合并具体为：

$M=G1\·{\mathrm{\Λ}}_1^H\·M_1+G2\·{\mathrm{\Λ}}_2^H{M}_2,$ ${\mathrm{\Λ}}^H\mathrm{\Λ}=G1\·{\mathrm{\Λ}}_1^H{\mathrm{\Λ}}_1+G2\·{\mathrm{\Λ}}_2^H{\mathrm{\Λ}}_2,$ ${\widehat{\mathrm{\σ}}}_n^2=G1\·{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{n1}^2+G2\·{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{n2}^2;$

其中， $G1=\frac{g2}{g1+g2},$ $G2=\frac{g1}{g1+g2},$ M为合并后的接收数据频域值，Λ为合并后的信道冲激响应频域值，

为合并后的噪声功率估计值，g1为第一自动增益，g2为第二自动增益，M₁为第一接收数据频域值，M₂为第二接收数据频域值，Λ₁为第一信道冲激响应频域值，Λ₂为第二信道冲激响应频域值，

为第一噪声功率估计值，

为第二噪声功率估计值。

上述的装置，其中，频域均衡器所进行的频域均衡处理具体为：

$Q\left(i\right)=\mathrm{conj}\left(\mathrm{\Λ}\left(i\right)\right)M\left(i\right)/({\left|\mathrm{\Λ}\left(i\right)\right|}^2+g\·{\widehat{\mathrm{\σ}}}_n^2);$

其中，conj为求共轭运算，Q(i)为均衡数据频域值的第i分量，M(i)为合并后的接收数据频域值的第i分量，Λ(i)为合并后的信道冲激响应频域值的第i分量，

为合并后的噪声功率估计值，g为调整参数，g＞0。

上述的装置，其中，频域均衡器所进行的频域均衡处理具体为：Q(i)＝M(i)/Λ(i)。

上述的装置，其中，还包括匹配滤波器，用于对快速逆傅立叶变换器输出的均衡数据时域值进行匹配滤波，得到解调数据。

上述的装置，其中，所述第一、二接收数据均包括：前训练序列、数据符号和后训练序列，所述第一、二预处理器均包括：

信道估计器，用于进行信道估计，将前训练序列、后训练序列分别对应的信道冲激响应输出到后处理器；

后处理器，用于对所述信道冲激响应进行噪声功率估计以及去噪处理，将去噪后的信道冲激响应以及信道冲激响应噪声功率估计值输出到拟和器；

拟和器，用于对去噪后的信道冲激响应进行拟和，将拟和后的信道冲激响应输出到去干扰器和第二快速傅立叶变换器，对信道冲激响应噪声功率估计值进行拟和，将拟和后的噪声功率估计值输出到最大比合并器；

相位估计器，用于进行相位估计，输出码片平均相位偏差到相位补偿器；

相位补偿器，用于根据码片平均相位偏差对接收数据进行相位补偿，输出相位补偿后的接收数据到去干扰器；

去干扰器，用于对基本训练序列与拟和后的信道冲激响应进行卷积，将卷积后的结果分两段插入到相位补偿后的接收数据中，得到去干扰后的接收数据，并将去干扰后的接收数据输出到第一快速傅立叶变换器；

第一快速傅立叶变换器，用于对去干扰后的接收数据进行时域到频域的转换，将得到的接收数据频域值输出到最大比合并器；

第二快速傅立叶变换器，用于对拟和后的信道冲激响应进行时域到频域的转换，将得到的拟合后的信道冲激响应频域值输出到最大比合并器。

上述的装置，其中，所述相位估计器进一步根据所述第一、二接收数据进行相位估计。

上述的装置，其中，所述后处理器还将去噪后的信道冲激响应输出到相位估计器；所述相位估计器进一步根据去噪后的信道冲激响应进行相位估计。

一种用于专用载波TD-MBMS的分集接收方法，包括如下步骤：

A、对第一天线接收的第一射频信号进行处理，得到第一接收数据、第一自动增益，对第二天线接收的第二射频信号进行处理，得到第二接收数据、第二自动增益；

B、对第一接收数据进行预处理，得到第一接收数据频域值、第一信道冲激响应频域值、第一噪声功率估计值，对第二接收数据进行预处理，得到第二接收数据频域值、第二信道冲激响应频域值、第二噪声功率估计值；

C、根据第一、二自动增益分别对第一、二接收数据频域值，第一、二信道冲激响应频域值，第一、二噪声功率估计值进行最大比合并，得到合并后的接收数据频域值、合并后的信道冲激响应频域值、合并后的噪声功率估计值；

D、根据合并后的信道冲激响应频域值、合并后的噪声功率估计值对合并后的接收数据频域值进行频域均衡处理，得到均衡数据频域值；

E、对均衡数据频域值进行频域到时域的转换，得到均衡数据时域值。

本发明的用于专用载波TD-MBMS的分集接收装置和方法，通过对接收数据进行分集接收处理，不仅采用最大比合并加强对衰落信号的解调，而且实现复杂度低，提高了接收机的整体性能。

附图说明

图1为本发明实施例的用于专用载波TD-MBMS的分集接收装置的结构示意图；

图2为TD-MBMS系统的子帧结构图；

图3为TD-MBMS系统的正常时隙结构图；

图4为TD-MBMS系统的短时隙结构图；

图5为TD-MBMS系统的训练序列(Preamble)构成图

图6为本发明实施例中预处理器的结构示意图；

图7为本发明实施例中的接收数据示意图；

图8为本发明实施例中接收N段连续时隙数据示意图；

图9为本发明实施例中将卷积后的结果分两段插入相位补偿后的接收数据中的示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例对本发明进行详细描述。

参照图1，本发明实施例的用于专用载波TD-MBMS的分集接收装置主要包括：天线10、11，射频及基带前端12、13，预处理器14、15，最大比合并器16，频域均衡器17，快速逆傅立叶变换器18，匹配滤波器19。

射频信号由空间独立进入两接收天线10、11，天线10、11将接收到的射频信号分别输出到射频及基带前端12、13。

射频及基带前端12，对天线10接收的射频信号进行处理得到接收数据e1_n，将接收数据e1_n输出到预处理器14，并将其对射频信号进行处理时采用的自动增益g1输出到最大比合并器16。

射频及基带前端13，对天线11接收的射频信号进行处理得到接收数据e2_n，将接收数据e2_n输出到预处理器15，并将其对射频信号进行处理时采用的自动增益g2输出到最大比合并器16。

预处理器14、15用于对接收数据进行预处理，所述预处理包括：信道估计、噪声估计、对接收数据去干扰、对去干扰后的接收数据进行时域到频域的转换、以及对信道估计结果进行时域到频域的转换等，预处理的具体过程请参见后文。其中：

预处理器14，对接收数据e1_n进行预处理，得到接收数据频域值M₁、信道冲激响应频域值Λ₁、噪声功率估计值

并将预处理结果M₁、Λ₁、

输出到最大比合并器16。

预处理器15，对接收数据e2_n进行预处理，得到接收数据频域值M₂、信道冲激响应频域值Λ₂、噪声功率估计值

并将预处理结果M₂、Λ₂、

输出到最大比合并器16。

最大比合并器16，根据自动增益g1、g2分别对接收数据频域值M₁、M₂，信道冲激响应频域值Λ₁、Λ₂，噪声功率估计值进行最大比合并，得到合并后的接收数据频域值M、合并后的信道冲激响应频域值Λ、合并后的噪声功率估计值

并将最大比合并得到的M、Λ、输出到频域均衡器17。

最大比合并器16先分别计算各路的幅度调整增益：

$G1=\frac{g2}{g1+g2}$

$G2=\frac{g1}{g1+g2}$

然后，根据计算得到的幅度调整增益G1、G2进行如下最大比合并：

(1)接收数据频域值的最大比合并

$M=G1\·{\mathrm{\Λ}}_1^H\·M_1+G2\·{\mathrm{\Λ}}_2^H{M}_2$

(2)信道冲激响应频域值的最大比合并

${\mathrm{\Λ}}^H\mathrm{\Λ}=G1\·{\mathrm{\Λ}}_1^H{\mathrm{\Λ}}_1+G2\·{\mathrm{\Λ}}_2^H{\mathrm{\Λ}}_2$

(3)噪声功率估计值的最大比合并

${\widehat{\mathrm{\σ}}}_n^2=G1\·{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{n1}^2+G2\·{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{n2}^2$

频域均衡器17，根据合并后的信道冲激响应频域值Λ、合并后的噪声功率估计值

对合并后的接收数据频域值M进行频域均衡处理，以消除多径效应。经频域均衡处理后得到均衡数据频域值Q＝FFT(s)，并将均衡数据频域值Q输出到快速逆傅立叶变换器18。

频域均衡后的输出结果为：

$Q\left(i\right)=\mathrm{conj}\left(\mathrm{\Λ}\left(i\right)\right)M\left(i\right)/({\left|\mathrm{\Λ}\left(i\right)\right|}^2+g\·{\widehat{\mathrm{\σ}}}_n^2)$

其中，conj为求共轭运算，g为调整参数，g≥0，在本实施例中g＝1，Q(i)为Q的第i分量，M(i)为M的第i分量，Λ(i)为Λ的第i分量。

在信道条件比较好时，可以取g＝0，此种情形下，频域均衡后的输出结果为：

Q(i)＝M(i)/Λ(i)

快速逆傅立叶变换器18，对均衡数据频域值Q进行逆傅立叶变换，将频域数据转换为时域数据，得到均衡数据时域值s。

匹配滤波器19，用于对快速逆傅立叶变换器18输出的均衡数据时域值s进行匹配滤波，得到解调数据d。在系统中使用的扩频因子SF＞1时，才需要对s进行解调处理，因此，在扩频因子SF＝1时，接收装置中可不包括匹配滤波器19。

以下对预处理器14、15的结构进行描述，为方便描述，先对TD-MBMS的帧结构进行介绍。

为了提高频谱利用率，TD-MBMS采用了具有更高频谱效率的帧结构。如图2所示，TD-MBMS采用全下行时隙，其将传统帧结构中的DwPTS、UpPTS和96码片(chip)的GP合并为一个短的时隙，长度为352码片，称之为短时隙，用来传输MBMS控制信令；其余7个下行时隙长度均为864码片，称之为正常时隙。图3为TD-MBMS系统的正常时隙结构图，其包括96码片的训练序列(Preamble)和768码片的数据符号(Data symbols)。图4为TD-MBMS系统的短时隙结构图，其包括96码片的Preamble和256码片的数据符号。图5为Preamble的具体构成图，其中前32码片是后64码片的一段重复，在做信道估计的时候只用后64码片。

预处理器14、15采用完全相同的结构，预处理器14的输入为接收数据e1_n，输出为接收数据频域值M₁、信道冲激响应频域值Λ₁、噪声功率估计值

预处理器15的输入为接收数据e2_n，输出为接收数据频域值M₂、信道冲激响应频域值Λ₂、噪声功率估计值σ_n2 ²。为方便描述，在下述对预处理器14、15的结构介绍中，将e1_n、e2_n都用e_n表示，将M₁、M₂都用M表示，将Λ₁、Λ₂都用Λ表示，将

都用

表示，需要说明的是，这里采用的符号和前面最大比合并后采用的符号相同，但并不代表相同的含义。

如图6所示，预处理器14、15主要包括：信道估计器20、后处理器21、相位估计器22、相位补偿器23、去干扰器24、第一快速傅立叶变换器25、拟合器26、第二快速傅立叶变换器27。

接收装置接收如图7所示的数据，接收数据e_n两端都具有训练序列，也就是说，e_n既包含本时隙(第n时隙)的训练序列e_n，a和数据部分e_n，b，也包含下一时隙(第n+1时隙)的训练序列e_n，c，而e_n，c也就是e_n+1，a。

信道估计器20用于进行信道估计，其分别根据前后训练序列e_n，a、e_n+1，a进行信道估计，分别得到e_n，a、e_n+1，a对应的信道冲激响应h_n、h_n+1，并将信道冲激响应h_n、h_n+1输出到后处理器21，信道冲激响应主要包括时延信息和相位信息。

具体地，信道估计器20是利用本地训练序列与接收到的训练序列来进行信道冲激响应的估计。假设用户使用的训练序列在发射前经过旋转变换为64码片Preamble的复值数据B_preamble，则可以得到如下公式：

e_n，a＝Gh_n+n

e_n+1，a＝Gh_n+1+n

其中，n为白噪声，G是由基本的Preamble码构成的转换矩阵。由于选用的训练序列Preamble码的抗噪声性能较好，噪声的影响可以忽略，因此可以得到以下表达式：

e_n，a＝Gh_n+n

e_n+1，a＝Gh_n+1+n

采用如下的公式计算信道冲激响应：

h_n＝IFFT(FFT(e_n，a)./FFT(B_preamble))

h_n+1＝IFFT(FFT(e_n+1，a)./FFT(B_preamble))

式中，./表示对位相除，FFT是快速傅立叶变换，IFFT是快速逆傅立叶变换，这里的FFT/IFFT长度固定为64。

后处理器21用于对前后训练序列分别对应的信道冲激响应h_n、h_n+1进行噪声功率估计以及去噪处理。后处理器21分别对h_n、h_n+1进行噪声功率估计，得到对应的噪声功率估计值

利用噪声门限 ${\mathrm{\Γ}}_n=\mathrm{\ϵ}\·{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{n,n}^2,$ ${\mathrm{\Γ}}_{n+1}=\mathrm{\ϵ}\·{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{n,n+1}^2$ (ε为噪声门限参数)对h_n、h_n+1中能量小于门限的抽头置零，从而得到去噪后的信道冲激响应h′_n、h′_n+1：

后处理器21将噪声功率估计值

以及去噪后的信道冲激响应h′_n、h′_n+1输出到拟和器26。

拟和器26用于对去噪后的信道冲激响应h′_n、h′_n+1进行拟和，拟和后的信道冲激响应为：

h′＝a1*h′_n+a2*h′_n+1

这里，a1和a2为拟和系数，典型的a1＝a2＝0.5。

拟合器26还用于对信道冲激响应噪声功率估计值

进行拟和，拟和后的噪声功率估计值为：

${\widehat{\mathrm{\σ}}}_n^2=a1*{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{n,n}^2+a2*{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{n,n+1}^2$

拟合器26将拟和后的信道冲激响应h′输出到去干扰器24和第二快速傅立叶变换器27，将拟和后的噪声功率估计值

输出到最大比合并器。如前所述，这里的

对于预处理器14是指对于预处理器15是指

相位估计器22用于进行相位估计，输出码片平均相位偏差到相位补偿器23，本发明实施例给出如下的两种相位估计方法。

方法一：根据原始接收数据e_n进行相位估计

如图8所示，假设共接收N段连续时隙数据(N＝4)，这里e_na表示前训练序列，e_nb表示数据符号，e_mc表示后训练序列，相位估计器22首先计算相位和：

${\mathrm{\θ}}_n=\underset{k=0}{\overset{63}{\mathrm{\Σ}}}[e_{\mathrm{na}}(32+k)/e_{(n+1)a}(32+k)],$ n＝1，...，N

对于短时隙，θ_n＝θ_n*864/352

然后，计算码片平均相位偏差：

$\widehat{\mathrm{\θ}}=\frac{1}{864}\arg \left(\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\θ}}_n\right)$

方法二：根据去噪后的信道冲激响应h′_n、h′_n+1进行相位估计相位估计器22首先计算相位和：

${\mathrm{\θ}}_n=\underset{k=0}{\overset{63}{\mathrm{\Σ}}}[h_n^{\′}\left(k\right)/h_{(n+1)}^{\′}\left(k\right)],$ n＝1，...，N

对于短时隙，θ_n＝θ_n*864/352

然后，计算码片平均相位偏差：

$\widehat{\mathrm{\θ}}=\frac{1}{864}\arg \left(\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\θ}}_n\right)$

需要说明的是，采用方法二时，后处理器21还应当将去噪后的信道冲激响应h′_n、h′_n+1输出到相位估计器22。

相位补偿器23用于根据码片平均相位偏差对接收数据e_n进行相位补偿，输出相位补偿后的接收数据e_f，n到去干扰器24，如下：

对于正常时隙

$e_{f,n}\left(k\right)=e_n\left(k\right)*\exp (-\widehat{\mathrm{\θ}}*(496-k)),$ k＝1，...，960

对于短时隙

$e_{f,n}\left(k\right)=e_n\left(k\right)*\exp (-\widehat{\mathrm{\θ}}*(240-k)),$ k＝1，...，448

去干扰器24用于对相位补偿后的接收数据e_fn去干扰，将得到的去干扰后的接收数据e_1，n输出到第一快速傅立叶变换器25。

具体地，去干扰器24利用基本训练序列与拟和后的信道冲激响应h′进行卷积，然后将卷积后的结果分两段插入到相位补偿后的接收数据e_fn中，得到去干扰后的接收数据e_1，n：

设P为64点训练序列基本码(见图5后64码片)，则干扰为：

$C=h^{\′}(1:64)\⊗P(33:64)$

展开即得：

$C\left(k\right)=\underset{i=0}{\overset{32+64-1}{\mathrm{\Σ}}}P(i+33)*h^{\′}(k-i),$ k＝1，...96

如图9所示，对于正常时隙，去干扰如下：

e_1，n(1：32)＝C(1：32)，e_1，n(961：1024)＝C(33：96)；

对于短时隙，去干扰如下：

e_1，n(1：32)＝C(1：32)，e_1，n(449：512)＝C(33：96)。

第一快速傅立叶变换25，用于对去干扰后的接收数据e_1n进行时域到频域的转换，将转换后的数据M＝FFT(e_1n)输出到最大比合并器16。如前所述，这里的M，对于预处理器14是指M₁，对于预处理器15是指M₂。

第二快速傅立叶变换器27，用于对拟和后的信道冲激响应h′进行时域到频域的转换，得到频域数据Λ＝FFT(h′)，并将Λ输出到最大比合并器16。如前所述，这里的Λ，对于预处理器14是指Λ₁，对于预处理器15是指Λ₂。

相应地，本发明实施例还提供了一种用于专用载波TD-MBMS的分集接收方法，该方法主要包括如下步骤：

S1：对第一天线接收的第一射频信号进行处理，得到第一接收数据、第一自动增益，对第二天线接收的第二射频信号进行处理，得到第二接收数据、第二自动增益；

S2：对第一接收数据进行预处理，得到第一接收数据频域值、第一信道冲激响应频域值、第一噪声功率估计值，对第二接收数据进行预处理，得到第二接收数据频域值、第二信道冲激响应频域值、第二噪声功率估计值；

S3：根据第一、二自动增益分别对第一、二接收数据频域值，第一、二信道冲激响应频域值，第一、二噪声功率估计值进行最大比合并，得到合并后的接收数据频域值、合并后的信道冲激响应频域值、合并后的噪声功率估计值；

本步骤中，所进行的最大比合并具体为：

$M=G1\·{\mathrm{\Λ}}_1^H\·M_1+G2\·{\mathrm{\Λ}}_2^H{M}_2,$ ${\mathrm{\Λ}}^H\mathrm{\Λ}=G1\·{\mathrm{\Λ}}_1^H{\mathrm{\Λ}}_1+G2\·{\mathrm{\Λ}}_2^H{\mathrm{\Λ}}_2,$ ${\widehat{\mathrm{\σ}}}_n^2=G1\·{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{n1}^2+G2\·{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{n2}^2;$

其中， $G1=\frac{g2}{g1+g2},$ $G2=\frac{g1}{g1+g2},$ M为合并后的接收数据频域值，Λ为合并后的信道冲激响应频域值，为合并后的噪声功率估计值，g1为第一自动增益，g2为第二自动增益，M₁为第一接收数据频域值，M₂为第二接收数据频域值，Λ₁为第一信道冲激响应频域值，Λ₂为第二信道冲激响应频域值，

为第一噪声功率估计值，

为第二噪声功率估计值。

S4：根据合并后的信道冲激响应频域值、合并后的噪声功率估计值对合并后的接收数据频域值进行频域均衡处理，得到均衡数据频域值；

本步骤中，所进行的频域均衡处理具体为：

$Q\left(i\right)=\mathrm{conj}\left(\mathrm{\Λ}\left(i\right)\right)M\left(i\right)/({\left|\mathrm{\Λ}\left(i\right)\right|}^2+g\·{\widehat{\mathrm{\σ}}}_n^2);$

其中，conj为求共轭运算，Q(i)为均衡数据频域值的第i分量，M(i)为合并后的接收数据频域值的第i分量，Λ(i)为合并后的信道冲激响应频域值的第i分量，

为合并后的噪声功率估计值，g为调整参数，g≥0。

在信道条件比较好时，可以取g＝0，此种情形下，所进行的频域均衡处理具体为：Q(i)＝M(i)/Λ(i)

S5：对均衡数据频域值进行频域到时域的转换，得到均衡数据时域值。

S6：对均衡数据时域值进行匹配滤波，得到解调数据(在扩频因子SF＝1是，不需要执行本步骤)。

在本发明的上述实施例中，尽可能的利用了已知信息对两路接收数据进行最大比合并，从而能够有效地提高均衡效果。而且，其中的最大比合并器实现非常简单，运算负载低。

最后应当说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (10)

1.一种用于专用载波TD-MBMS的分集接收装置，其特征在于，包括：第一、二天线，第一、二射频及基带前端，第一、二预处理器，最大比合并器，频域均衡器，快速逆傅立叶变换器，其中：

第一射频及基带前端，用于对第一天线接收的第一射频信号进行处理后输出第一接收数据到第一预处理器，输出第一自动增益到最大比合并器；

第二射频及基带前端，用于对第二天线接收的第二射频信号进行处理后输出第二接收数据到第二预处理器，输出第二自动增益到最大比合并器；

第一预处理器，用于对第一接收数据进行预处理，输出第一接收数据频域值、第一信道冲激响应频域值、第一噪声功率估计值到最大比合并器；

第二预处理器，用于对第二接收数据进行预处理，输出第二接收数据频域值、第二信道冲激响应频域值、第二噪声功率估计值到最大比合并器；

最大比合并器，用于根据第一、二自动增益分别对第一、二接收数据频域值，第一、二信道冲激响应频域值，第一、二噪声功率估计值进行最大比合并，输出合并后的接收数据频域值、合并后的信道冲激响应频域值、合并后的噪声功率估计值到频域均衡器；

频域均衡器，用于根据合并后的信道冲激响应频域值、合并后的噪声功率估计值对合并后的接收数据频域值进行频域均衡处理，输出均衡数据频域值到快速逆傅立叶变换器；

快速逆傅立叶变换器，用于对均衡数据频域值进行频域到时域的转换，输出均衡数据时域值。

2.如权利要求1所述的装置，其特征在于：

最大比合并器所进行的最大比合并具体为： $M=G1\·{\mathrm{\Λ}}_1^H\·M_1+G2\·{\mathrm{\Λ}}_2^H{M}_2,$ ${\mathrm{\Λ}}^H\mathrm{\Λ}=G1\·{\mathrm{\Λ}}_1^H{\mathrm{\Λ}}_1+G2\·{\mathrm{\Λ}}_2^H{\mathrm{\Λ}}_2,$ ${\widehat{\mathrm{\σ}}}_n^2=G1\·{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{n1}^2+G2\·{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{n2}^2;$

其中， $G1=\frac{g2}{g1+g2},$ $G2=\frac{g1}{g1+g2},$ M为合并后的接收数据频域值，Λ为合并后的信道冲激响应频域值，

为合并后的噪声功率估计值，g1为第一自动增益，g2为第二自动增益，M₁为第一接收数据频域值，M₂为第二接收数据频域值，Λ₁为第一信道冲激响应频域值，Λ₂为第二信道冲激响应频域值，

为第一噪声功率估计值，

为第二噪声功率估计值。

3.如权利要求1所述的装置，其特征在于，频域均衡器所进行的频域均衡处理具体为：

$Q\left(i\right)=\mathrm{conj}\left(\mathrm{\Λ}\left(i\right)\right)M\left(i\right)/({\left|\mathrm{\Λ}\left(i\right)\right|}^2+g\·{\widehat{\mathrm{\σ}}}_n^2);$

其中，conj为求共轭运算，Q(i)为均衡数据频域值的第i分量，M(i)为合并后的接收数据频域值的第i分量，Λ(i)为合并后的信道冲激响应频域值的第i分量，

为合并后的噪声功率估计值，g为调整参数，g＞0。

4.如权利要求1所述的装置，其特征在于，频域均衡器所进行的频域均衡处理具体为：

Q(i)＝M(i)/Λ(i)；

其中，Q(i)为均衡数据频域值的第i分量，M(i)为合并后的接收数据频域值的第i分量，Λ(i)为合并后的信道冲激响应频域值的第i分量。

5.如权利要求1所述的装置，其特征在于：

还包括匹配滤波器，用于对快速逆傅立叶变换器输出的均衡数据时域值进行匹配滤波，得到解调数据。

6.一种用于专用载波TD-MBMS的分集接收方法，其特征在于，包括如下步骤：

A、对第一天线接收的第一射频信号进行处理，得到第一接收数据、第一自动增益，对第二天线接收的第二射频信号进行处理，得到第二接收数据、第二自动增益；

B、对第一接收数据进行预处理，得到第一接收数据频域值、第一信道冲激响应频域值、第一噪声功率估计值，对第二接收数据进行预处理，得到第二接收数据频域值、第二信道冲激响应频域值、第二噪声功率估计值；

C、根据第一、二自动增益分别对第一、二接收数据频域值，第一、二信道冲激响应频域值，第一、二噪声功率估计值进行最大比合并，得到合并后的接收数据频域值、合并后的信道冲激响应频域值、合并后的噪声功率估计值；

D、根据合并后的信道冲激响应频域值、合并后的噪声功率估计值对合并后的接收数据频域值进行频域均衡处理，得到均衡数据频域值；

E、对均衡数据频域值进行频域到时域的转换，得到均衡数据时域值。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，步骤C中所进行的最大比合并具体为：

$M=G1\·{\mathrm{\Λ}}_1^H\·M_1+G2\·{\mathrm{\Λ}}_2^H{M}_2,$ ${\mathrm{\Λ}}^H\mathrm{\Λ}=G1\·{\mathrm{\Λ}}_1^H{\mathrm{\Λ}}_1+G2\·{\mathrm{\Λ}}_2^H{\mathrm{\Λ}}_2,$ ${\widehat{\mathrm{\σ}}}_n^2=G1\·{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{n1}^2+G2\·{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{n2}^2;$

其中， $G1=\frac{g2}{g1+g2},$ $G2=\frac{g1}{g1+g2},$ M为合并后的接收数据频域值，Λ为合并后的信道冲激响应频域值，

为合并后的噪声功率估计值，g1为第一自动增益，g2为第二自动增益，M₁为第一接收数据频域值，M₂为第二接收数据频域值，Λ₁为第一信道冲激响应频域值，Λ₂为第二信道冲激响应频域值，

为第一噪声功率估计值，为第二噪声功率估计值。

8.如权利要求6所述的方法，其特征在于，步骤D中所进行的频域均衡处理具体为：

$Q\left(i\right)=\mathrm{conj}\left(\mathrm{\Λ}\left(i\right)\right)M\left(i\right)/({\left|\mathrm{\Λ}\left(i\right)\right|}^2+g\·{\widehat{\mathrm{\σ}}}_n^2);$

其中，conj为求共轭运算，Q(i)为均衡数据频域值的第i分量，M(i)为合并后的接收数据频域值的第i分量，Λ(i)为合并后的信道冲激响应频域值的第i分量，为合并后的噪声功率估计值，g为调整参数，g＞0。

9.如权利要求6所述的方法，其特征在于，步骤D中所进行的频域均衡处理具体为：

Q(i)＝M(i)/Λ(i)；

其中，Q(i)为均衡数据频域值的第i分量，M(i)为合并后的接收数据频域值的第i分量，Λ(i)为合并后的信道冲激响应频域值的第i分量。

10.如权利要求6所述的方法，其特征在于，步骤E之后还包括：

对均衡数据时域值进行匹配滤波，得到解调数据。

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