CN1013016B - 用于带宽压缩的传输系统的编码器 - Google Patents

Abstract

在2∶1隔行制电视信号带宽被压缩的带宽压缩传输系统中，在编码器一方，进行场间偏差亚取样(154，156，162)和帧间偏差亚取样(160，164，168，170)，这样从帧间亚取样中可产生不包括反相混淆部分的亚取样多路传输信号。解码时，对亚取样的复合传输信号进行内插处理(176，182，184，188)，以获得静止图象部分信号，同时对同一信号进行场间内插处理(178，190)，以获得活动图象部分信号。利用帧间差可检出运动量，接收机电路简单而图象质量提高。

Description

本发明涉及一种用于带宽压缩的传输系统的编码器和译码器，用于传输宽频带高清晰度彩色电视图象信号，该信号经过重新调整从而适于窄带传输。本发明尤其涉及到可由译码器迅速并满意地完成运动检测的带宽压缩的传输系统。

NHK（日本广播公司）曾提出过一种带宽压缩的传输系统，用来在一个通道上以5∶3的幅形比播出1125行HDTV（高清晰度电视）图像。这一带宽压缩系统即为MUSE（多路奈奎斯特取样编码），该系统也是一种补偿运动的二次取样系统。

下面，将对MUSE系统作一简要描述，首先，将叙述MUSE系统中的取样和内插法。

倒相亚奈奎斯特取样法和用于补偿运动的帧间编码技术相结合后用于高清晰度电视模拟传输时压缩带宽，而且，人们已经研制了用于1125行系统的设备。

表1给出了MUSE系统最重要的特性，图1示出了系统的取样模式。取样为隔多点扫描型式，并且以四场为一周期而顺序循环。

对于静止图像区域（场的图像静止部分）而言，可以通过瞬时内插，使用四个场信号的取样重新构成HDTV图像。图2B中示明了静止图像区的空间频率范围的区域。

对于运动图像而言，通过空间内插，利用一个场的取样信号即可构成最终的图象。如果用两场或更多场的信号重新构成运动图象，则图象的技 术质量由于多行模糊将会降低。

借助于空间内插法，可压缩传输面积，如图2B所示，这表明图象的运动部分因一个未覆盖的背景将出现模糊的图象。但是，由于人眼对图象运动部分中的模糊几乎感受不到，所以质量下降并不严重。

表1

MUSE系统的特性

系统    补偿运动的多重亚取样系统（C

信号的多路传输是TCI格式）

扫描    1125/60    2∶1

传输基带信号的带宽    8.1MHZ（-6d    B）

二次取样时钟速率    16.2MHZ

水平带宽（Y）    20-22MHZ（图象的静止部分）

12.5MHZ＊（图象的活动部分）

（C）    7.0MHZ（图象的静止部分）

3.1MHZ＊（图象的活动部分）

同步    正数字化同步

音频和附加信息    在VBLK中多路传输的PCM，

采用4相DPSK（2048Kb/s）

＊原型接收机的值：如果采用最佳的二维数字滤波器，这些值应为16MHZ和4MHZ。

在由于俯仰和摇全景镜头而引起运动时，将产生更为严重的模糊，为 避免空间内插法的这一影响，引进了运动补偿。通过编码器，可对每场代表镜头运动的矢量进行计算，并且矢量信号在场消隐期中被多路传输到接收机。在译码器中，根据运动矢量移动前一场取样的象素的位置，与补偿运动一起，可将瞬时内差用于俯仰和摇全景镜头而不会有多少模糊。如图2B所示，用于图象移动部分的最大可传输场频率只是静止部分最大可传输场频率的一半，其原因在于原HDTV信号为2∶1隔行扫描，如果空间内插法被用于图象的静止部分，则最大可传输场空间频率将加倍并等于1/2h，h在此表示水平扫描之间的空间。

其次，将描述系统构成。图3A和3B示明了MUSE发射机和接收机的框图。首先，HDTV视频信号由TCI编码器2编码成为TCI信号。图4示明了具有行顺序彩色信号的TCI波形。TCI信号的取样频率为64.8MHZ。在该信号以16.2MHZ进行亚取样之前，前置滤波器4和6（它们分别用于静止和运动面积）根据图象部分的情况而得到输入。这两个滤波器4和6的理想特性如图2A和2B所示。

混合器8对滤波器4和6的输出混合。其混合比取决于图象的运动，它将被逐象素进行检波。混合输出由亚取样电路10进行亚取样。一些诸如运动矢量一类的控制信号通过多路调制器12与亚取样信号相组合。组合的MUSE信号然后由FM调制器14调制。

通过PSK（相移键控）调制器22将音频信号调制4相DPSK（微分相移键控法）信号。该信号通过开关15在MCSE信号频率调制之后，利用场消隐间隔和视频信号进行多路传输。控制信号在场消隐间隔内传输并与基带信号进行多路传输。

如图3B所示，在接收机中，接收的信号被FM解调器24和PSK解调器26解调制以获得解调的音频和视频信号。解调后的视频信号由信号分离器28分离以获得分离的视频和控制输出。视频输出加至空间内插器32和 瞬时内插器34。在此，根据图象是静止还是运动，而决定采用哪个内插器。即，运动区域由检测器36检测且检测后的信号控制混合器38。从38输出的信号加至TCI译码器以获得相应于原视频信号的信号。

混合器38将32和34的输出混合。混合器38应该逐象素予以控制，但在这种情况下，控制信号的传输率很高，因而不能传输信号。因此，必须由接收机采用亚取样的传输信号对运动进行检测，而在NHK提出的下述MUSE系统中，可对运动进行精确地检测。

在MUSE系统中，进行如下的运动检测，一个象素到底是在运动部分还是在图象的静止部分，可借助于与前帧的信号差值进行检测。由于进行了亚取样，所以无法从传输的MVSE信号中得到每个帧间差值，但是，却可得到现行帧和下一帧之间的差值，并可将其用来代替真正的差值。在某些情况下，此方法没有给出真正的运动信息，如图5所示，标号为β的运动部分只能从现行帧而不能从下一帧的信号中检测，克服这一困难的最简单方法是在下一帧中瞬时扩展该差值，如图5所示。

对几乎所有HDTV图象来说，可以采用这种运动检测方法，但也有一些例外，如以特定速度摇全景的网格帧面，它给出了和前帧相同的部分图象并产生无运动信息。

对这种镜头，采用了准帧间差，它是现行帧和空间内插法获得的前一帧之间的差，当然，图象是模糊的。

用这种方法，具有高空间频率分量的图象的静止部分可能被判断为运动部分。准帧差的应用限于不能用第二帧间差检测运动的部分。根据多路传输的阻塞控制信号，判断对静止和运动（活动）图象部分采用何种方法。

然而，就MUSE系统的译码器来说，却在活动图象的检测中存在着一个问题，即要求通过辨别活动图象部分和静止图象部分去处理信号。即， 在MUSE系统中，亚取样周期包括两帧，所以在检测运动时，不能使用帧间差（因为不存在在一个亚取样周期中将被检测的运动差的目标）。其结果，必须检测“次相邻帧”之间的差值，于是运动检测是不满意的。在本说明书中，术语“帧间差”，是指例如第一和第二帧之间的信号电平差值，而“次相邻帧之间的差值”，是指例如第一和第三帧之间的信号电平差值。

运动检测之所以不好的原因以后要予以详述。

相应于静止图象部分，通过采用前一帧中的信号可以实行内插，而这种内插不能用于活动图象部分。从而，通过采用一帧内的信号，可以实现活动图象部分的内插。由于这些不同模式的内插法，需要处理静止和运动区域之间的分割。

因此，对译码器，必须根据传输的图象信号以高精度对活动图象信息进行检测，而在MUSE系统中，取样频率如上所述包括两个帧周期。因此，必须在两个次相邻帧之间检测活动图象的信息，所以，运动检测实质上是不完全的。

可以从下述不同观点看到上述关系。假设具有图6A所示频谱的信号以32MHZ被取样（此为第一取样频率）然后以16MHZ（此为第二取样频率）进行亚取样。则如图6B和6C所示，传输基带的高频分量（8MHZ～24MHZ）被混淆。在这种情况下，低高频分量当然互相间成交错关系，以便避免相互重叠。图6C中所用“在帧间同相”一词是指这一种情况：即当高频分量混淆时，随后各帧的相应信号（如8～12MHZ）的幅值是同相位的。类似的定义被用于“在场间同相”。

但是，由于帧间偏移亚取样的结果，即第亚取样的结果，随后各帧中的高频分量的幅值的相位反相180°。所以不能从如图6C所示的波形中得到“帧间差”。结果，必须从两帧之间的信号中求取活动信息，而这两 帧中的高频分量的幅值具有相同相位。

在本说明书中，图6C中所示的“帧间/行间偏离亚取样”一词是指利用在每帧和每行在相应的取样点上（例如在图1的第4n场和第（4n+2）场中的点）时钟被倒相所实现的亚取样。

“场间偏离取样”一词是指利用对每场时钟被倒相所实现的取样，例如，这些取样点相应于在第4n场和在第（4n+2）场的取样点，和相应于第（4n+1）场和第（4n+3）场中的取样点。

根据如上所述，本发明的目的之一是要提供一种用于带宽压缩传输系统的编码器和译码器，其中，对于译码器，可以借助于帧间差对运动进行完全地检测。

本发明的另一目的是提供一种用于带宽压缩传输系统的编码器和译码器，它可使接收机简单化并大大改进图象质量。

本发明的进一步目的是提供可以正确检测小图象活动的译码器。

本发明还有一个目的是提供一种具有简单结构的运动检测器的译码器。

本发明的另一目的是提供一种译码器，它可正确地检测与彩色信号有关的运动。

本发明的一个目的是提供一种译码器，它可消除对MUSE-Ⅱ传输信号进行减少噪声的处理而产生的图象活动的不均匀性。

本发明的进一步的目的是提供一种译码器，它可消除对MUSE-Ⅱ传输信号的译码而产生的图象活动的不均匀性。

本发明还有一目的在于提供一种译码器，它可防止重放的图象模糊，因为进行具有减少抽头数量的场间或场内内插法不能显示理想的特性。

本发明的目的还在于提供具有场间内插滤波器的译码器，该滤波器可减小硬件尺寸。

通过形成亚取样传输信号，可获得本发明的上述和其他目的，所述传输信号不包括低频区中的混淆部分。

在本发明的第一方面，一种通过实现场间偏离亚取样和帧间偏离亚取样而压缩2∶1隔行扫描系统的电视信号频带的编码器，包括：第一取样装置，它以具有相应于基本上为视频信号的上限频率的第一取样频率的定时取样脉冲，对电视信号的视频信号进行场间偏离亚取样：包括一个低通滤波器，它接收第一取样装置的输出信号并通过具有场间偏离亚取样产生的混淆部分的信号，低通滤波器的截止频率基本上等于第一取样频率的1/2;包括一个第二取样装置，它接收低通滤波器的输出信号，并以具有第二取样频率的定时取样脉冲对该输出信号进行帧间偏离亚取样，该第二取样频率低于第一取样频率但高于第一取样频率的一半，这样，不包括反相的混淆部分的多路亚取样传输信号可由帧间偏离亚取样得到。

这里，进行场间偏离亚取样的第一取样频率和进行帧间和行间偏离亚取样的第二取样频率之比可设定为3∶2。

在本发明的第二方面中，传输借助场间偏离亚取样和帧间偏离亚取样而压缩的电视信号频带的编码器，包括：场间前置滤波器，它接收一输入视频信号并传输具有相应于第一传输特性带宽的信号;包括第一取样装置，用来接收第一取样装置的输出信号并以具有第一取样频率的取样脉冲定时对该输出信号进行场间偏离亚取样;低通滤波器，它接收第一取样装置输出的信号并通过具有场间偏离亚取样产生的混淆部分的信号分量，且该低通滤波器的截止频率基本上等于第一取样频率的一半;包括第一转换器装置，它接收低通滤波器的输出信号并将该输出信号的取样频率转换成不同的取样频率;包括一个场间前置滤波器，接收输入的视频信号并传输具有相应于第二传输特性带宽的信号;包括一个第二转换器装置，接收场间前置滤波器的输出信号并将该输出信号的取样信号转换成不同的取样频 率;包括一个检测器装置，它响应于输入视频信号对图象活动进行检测;包括一个混合器装置，用来根据活动检测器装置的输出信号将第一和第二转换器的输出信号混频;以及包括第二取样装置，它接收混合器装置的输出信号并以具有第二取样频率的取样脉冲定时对该输出信号进行帧间偏离二次取样，所述第二取样频率低于第一取样频率但高于第一取样频率的1/2，所以不包括反相的混淆部分的多路亚取样传输信号可从帧间偏离亚取样获得。

在此，场间偏离亚取样的第一取样频率与帧间和行间偏离亚取样的第二取样频率之比可被设置为3∶2。

在本发明的第三方面是译码器，它包括：接收多路亚取样传输信号的装置，该传输信号不包括低频分量中帧间混淆部分;第一内插装置，用来对多路亚取样传输信号进行内插处理以获取静止图象部分的信号;第二内插装置，用来对多路亚取样传输信号进行场间内插处理以获取活动图象部分的信号;运动检测装置，用以对多路亚取样传输信号的帧间差进行检测以获取表示图像运动量的运动检测信号;混合器装置，它用来根据从运动检测装置得到的运动检测信号中的图象运动量，对从第一内插装置得到的静止图象信号和从第二内插装置得到的活动图象的信号进行线性混合。

这里，第一内插装置可以包括对多路亚取样传输信号进行帧间内插的帧间内插装置，以及包括对多路亚取样传输信号进行场间内插的场间内插装置。

混合装置可以包括第一混合装置和第二混合装置。第一混合装置根据运动检测装置送出的运动检测信号中的图象运动量的大小，将帧间内插装置送出的一个输出信号和第二内插装置送出的一个输出信号线性混合;场间内插装置对从第一混合装置送来的一个信号实现场间内插;第二混合装置根据运动检测信号中的图象运动量，将一个由第一混合装置送来的信号 和一个从场间内插装置动来的信号线性混合。

运动检测装置可以包括：

一个帧间差检测装置，用来检测多重亚取样传输信号中的帧间差;

低通滤波器，该装置有两个可选择的截止频率，这个滤波装置用来在由帧间差检测装置送来的帧间差信号中取出运动检测信号;两个截止频率中一个包括折叠（混淆）部分，一个不包括折叠（混淆）部分;

一个选择装置，用于选择低通滤波装置的两个截止频率的其中之一;

检测装置，用于检测多路亚取样传输信号中相邻两帧之间的差别;

输出装置，该装置根据来自检测装置、对应于次相邻两帧间差别的差别信号得到一个补偿信号，这个补偿信号被送到选择装置，使得选择装置根据这个补偿信号在两个截止频率中选出合适的一个。

输出装置可以含一个禁止装置，此装置，响应于相对于多路亚取样传输信号延迟一帧的帧间差信号，用以禁止由检测装置送来的次相邻帧间的差信号。对选择装置可以这样加以控制：使其在禁止装置禁止差别信号时把不包括折叠部分的那个频率选为低通滤波器的截止频率。

帧间差别检测装置可以包括反相装置，该装置每隔半个时钟信号周期（时钟信号频率为帧间亚取样频率）把帧间内插装置送来的一个信号进行反相。

帧间差别检测装置还可以包括去除多路亚取样传输信号中的折叠部分的装置。

本发明的第四部分，解码器包括：

接收装置，用来接收其低频分量不包括帧间折叠部分的多路亚取样传输信号;

第一内插装置，用来对多路亚取样传输信号进行内插处理，以获得静止图象部分的信号;

第二内插装置，用来对多路亚取样传输信号进行场间内插处理，以获得活动图象部分的信号;

移动检测装置，用来对多路亚取样传输信号进行场间内插处理，以获得活动图象部分的信号;

一个混合装置，该装置根据活动检测装置送来的活动检测信号中图像运动量的大小，把第一内插装置送来的静止图象信号和第二内插装置送来的活动图像信号进行线性混合。

一个信号处理装置，该装置把上述混合装置送来的一个输出信号作为译码后的信号送至一个其频率高于多路亚取样传输信号的低频分量的频率的高频分量中，以及将多路亚取样传输信号作为译码后的信号送入低频分量中;

这里的信号处理装置可以包括：

分离装置，用于把低频分量和高频分量从多路亚取样传输信号中分离出来，该分离装置把多重亚取样传输信号的高频分量信号输入到第一内插装置和第二内插装置中;

相加装置，该装置把混合装置送来的输出信号和分离装置送来的多路亚取样传输信号中的低频分量信号相加。

信号处理装置还可以包括一个替换装置，该装置用多路亚取样传输信号中的低频分量信号来替换混合装置输出信号中的低频分量信号。

在下面结合附图对本发明的最佳实施方案的描述中，本发明的上述和其他目的、效果、特征及优点将变得更明显。

图1.是一张表示了通常的HDTV制的取样模式的说明图。

图2A及2B表明了普通的MUSE系统中可传输的空间频率区域。

图3A及3B是普通的MUSE系统中发射机和接收机的方块图。

图4.画出了普通MUSE系统中传输信号的格式。

图5.是用来解释活动部分检测的一般原理的时序图。

图6A～6C是普通的MUSE系统中的传输频谱图。

图7A～7D是用来解释本发明基本原理的频谱图。

图8A及8B分别是本发明的一个编码器的实施例和一个译码器的一个实施例的方框图。

图9A及9F是用来解释图8A和8B中的编码器和译码器工作模式的频谱图。

图10A是使用于本发明中的一个场间前置滤波器的一个详细实施例的方框图。

图10B是用于解释上述场间预置滤波器的示意图。

图11表明了本发明使用的一个场间预置滤波器的详细实施例的方框图。

图12A及12B是本发明的线性混合器电路的两个实施例的方框图。

图13A及13B是本发明的移动检测器电路的两个实施例的方框图。

图14是本发明中编码器和译码器的其它实施例的方框图。

图15A～15E表明了用来解释图14中的编码器和译码器工作模式的取样模式。

图16是本发明中的译码器和编码器的另外一些实施例的方框图。

图17A是图16中的低通滤波器214的方框图。

图17B是用于解释图17A中的取样频率变换的说明图。

图18是接收MUSE-Ⅱ传输信号的接收机中的一个译码器的方框图。

图19是图18中的移动检测器电路的一个特殊的实施例的方框图。

图20是一个时序图，表示了图19中的或门输出信号和产生转换开关S的信号的电路中的传输信号之间的关系。

图21是另一个产生转换开关S3的信号的电路的方框图。

图22是一方框图，表明了移动检测器的另一个实施例。

图23是移动检测器的又一个实施例的方框图。

图24是用于接收MUSE-Ⅱ传输信号的接收机中的译码器的另一个实施例的方框图。

图25是接收MUSE-Ⅱ传输信号的接收机中的译码器的又一个实施例的方框图。

图26是图25中的低通滤波器的一个实施例的方框图。

图27是场间内插滤波器的一个实施方案的方框图。

图28是场间内插滤波器的另一个实施方案的方框图。

图29是图28中的可变系数滤波器的一个实施例的电路图。

下面描绘的本发明的一些实施方案，是对上面提到的MUSE系统所作的改进，因此在以下的说明书中称为之MUSE-Ⅱ系统，发射机电路称之为“MUSE-Ⅱ编码器”而接收机电路称之为“MUSE-Ⅱ译码器”。

上述介绍的MUSE-Ⅱ编码器的取样模式与上述提到的MUSE系统中的取样模式本质上相同。

也就是说，在这个MUSE-Ⅱ系统中，场间偏移取样和帧间偏移取样被结合起来使用。其结果是，场间偏移取样降低了斜向的分辨率，使信息量降低到原来的一半;帧间偏移取样用两帧传输一幅图象，因此每帧所包含的信息量也降低到一半。

图7A～7D表明了一个根据本发明的编码顺序的例子。首先如图7A所示，其带宽被限制在24MH内的信号以24MHz的取样率被场间偏移取样，得到的频谱如图7A所示。

接着，一个低通滤波器去除上述取样后的信号中频率高于12MHz的 频率分量（如图7B所示）。然后，对获得的信号以16MHz的取样频率进行帧间偏移取样。结果是得到的频谱在基带分量（0～8MHz）的0～4MHz区域内不包括帧间折叠部分（也就是其幅值在同相帧中互相相反的分量）。图7D中，一个低通滤波器把这样取样后的信号中频率高于8MHz的频率分量去掉。

因此，在译码器那边，当其频谱如7D所示的信号通过截止频率为4MH的低通滤波器后，译码器可得到不包括折叠部分的信号，根据这个信号可以得到“帧间差别”信号，这个帧间差别信号可用作活动检测。

根据本发明，被发送信号是其频谱如图7D所示的一个信号，这也就是帧间折叠部分的多路亚取样传输信号（在本说明书的以后部分中，这个信号被称为MUSE-Ⅱ传输信号）。上述的帧间折叠部分是对要传输的信号在低频范围内进行帧间偏移取样所形成的。

对MUSE-Ⅱ信号进行帧间内插和场间内插，以重现一个对应于原始信号的信号。根据本发明，活动可根据帧间差别来检测，因此，活动图像部分和静止图象部分相互之间可以完全区分开来，以使重现图象的图象质量能得到提高。

在译码时，图7B所示的信号对应于已被帧间内插但无16MHz信号分量的信号。这意味着：当活动图像部分被错误地当作静止图像部分进行译码时，不管是活动图像部分还静止图像部分，产生的16MH的准信号分量都可以被消除。也就是即使帧间内插获得的信号通过截止频率为16MHz的低通滤波器，固有信息也不致于丢失。即使活动图象部分被错误地当作静止图象部分进行译码，也不会产生会引起最严重的干扰的16MHz分置，因此，图象质量被大大提高。

接下来，我们根据图8-15描绘本发明的一个更详细的实施例。

图8A显示了发送MUSE-Ⅱ信号的一个MUSE-Ⅱ编码器的总 体结构。图8A中参考数字42表示一个A/D转换器，转换器用于获得图9A所示的输入信号。参考数字44代表一个场间前置滤波器，其输入特性由图9B所示。参考数字46代表一个取样电路，该取样电路对前置滤波器44的输出信号以24.3MHz的取样频率进行场间偏移亚取样。数字48代表一个取样频率变换器，该变换器将取样频率由24.3MH变为32.4MHz而不改变信号分量的频域（即频谱）。

数字50表示一个场间前置滤波器，其输出特性如9D所示。数字52代表一个取样电路，该电路对前置滤波器50的输出以24.3MHz的取样频率进行帧间偏移亚取样。数字54是一个取样频率变换器，其结构和功能和取样频率变换器48本质上是相同的。

参考数字56表示一个活动检测器，用以检测A/D转换器42的输出中的活动部分。参考数字58表示一个线性混合器，它根据活动检测器的输出信号，把对应于静止图象部分的变换器48的输出信号和对应于活动图象部分的变换器54的输出信号加以混合。

参考数字60表示一个取样电路，该电路对混合器58的输出以16.2MHz的取样频率进行帧间偏移亚取样。62是一个D/A转换器，它把亚取样电路60的输出转换成模拟信号。数字64表示一个传输滤波器，该滤液器允许上述模拟信号中与传输线特性相匹配的信号分量通过。

上述描述的“场间前置滤波器44”是一个三维（水平轴，垂直轴及时间轴）滤波器，送入该滤液器的是二场相继的场信号。此外，场间前置滤波器50是一个二维（水平轴和垂直轴）前置滤波器，送入这个滤波器的只是一场内的信号。

图10A是图8A中的场间前置滤波器44的一个实施例的详细框图。图10A中，参考数字84表示一个场存贮器，它把来自A/D变换器42的输入信号延迟一场（562行）。数字86、88和90都是行延迟线;92和94是加法 器;96、98和100均为移位寄存器;102、104和106均为加法器，它们分别把移位寄存器的众多输出乘以加权因子α、β、γ后得到的结果相加起来。108也是一个加法器。上面说到的加权因子是二维脉冲响应以48.6MHz的取样频率（垂直方向1125行）被取样时它们本身得到的值，加权因子α、β、γ之和为1。

图11是图8A中的场内前置滤波器50的一个实施例的详细框图。这里，参考数字110，112，114和116均表示延迟量为一行的1H延迟线，它们将来自A/D转换器42的输入信号依次延迟一行;118和120代表两个加法器，它们分别把图中的输入信号与延迟线116的输出、延迟线114的输出相互相加;数字122，124和126表示三个横向滤波器，这些滤波器使加法器118，120和一个延迟线的输出通过，参考数字128表示一个加法器，该加法器把横向滤波器122、124和126的输出信号相加起来。

图12A是一方框图，这个方框图示出了图8A所示的线性混合器58的基本原理。这个线性混合器58以混合比α（0＜α＜1）来混合视频信号A和B，其中：

A：是其活动图象素已被加以处理的视频信号;

B：是其静止图象素已被加以处理的视频信号;

α：与活动有关的信号，在象素是静止图象象素的情况下，α＝0，当象素是活动图象象素时，α＝1，这是一个表示静止的活动图象之间的各种现象的4比特信号（0≤α≤1）。

参考数字130和132分别代表用来产生2A和（1-α）B信号的乘法器，参考数字134为一个加法器，用于产生2A+（1-α）B的输出信号。

图12A中的电路需要两个乘法器130和132，因此其结构既复杂又昂贵。实际中最好采用图12B所示的电路。

图12B中，减法器136产生的输出信号为（A-B），乘法器128将这 个信号与α相乘;乘法器138的输出信号α（A-B）再和B信号相加，得到的信号为B+α（A-B）＝αA+（1-α）B。

图13A和13B是图8A中的活动检测器56的两个实施例的总体框图。图13A和13B中，参考数字142表示一个帧存贮器，它把来自A/D转换器42的帧视频信号存贮在其中;144是一个减法器，用来获得帧间差别（即两帧间的电平差）信号，146是一个低通滤波器/绝对值电路，用来接收上述的帧间差别信号;148A、148B和148C是实现非线性变换的只读存贮器（ROM）;150是一个高通滤波器，用于检测输入视频信号的边缘。

下面结合8A解释上面描述过的那种MUSE-Ⅱ编码器的工作状态：

（1）A/D转换器42以48.6MH的取样频率对输入信号进行取样，从而获得具有图9A所示带宽的一个输出信号。水平分量沿横轴标定，而信号电平沿纵轴标定。

（2）使用图9B所示场间前置滤波器44对静止图象部分加以处理，从而消除图象斜向上的高频分量。滤波器44具有如图9B所示的第一传输特性，该特性将通过场间前置滤波器的水平分量的频率的上限限制到24.3MHz的取样频率上。

（3）取样电路46以24.3MHz的取样频率实现帧间偏移亚取样。其结果是使得频率高于12.15MHz的信号以12.15MH为折叠中心进行折叠，从而得到其带宽如图9C所示的信号。

（4）取样频率变换器48将取样频率由24.8MHz变换为32.4MHz，在这样的情况下，信号的带宽保持不变。也就是说，只有取样频率发生变化，而信号的频带宽度保持不变。

（5）为了对活动图象部分加以处理，具有如图9D所示的第二传输特性的所示的场内前置滤波器5O将通过场间前置滤波器的水平分量的频带 宽限制为12MH。

（6）此后，亚取样电路52对前置滤波器50的输出以24.3MHz的取样频率进行取样。因为前置滤波器的输出信号的带宽在（5）中被限制为12MHz，因此将不会发生折叠，因而信号带宽维持不变（如图9D所示）。

（7）取样频率变换器54将取样频率由24.8MHz变换成32.4MHz。此时信号的带宽本质上维持不变（如图9D所示）。

（6）和（7）中的处理本质上不会产生信号带宽的变化，所以取样频率可以在（5）中48.6MHz直接变换成32.4MHz。

（8）首先活动检测器56获得相邻两帧之间的帧差别信号（如图13A和13B所示），然后由电路146获得这个帧差别信号的绝对值信号，这个绝对值信号被ROM148A或ROM148B和148C转换成一个非线性的运动检测信号，从而输出运动量。

（9）混合器58根据上面得到的运动量，把（4）中得到的静止图象和（7）中得到的活动图象进行线性混合。

（10）接下来，以16.2MHz的取样频率进行帧间偏移亚取样。其次，以16.2MHz的取样频率进行帧间偏移亚取样。结果，静止图象（图9C）和活动图象（9D）变为如图9E和9F所示，分别在8.1MHz处折回或弯折。图9D所示的带宽达到12.15MHz，因此，频率低于4MHz时不会出现折叠部分。

（11）最后，数模转换器62将来自亚取样电路60的数字信号转换成模拟信号。在这种情况下，信号便通过传输滤波器64传输到传输线，滤波器64在频率高于8.1MHz时，能够获得余弦滚降特性。

如图8B所示，在接收器中把发射机的上述过程倒了过来。

（12）首先，A/D转换器66进行再取样。在这种情况下，图9E所示为静止图象的信号带宽，而图9F所示为活动图象的信号带宽。

（13）由帧间插入滤波器68以这样一种方式对静止图象进行处理，致使前面帧信号中的象素来取代未被取样的象素。这样，便由如图9E所示的折叠部分重现图9C所示的频谱。在本说明书中，帧间插入是指通过采样值来获得插入信号的过程，而所用的采样值是从随后的帧得到的。

（14）取样频率转换器70将取样频率从32.4MHz转换到24.3MHz，但信号带宽如图9C所示保持不变。

（15）而且，利用场间插入滤波器72，以便由图9所示的折叠部分去重现如图9B所示的信号带宽。

（16）用场间插入滤波器74来处理活动图象，这样，便可由图9F所示的频谱重现出如图9D所示的折叠部分。

（17）此后，取样频率转换器76便将取样频率从32.4MHz转换到48.6MHz。在这种情况下，信号带宽如图9D所示保持不变。

（18）活动检测器78将输入信号带宽限制到4MHz，以获得帧间差值信号，再对该差值信号进行非线性处理，以获得一个活动量。

（19）根据所获得的活动量，把静止图象和活动图象相互线性地混合。

（20）最后，从数-模转换器产生出一个模拟信号。在这种情况下，静止图象具有如图9B所示的信号带宽，而活动图象具有如图9D所示的信号带宽。当有一个象素作一点运动时，在如图9B和9D所示的信号带宽之间可获得一信号频带。

图14所示为图8A和图8B所示的编码器和译码器的一种更实际的改进型式。在图14中，邻近箭头标出的频率为取样频率。

在MUSE-Ⅱ编码器中，参考号152表示以48.6MHz的频率对输入信号进行采样的模-数转换器。参考数字154表示场间前置滤波器，来自A/D转换器152的输出信号加到该前置滤波器上。场间偏移亚采样电路156采样前置滤波器154的输出信号。来自取样电路156的输出信号， 通过低通滤波器158（截止频率为12MHz），加到取样频率转换器160上。

把A/D转换器152的输出信号也加到场间前置滤波器162上。把前置滤波器162的输出信号加到取样频率转换器164上。把取样频率转换器164的输出信号加到活动检测器166上，以获得一个帧间差值信号，并把该差值信号加到线性混合电路168上。

混合电路168接收来自取样频率转换器160和164的输出信号，根据从帧间差信号形式表示的运动量，将这些输出信号线性地混合。把线性混合器168的输出信号加到帧间偏移取样电路170上。

取样电路170以16.2MHz的取样频率实现帧间偏移取样。利用数-转换器172将该取样输出信号转换为模拟输出信号。然后，通过传输线173传输该数字输出信号。

这里，152、154、156、160、162、166、168、170和174各部分类似于图8A中的44、44、46、48、50、54、56、58、60和62各部分。

图14所示的改进型不同于图8A所示的MUSE-Ⅱ编码器，在该改进型中省除了活动图象的场间偏移亚取样，因为通过场间前置滤波器162已经限定了带宽，所以不需要场间信号偏移亚取样了。也就是说，频率的成份一点也没有改变。

因为加到活动检测器166的输入信号来自场间前置滤波器162的输出，所以实际上如图14所示的改进型电路更为令人满意。

图14中的MUSE-Ⅱ解码器具有模-数转换器174，174接收通过传输线173传输的信号，由此，将传输的模拟信号以16.2MHz的频率取样，以形成数字信号。把该数字信号加场间插入滤波器176和场间插入滤波器178上。把这两个滤波器176和168的输出信号分别加到12MHz的低通滤波器182和取样频率转换器190上。把滤波器182的输出信号加到取样频率转换器184上。这两个取样频率转换器184和190在不改变信号带宽 的情况下，将取样频率从32.4MHz转换到48.6MHz。把取样频率转换器184的输出信号加到场间偏移再采电路186，这样，便以24.3MHz的取样频率进行场间偏移的再采。把再采的输出信号加到场间插入滤波器188上。把模-数转换器174的输出信号也加到活动检测器192上，以获得表示活动的帧间差值信号。把滤波器188和转换器190的输出信号加到混合器194上，这样，这些输出信号便按照活动量得以混合。把混合器194的输出信号加到数-模转换器196上，以获得一个重现输出信号。

图14所示的MUSE-Ⅱ译码器电路与图8B所示的实施例的电路基本相似。

图15A～15E为用来说明图15A～15E中所示的MUSE-Ⅱ编码器工作方式的取样结构示意图，标O处被，取样，而标X处未被采样（但在译码器中予以内插）。

如图15A所示，A/D转换器152以48.2MHz的频率进行取样，当然被取样的信号不包括折叠部分。

接下来，在静止图象情况下，由场间前置滤波器154，以24.3MHz的取样频率（为先前48.6MHz的取样频率的一半（1/2）]进行的间偏移亚取样，这样，须获得了如图15B所示的取样点。

此后，低通滤波器158截止高于12MHz的频率，由此便把图15B中X所示的点插入，从而获得了如图15C所示的取样数据。这也就是说，对低通滤波器158又回到48.6MHz的输出信号进行取样的取样频率，于是，把取样频率转换器160用来将该输出信号转换成如图15A所示的取样模式。在这种情况下，仅仅进行了取样频率的转换，而图象或视频信号本身的成份仍保持不变。

在活动图象情况下，用基本与上述方法类似的方法获得具有32.4MHz取样频率的数据。

线性混合器168将静止图象与活动图象进行混合，然后进行帧间/行间偏移的亚取样。在这种情况下，取样频率是16.2MHz（前述取样频率的一半），这样，便获得如图15E所示的取样模式。

在图14的下部所示的MUSE-Ⅱ译码器中，使用了各种插入滤波器176、178、188以同在编码器中进行的信号处理的相反顺序，进行信号处理。该信号处理已经参照图8A和8B及9A～9F描述过了，这样，在本说明书里，就不对此作更详细的说明。

图16所示为依照本发明的另一个MUSE-Ⅱ编码器实施例。在该实施例中，MUSE-Ⅱ编码器是如此设计和构成的，即使它以低频时钟工作，以使硬件尺寸紧凑。也就是说，在处理亮度信号的情况下，相应于64.8MHz的一个周期进行活动矢量补偿，然后，通过一个三维场间前置滤波器，以24.3MHz为取样频率，进行静止或运动图象的场间偏移取样。在活动图象情况下，信号是从二维前置滤波器得到的，而且所获的帧间偏移取样是以16.2MHz的取样频率进行的。

仍然参照图16，参考数字202表示一个低通滤波器（低于20MHz），204和222表示A/D转换器;206表示一个以频率64.8MHz的时钟周期进行矢量补偿的矢量补偿电路;203表示一个三维场间前置滤波器;210表示第二亚取样电路;212和218表示低通滤波器（低于12.15MHz）;214和220表示用于48MHz至32MHz转换的低通滤波器（它们的详细电路示于图17A-17C中）;216表示一个运动矢量检测器;224表示一个行序转换器;226表示时间轴压缩电路（X1/4）;228表示一个TCI编码器;232表示一个二维前置滤波器，234表示一个帧存储器;236表示一个边沿检测器;238表示一个运动检测器;240表示一个混合器;242表示一个第二亚取样电路;244表示一个组合的同步及控制信号电路;246表示一个控制信号发生器;以及248表示一个D/A转换 器。

低通滤波器214或220的一个实施示于图17A和17B中。这里，参考数字260、262和264表示由48.6MHz的时钟频率驱动的、串联的D触发器。把触发器260、262及264的输出信号分别加到由16.2MHz的时钟频率驱动的D触发器266、268及270上。把触发器266、268及270的输出信号分别加到D触发器272、274及276上。

把触发器276、270、274、268、272及266的输出信号A、B、C、D、E和F分别加到加法器278、280、282和284上，以获得输出信号（A+D）、（B+C）、（C+E）和（B+F）。把加法器278、280、282和284的输出信号（A+D）、（B+C）、（C+E）和（B+F）分别加到因数乘法器286、288、290和292上，而把触发器268的输出信号D加到因数乘法器294上。乘法器286、288、290、292及294分别具有乘法因数α、α、α、α和α。这些因数α-α是从以97.2MHz的频率取样的、16.2MHz低通滤波器的脉冲响应中而得到的。

下面，将对图16所示的实施例的工作方式作简要说明。

基于上述Muse-Ⅱ系统的基本原则，在这种情况下，在亮度信号Y通过低通滤波器202后，由A/D转换器204以48.6MHz的频率对亮度信号Y进行取样。这里，输入信号的带宽由低通滤波器202限制到低于20MHz。

此后，在运动矢量检测器进行的运动矢量检测的控制下，通过工作在64.8MHz的矢量补偿电路206来完成相应于64.8MHz的一个周期的矢量补偿。电路206可组成为一个滤波器，此滤波器则按照48.6MHz的速率，在64.8MHz的位置进行加权，从而可避免进行模-数变换。

为了利用亚取样电路210进行静止图象信号的场间偏移亚取样，将来 自矢量偏移电路206的输出信号加到三维场间前置滤波器208上。在亚取样电路210进行初步取样之后，信号的带宽由低通滤波器限制到低于12.15MHz。

来自低通滤波器212的输出信号接受由48.6MHz至32.4MHz的频率转换。通常，为了将48.6MHz转换至32.4MHz，首先将它转换为97.2MHz，而且使之通过前置滤波器，由此便可获得32.4MHz。

把从执行相应于64.8MHz的一个周期的矢量补偿的运动矢量补偿电路206得到的运动图象信号，通过低通滤波器218加至进行48MHz至32MHz转换的低通滤波器220，由此便可完成成为32.4MHz速率的转换。

此后，为了在次级亚取样电路242中进行信号的帧间编码偏移亚取样（第二亚取样），信号在通过TCI编码器228之前，首先要加到二维前置滤波器232上。把前置滤波器232的输出信号加到混合器240上。

通过用于48MHz至32MHz转换的低通滤波器214，将运动或静止图象信号转换到32.4MHz，然后将转换的输出通过TCI编码器228加到混合器240上。

把TCI编码器228的输出信号A加到帧存储器234和运动检测238。帧存储器234由来自运动矢量检测器216的运动矢量检测输出信号控制，并把帧存储器234的输出信号加到运动检测器238上。还把前置滤波器232的输出信号加到边沿检测器236上，并把检测器236的输出信号也加到运动检测器238上，这样，运动检测器238便产生一个其中考虑到运动部分边沿的运动检测信号。该运动检测信号控制混合器240两个输入信号的混合比值。

把彩色信号C通过A/D转换器222和行序转换器224加到时间轴压缩电路226（X1/4），并且用TCI编码器228与亮度信号一起进行时间轴多路化。随后，用与处理亮度信号相同的方式处理该彩色信号。

通过组合的同步和控制信号电路244把从第二取样电路242得到的信号与来自于控制信号发生器246的信号结合在一起，控制信号电路244由来自检测器216的运动矢量检测信号控制。并由D/A转换器248将来自于次级取样电路242的信号转换为一个模拟信号。

以上所述的控制信号包括那些表2中所示的信号，且由译码器检测。

表2

控制信号

位数    内容

（最低位）1    相应于64.8MHz的一个

周期的一个量

2    相应于32.4MHz的一个

周期的一个量

3    水平活动失量    相应于16.2MHz的一个

周期的一个量

4    相应于8.1MHz的一个

周期的一个量

5    方向（正弦）

6    ±1行

7    垂直活动失量    ±2行

8    方向（正弦）

9    亮度取样相位

10    彩色取样相位

11    噪音减小控制

12    位11，最低位侧

13    传输匹配工作特征位

14    活动检测控制

（H：低灵敏度）

15    空白

16    000：完全静止

17    活动条件信号    001：准静止

010：正常

（最高位）18    011-111：强制空间插入

图18所示在接收上述MUSE-Ⅱ传输信号的接收机侧译码器的一个实施例。

在图18中，参考数字400表示控制信号/同步检测器，它根据在信号输入端402接收的MUSE-Ⅱ转输信号（具有16MHz的帧间取样频率），来产生同步信号。用所产生的同步信号控制整个译码器的同步。

S表示一个亚取样移位开关，它将来自帧存储器404的一个信号插入至加到输入端402上的传输信号中，以产生一个其中帧间插入了32MHz取样频率的信号。帧存储器404将来自端402的输入信号延迟了一帧。这个帧向插入的取样频率的信号是在图18中的点“A”获得。当开关S不是常规简单开关时，是适合于以适当混合比例得到频率为16MHz信号的开关时，就能确保噪声的减小。

把开关S的信号（其中有取样频率为32MHz的帧间内插信号）加到运动检测器408的三个输入端中的其中之一，并且通过开关S也加到场间插入电路410的混合器412的一个输入端上。开关S与开关S同步工作。场间插入电路410可由一个二维低通滤波器构成。

把来自402输入端的传输信号和来自帧存储器404的输出信号C加到活动检测器408的其它输入端上，运动检测器408依次响应这三个输入信号产生一个代表在传输信号传输的图象中活动检测的信号。

开关S仅仅产生代表来自开关S的信号在现存场中的取样点的信号，并且将所产生的信号加到场间插入电路410上。电路410的输出又加到混合器412上。

混合器412响应来自运动检测器408的输出信号，根据运动检测器所检测的图象活动，把来自场间插入电路410的活动图象信号与来自开关S的静止图象信号混合起来。

场间插入电路414将产生于场存储器416的延迟一场的信号插入或内 插到来自混合器412信号中，这样，便以电路414获得一个取样频率为48MHz的场间插入信号。把由此获得的场间插入信号加到取样频率转换器/混合器420的两个输入端之一。

把来自混合器412的取样频率为32MHz的信号加到取样频率转换器/混合器420的其它输入端，这样，该信号便被转换成取样频率为48MHz的取样频率，并且根据所获得的作为活动检测信号的图象活动量，把它同场间插入电路414的输出信号混合起来。把取样频率转换器/混合器420的输出信号加到时间压缩聚合译码器422（指的就是下文中的“TCI译码器”）。422将这一输入信号转换成从输出端424产生的所需电视信号。

图19所示为图18所示的活动检测器的一个实施例。

在图19中，参考号数426表示一个帧间运动检测器，用它检测第一帧和第三帧之间的移动，把图18中所示的信号A和C分别加到它的输入端。参考号数428表示一个比较电路，用于以一个合适的阈值Vth来限定来自检测器426的输出信号，以便得到一个比特的信号。

参考号数430表示一个帧存贮器，用于在一个帧的期间存贮来自阈值电路428的信号D;把阈值电路428的输出和帧存贮器430都加到或门434。根据从或门434的输出信号，来驱动开关S。

参考号数436表示一个帧存贮器，用于在一个帧的期间里存贮来自输入端402的输入信号“B”。在图18中所示的输入信号，也就是以16MHz为取样频率的传送信号，把它不仅加到帧存贮器436，也加到减法器438的其中一个输入端。帧存贮器436的输出加到减法器438的另一输入端。

结果，减法器438产生一个帧间差值信号，通过第一低通滤波器440加到开关S的其中一个输入端，滤波器440具有一个宽的频率特性，比 如，在8MHz时信号电平下降6dB。第二低通滤波器442具有一个窄的率带，它与第一低通滤波器440串联，它的输出连接到开关S的另一输入端。第一和第二低通滤波器440和442一起产生一个在高频4MHz以上不响应的滤液特性。

把从开关S得到的输出信号加到绝对电路444，在此依次形成代表输入信号绝对值的输出信号。

在图19所示的这种运动检测器之中，当两个帧之间的差值指示出运动检测时，具有宽带宽的低通滤波器440的运用使比4MHz更高的分量的混合进入到帧间差值信号的频带内。结果，使可产生能完全检测图象中的细微运动的运动检测信号。

回去参考图18，信号C包含有相对于信号B延迟两个帧的一个信号分量。通过开关S从输入端402加到帧存贮器404的传送信号，通过由帧存贮器404和开关S组成的电路循环了两次。因此，信号C包括有对于信号B延迟一个帧的信号，以及对于B延迟两个帧的信号，它们都是以32.4MHz为速率的点序列。信号A包括信号B和以32.4MHz为速率的点序列行形式的相对的于信号B延迟一个帧的信号。

检测器426，用于检测次相邻帧之间运动的差值。该检测器取得信号A和C之间的差值，除去对于信号B延迟一个帧的信号，以获得次相邻帧之间的差值。当从检测器426输出的信号电平超过在阈值电路428中新设置的预定阈值Vth时，则根据从或门434输出的接通信号把开关S连接到第一低通滤波器输出端，以便把具有宽带的帧间差别信号用于检测运动。

把代表来自阈值电路428的次相邻帧之间的信号，和对于该代表次相邻帧之间的差值信号向后延迟一个帧的从帧存贮器输出的信号，都加到或门434，以便避免判断错误。这种错误即是出于根据次相邻帧之间的差别来启动开关S而把一个运动的图象误认为是一个静止的图象。

帧存贮器430用于产生一个一比特信号，且采样频率是低的（16.2MHz）。结果，使得在线路的尺寸上不会产生问题。尽管从或门434输出的信号不足以确定开关S的转换，但根据本发明对于几乎所有的图像都可获得足够的效果。

图20表示传送信号同或门434输出信号之间的关系，或门434所在的电路是用于产生启动开关S的信号的图19中所示的电路。如图20中所示，传送信号表示随着时间的消逝图象运动的位置。根据这个传送信号，在前面帧中次相邻帧之间的差别和次相邻帧之间的差别可以作为图19所示的阈值电路428的输出信号被得到，在这些差值信号之间的或门输出信号能够被得到。该或门输出信号包括一个对于帧间差别不必要的部分。因此，当一个大物体正在很快运动时，某些副作用就被留在图18所示的译码器的输出信号中。

从图象质量的观点来说，尽管这个副作用不产生任何严重的问题，仍把一个用于消除这种副作用的电路实施方案示于图21之中。

现在来看图21，参考号446表示一个阈值电路;448和451为帧贮器;452为禁止门;453为一个或门，它接收禁止门452的输出信号和来自帧存贮器448的延迟一个帧的信号，去启动图19中所示的开关S。把从阈值电路428输出的信号（见图19）作为次相邻帧之间的帧间差别信号加到禁止门452的非反向输入端。

把图19中所示的从减法器438输出的信号，作为帧间差别信号加到阈值电路446的一个输入端，该阈值电路把输入信号依次与一个合适的阈值比较，并把阈值电路446的输出信号加到帧存贮器448。把通过帧存贮器448延迟了一个帧的信号加到禁止门452。禁止门452还接收从阈值电路428输出的信号D，去禁止从阈帧存贮器428输出的信号。把从禁止门452输出的信号加到帧存贮器451。把禁止门452和帧存贮器451的输出信 号加到或门453。

根据以上述方式启动的或门453输出的信号，把开关S连接到第一低通滤波器440的输出端。

次相邻帧之间差值检测的目的是帮助检测在未被帧间差检测的信号中的图象的运动。于是，当通过帧间差值来检测传送信号中图象的运动时，次相邻帧之间差值的检测是不需要的。当一个大物体运动很快时，必须考虑上述的副作用。在这种情况下，一定检测了帧间差。

在该运动检测器中，低通滤波器从MUSE-Ⅱ信号得出了具有频率范围从0到4MHz的频率分量。当从如此获得的信号中精确地求取帧间差值时，必须设置一个帧存贮器。

然而，根据图22中所示的电路，未用这种帧存贮器使得到了帧间差值。现在来看图22，参考号数454表示一个异或门，用于代替图19中所示的帧存贮器436和减法器438。异或门454接收图18中所示的信号A和16MHz的时钟信号。

在图18中所示的信号A，中本帧的数据和前一帧的数据以频率32.4MHz在每个钟脉冲上相交错。因此，当把这个信号加到异或门454时，在16MHz的每一个钟脉冲上被反相，并且从而获得了具有宽频带（包括混淆的部分）的帧间差值。把从异或门454输出的信号加到第一低通滤波器440。第一和第二低通滤波器440和442，开关S和绝对值电路444都以上面参考图19所描述的方式来启动。在这种方式中，可以获得帧间差值。

当考虑到在MRSE-Ⅱ信号中的样本模式时，通过图23中所示的电路能够获得运动检测信号。在图23中，参考号数460和462表示1H（一个水平扫描周期）延迟电路;464为一个加法器;466是一个1/2乘法器;468为具有一个反相输入端的异或门;470是一个异或门;472是一个加 法器;474是一个1/2乘法器;476是一个截止频率为4MHz的低通滤波器。

通过图23中所示的电路，获得一个作为帧间差值的包括来自图18所示信号A的混淆部分的宽带信号，这是可能的。

更具体地说，图18中所示的信号A在垂直方向被反相，并且通过采用图23中所示的电路来获得信号A同该反相信号的和，于是便能消除二次抽样影响。其原因是，图18所示信号中的采样信号的相位在垂直方向的每个1H上被反相，因此，当从垂直方向看去时，本帧和前帧在每个1H上被交织。

在该MUSE-II传送系统中，至少在现在，不能把帧间差值检测用作彩色信号。因此，就彩色信号来看，可利用次相邻帧之间的差值，但正如在先有技术中所公知的，要完全检测一个运动这是不可能的。

因此，最好根据同亮度信一起获得的帧间差值，或根据这样获得的帧间差值信号和同彩色信号一起获得的次相邻都帧之间的差值，来控制彩色信号。这种方法在实际上是最佳的，因为一般来说彩色信号和亮度信号具有一个高的相关度。

图24表示本发明的另一实施方案。根据这个实施方案，可以克服由MUSEII传送信号的译码引起的下述问题。

也就是说，在MUSE-II译码器中要求有一个帧存贮器。因此，通过这个帧存贮器实现了输入信号的噪声减少，从而使传送线所需的载波功率与噪声功率之比（以后称之为“C/N”）可以减少。然而，一般来说输入信号的噪声减少降低了运动图象的质量。因此，在MUSE-II译码器中，无噪声的减少处理受到输入信号运动部分的影响。于是，确定该输入信号是代表一个运动图象还是一个静止图象，由于噪声而变得模糊起来。因此，即使当输入图象的平淡图象部分在运动时，也会把这运动的 图象错误地判断为静止的图象。结果，使判定为静止图象的图象部分落在了它的实际运动之后。因此，当把摄象机移动时，整个接收图象的运动变得不一致了。

在MUSE系统中的译码过程也是如此，其源因是，在传送信号的译码中，在静止图象部分采用瞬时插入法，而在运动的图象部分采用场间插入法。结果，由于对输入信号的错误判断，使得输入信号的平淡的图象部分落在了它的实际运动之后。

另外，在对MUSEII传送信号译码时，为了对整个图象获得好的质量，输入信号运动部分的检测灵敏度较低为好。结果，使这错误判断趋于进一步增加。

在另一方面，在FM传送或USB-AM传送的情况下，噪声都几乎含在传输信号的高频区域内，使得不需要在低频带里减少其噪声电平。

MUSE-II传输信号不包含在低频区域（比MHz低的频区）帧间的混淆（折叠）部分。我们可以利用这个情况来解决上述的问题，这问题就是：

（1）由噪声减少器处理的传输信号的图象运动的非统一。

（2）由MUSE-II信号的译码引起的图象运动的非统一性。

除了上述的问题之外，在实际中仍存在其它问题。即是说，在设计用于实现场间插入和MUSE-II传输信号的场间插入的二维滤波器时，如果抽头的数目少，要获得理想的二维滤波器特性是不可能的。结果，使接收的图象变得模糊了。

本发明能够解决这些问题。

图24示出了一个能够克服上述这些问题的基本电路。在图24中，参考号数480表示一个低通滤波器;482是参考图18所描述的那种译码器，在译码器482的外部设有一个运动检测器;484为一个采样频率变换器;48 6是一个延迟线;488为一个减法器;490为一个D型触发器。把32MHz的钟频信号加到触发器490的时钟输入端。参考号数492表示一个加法器;S为一个亚采样变换开关。

为了混合运动和静止的图象，通过亚采样变换开关S、帧存贮器404和运动检测器408来产生在译码器482中所用的运动检测信号。

把MUSE-II传输信号加到低通滤波器480，减法器488和开关S上。通过该低通滤波器480从MUSE-II传输信号中获得了含有比4MHz低的频率分量的信号。根据加到“+”输入端的MUSE-II传输信号和加到“-”输入端的低通滤波器480的输出信号，减法器488生成一个同低于4MHz的低频分量互补的高频分量。把这样获得的高频分量加到译码器482。

触发器490和开关S调整从低通滤波器480输出信号的各线的相位，并把来自开关S的信号加到采样频率变换器484，该变换器484把输入信号的采样频率变换到与译码器482输出信号的采样频率一样的频率。延迟线486延迟从采样频率变换器484输出的信号，使它等于从译码器482输出信号的时间延迟。

加法器492把延迟线486的输出信号加到译码器482的输出信号上，以获得希望的电视信号。

在这种重现电视的信号中，低于4MHz的低预分量并没有通过译码器482，于是使得由于译码或噪声减少引起的图象运动非统一性可以消除，因此增进了图象的稳定性。

MUSE-II传输信号的高频分量（比4MHz高的部分）与先有的技术相比能够得到更强的噪声减小处理，所以可以减小在传输路径中所要求的C/N。

另外，在垂直方向，重现的图象信号的低频分量（比4MHz低的） 并未通过该滤波器，这样可以明显地增进垂直分辨率。因此，即使由于译码器中重新产生的图象信号的高频分量（比4MHz高的）的不完全插入使垂直分辨率变坏时，重现的图象信号的整个分辨率也不会达到如此变坏的程度。从肉眼感觉的观点，正如在先有技术中所公知的，水平低频分量的垂直分辨是很重要的。

图25表示一个改进的电路装置的实施方案，用于消除在重现的图象信号中运动的非统一性。在图25中，参考号数494表示上面参考图18所描述的那种译码器;496为一个延迟线;498是一个允许低于4MHz的频率分量通过的低通滤波器;500为另一个延迟线;502为亚采样变换电路;504为一个相位符合电路，用于把采样频率为16MHz的信号的相位与采样频率为48MHz的信号的相位相符合;506为一个加法器;508为一个减法器。

亚采样变换电路502具有一个D型触发器（它的钟频为16MHz）510、加法器512和一个亚采样变换开关S。相位符合电路504具有一个D型触发器514（它的钟频为48MHz）和一个加法器516。

把MUSEII传输信号不仅加到延迟线496，还加到译码器494。译码器494译码MUSE-II传输信号，并把一个输出信号，也就是重现的图象信号加到相位符合电路504上。把从延迟线496得到的MUSE-II信号加到亚采样变换电路502，以便把各线的相位进行符合。把电路502的输出加到减法器508的“+”输入端。把相位符合电路504的输出加到减法器508的“-”输入端。

相位符合电路504把来自亚采样变换电路502的采样频率为16MHz的信号，调整到与来自译码器494的采样频率为48MHz的信号同样的相位上。延迟线496延迟去亚采样变换电路502的输入信号，以便把亚采样变换电路502输出的信号延迟一个等于相位符合电路504输出信 号的延迟时间。

把减法器508的输出通过低通滤波器498加到加法器506的其中一个输入端，而通过延迟线500把译码器494的输出信号加到加法器506的另一输入端。延迟线500用来使加到加法器506的两个输入信号具有同样的相位。

MUSE-II传输信号的没有译码的低频（比4MHz低的）分量信号，根据众所周知的Tellegen的定理被进行了同等的变化。在加法器506的输出信号中，来自译码器594混淆到低频带去的重现图象信号的一部分通过低通滤波器498的输出信号被消除了。

例如，可把低通滤波器498设计得如图26所示的结构。在图26中，参考号数518，520，522，524，526和528表示延迟电路，它们的幂次（-4，-2，-1）表示被被延迟的图象元的号数。参考号数530，532，534，536，538和540表示加法器;542，544，548，550和552为1/2乘法器。

图26所示的那种低通滤波器不需要系数电路，因此其结构很简单。另外，正如在先有技术中所公知的，1/2乘法器可以只通过移位来执行1/2乘法，也使它在结构上很简单。

图27示出了一个电路的实施方案，它既体现了场间插入滤波器414的功能，也体现了频率变换/混合电路420的功能。如图27所示，把从混合器412（见图18）得到的采样频率为32MHz的信号经过输入端554加到场存贮器416和频率变换器556。

把通过场存贮器416延迟了一个场的信号加到加法器558的两个输入端之一，而把延迟了的信号通过一个一行存贮器560进一步延迟一个水平行后，加到加法器558的另一输入端。把从加法器558得到的输出信号加到采样频率变换器562。

两个频率变换器556和562把时钟速率从2f_o（f_o＝16.2MHz） 变换到3f_o。把从频率变换器556得到的采样频率为3f_o的输出信号加到再采开关564，而把从采样频率变换器562得到的采样频率为3f_o的输出信号加到另一个再采开关566。两个再采开关564和566把输入信号调制为3f_o速率的“1”或“0”信号（即，以3f_o的频率把输入信号打入信号打开和关断）。通过频率为（3/2）f_o的再采时钟信号来控制再采开关564，而通过来自反相器568的频率为（3/2）f_o的再采时钟信号来控制再采开关566。

把从在再采开关564输出的信号，通过一个通频带3f_o/4（12MHz）的通滤器570，加到乘法器574。而把从再采开关566输出的信号，通过一个通带为3f/4（12MHz）的高通滤波器，加到乘法器576。在加法器578中，把乘法器574和576的输出信号相加。把所加的结果通过一个输出端580加到频率变换/混合器420（图18）。

根据加到乘法器574和576的从运动检测器（见图18）输出的信号，来确定低通滤波器570的输出信号和高通滤波器572的输出信号之间的混合比，以便同图象的运动相符合。

图28示出了另一个电路装置的实施方案，它既体现了场间插入滤波器414的功能，也体现了频率变换/混合器420的功能。图29表示一个图28所示的可变系数滤波器的具体实施方案。

参考图25，把从混合器412（见图18）输出的播样频率为32MHz的信号不仅加到了场存贮器416，也加到了可变系数滤波器582。把加法器558的输出信号加到了另一个可变系数滤波器584。

现在来看图29，可变系数滤波器582（584）具有两个开关586和588，以及一组系数电路590。通过（3/2）f的再采时钟信号来控制开关586，而根据运动检测器408（见图18）的输出信号来控制开关588。

一般，可把一个只读存贮器（ROM）用作可变系数滤波器。如果把 3/2f的采样时信号和检测器408的输出信号都能作为该ROM的寻止输入，则只用一串ROM就能实现该可变系数滤波器。由此得出，可把一组一维可变系数滤波器集中到一个两维可变系数滤波器中。

如上所述，可以通过一串可变系数滤波器来实现再采功能和插入。因此，可把场间插入滤波器的尺寸小型化，而不降低它的性能。

根据本发明，在检测采用场间编移采样和帧间偏移采样的传输系统中的运动部分时，可以利用帧间差值信号，从而增进了检测精度并使其结构简单化。

而且，本发明有一个优点，这就是，即使发生了运动部分的错误检测，在图象质量上也不会引起任何实质的变坏。

另外，根据本发明，可以精确地检测在MUSE-II传输信号中图象的运动，从而改善了重现图象的质量。

根据本发明，可以消除由重现图象信号的译码器和噪声减少而引起的图象运动的非统一性，从而增进了图象的稳定性。

另外，根据本发明，可以消除由非完全运动向量的图象运动的补偿引起的图象不变的运动。

而且，根据本发明，可以降低在传输线中所要求的C/N。

根据本发明，可以重现一个具有很好垂直分辨率的图象信号。

最后，根据本发明，可以把场间插入滤波器的尺寸小型化，而不会引起它的性能的任何降低。

Claims (4)

1、一种用于改进的多路奈奎斯特取样编码(MUSE)带宽压缩的传输系统，采用场间偏移并取样和帧间偏移并取样对一电视信号频带进行压缩以傅输该电视信号并同时检测运动信息的编码器，其特征在于上述编码器包括。

第一取样装置(46)，该装置按照取样脉冲的定时，对上述电视信号中视频信号进行场间偏移亚取样，该取样脉冲具有与上述视频信号和上限频率基本上相对应的第一取样频率(24.3MHZ)。而来自上述第一取样装置的输出信号具有由上述场间偏移亚取样产生的混淆部分，输出信号在频率基本等上述第一取样频率的一半的频率上(12.15MHZ)被混淆(见16页(3))；

第二取样装置(52)，该装置按照一上述取样脉冲的定时，对上述电视信号中的上述视频信号进行场间偏移亚取样，上述取样脉冲具有第一取样频率(24.3MHZ)(见16页(6))；

运动检测装置(56)，该装置检测相应于上述视频信号的一个图象中的运动：(见16页(8))；

混频装置(58)，该装置用来根据来自上述运动检测装置(56)的输出信号对来自第一和第二取样装置的输出信号进行混频：(见16页(9))

第三取样装置(60)，该装置接收来自上述混频装置(58)的输出信号，用来按一取样脉冲的定时进行帧间偏移亚取样，该取样脉冲具有一个第二取样频率(16.2MHZ)，此取样频率低于上述第一取样频率(24.3MHZ)，但高于上述第一取样频率的一半，这样从上述帧间偏移亚取样中产生了一个不包含倒相的混淆部份的多路亚取样传输信号。(见16页(10))

2、如权利要求1所述的编码器，其特征在于上述进行场间偏移亚取样的第一取样频率与上述进行帧间和行间偏移亚取样的第二取样频率之间的比例定为3∶2。

3、一种改进的多路奈奎斯特取样编码（MUSE）的带宽压缩传输系统，该系统包括一个采用场间偏移亚取样和帧间偏移亚取样对一电视信号频带进行压缩以传输该电视信号，并同时检测运动信息的编码器，其特征在于上述编码器包括：

一场间前置滤波器（154），该滤波器接收一输入视频信号，并用来传输一个相应于第一传输特性的带宽的信号，该特性把通过上述场间前置滤波器的水平分量频率的上限限制到第一取样频率（24.3MHZ）;

第一取样装置（156），该装置接收上述场间前置滤波器的输出信号，并且按照具有第一取样频率的取样脉冲的定时，对上述输出信号进行场间偏移亚取样，该取样脉冲的具有上述第一取样频率（24.3MHZ）;

低通滤波器（158），该滤波器从上述第一取样装置（156）中接收一输出信号，并且使具有一混淆部分的信号分量通过，该混淆部分是由上述场间偏移亚取样中产生的，该低通滤波器还具有一个实际与上述第一取样频率（24.3MHZ）的一半（1/2）相等的第一截止频率（12MHZ）;

第一转换器装置（160），该装置接收上述低通滤波器（158）的输出信号，并且将上述输出信号的取样频率（48.6MHZ）转换为一不同的取样频率（16.2MHZ）;

场间前置滤波器（162），该滤波器接收上述输入视频信号，并用来传输一个其带宽与第二传输特性相应的信号，该特性把通过上述场间前置滤波器的水平分量的频率的上限限制到第二截止频率（12MHZ）;

第二转换器装置（164），该装置接收上述场间前置滤波器的输出信号，并且将上述输出信号的取样频率（48.6MHZ）变换为一不同的取样频率（32.4MHZ）;

运动检测装置（166），该装置响应上述输入视频信号检测一幅图象的运动;

混合装置（168），该装置按照上述运动检测装置的输出信号，把上述第一及第二转换器装置（160、164）的输出信号进行混合;以及

第二取样装置（170），该装置接收上述混合装置（168）的输出信号，并且，按照一个取样脉冲的定时对上述输出信号进行帧间偏移亚取样，该取样脉冲具有一个第二取样频率（16.2MHZ）。该频率低于上述第一取样频率（24.3MHZ），但高于上述取样频率的一半（1/2），这样，不包括倒相的混淆部份的多路的第二取样传输信号便可由上述帧间偏移亚取样产生。

4.如权利要求3所述的编码器，其特征在于进行上述间偏移二次取样的第一取样频率和进行上述帧间和行间偏移亚取样的第二取样频率的比例定为3：2。

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