CN101286639B - 低成本且连续可调的无功功率补偿器 - Google Patents

Abstract

为了解决配电系统的弱功率因数问题，本发明公开了一种无功功率补偿器，包括有：直流电容器，用来仿效交流电容器或电抗器产生无功功率补偿电流；固态开关及高频电感器，串接在所述直流电容器与所述配电系统的供电电压输出端之间，用来调节所述无功功率补偿电流的产生；参考信号产生电路，用于根据所述供电电压产生一个滞后或领先90度的参考信号；以及迟滞控制电路，用于根据预定的迟滞宽度、所述无功功率补偿电流、及所述参考信号来控制所述固态开关的状态。通过采用价格便宜的直流电容器和固态开关，再辅以相应的补偿控制电路(包括所述参考信号产生电路和迟滞控制电路)，本发明实现了低成本且连续可调的无功功率补偿器。

Description

低成本且连续可调的无功功率补偿器

技术领域

本发明涉及配电系统，尤其涉及配电系统中的无功功率补偿；更具体地说，本发明涉及一种低成本且连续可调的无功功率补偿器。

背景技术

配电系统中的大多数负载都具有电感特性，并因此导致弱功率因数。为了解决弱功率因数问题，变电站和用电终端一般都安装有与配电系统平行相连的无功功率补偿器，用来提高电网的功率因数、降低供电变压器及输送线路的损耗、提高供电效率等。

目前广泛应用的无功功率补偿器，如公告号为CN1042879C、CN1133257C等的中国专利所揭露，大多采用价格昂贵的交流电容器组和电抗器。这种通过交流电容器组来提高功率因数的补偿方法，存在投切电容时不可避免地会产生巨大的涌流和半生电压波动、暂态过渡谐波、以及操作过电压等棘手的技术问题。

因此，为解决这些问题不得不采取相应的技术措施，还要增加一些必要的设备；并且，由于投切电容器是一组一组的，造成了功率因数控制的不连续性，也即没能实现连续可调补偿。

发明内容

有鉴于此，本发明目的在于提供一种无功功率补偿器，其能有效实现连续可调的无功功率补偿，且其结构简单而易于实现。

为达到上述目的，本发明公开了一种无功功率补偿器，其装配于配电系统中可有效提高所述配电系统的功率因数。并且，所述无功功率补偿器包括有变压器、参考信号产生电路、迟滞控制电路、固态开关、高频电感器、及直流电容器，其中：

所述变压器，其输入端用于与所述配电系统的供电电压输出端相连，以对所述供电电压进行变压得到一个参考电压，并从其输出端输出所述参考电压；

所述参考信号产生电路，其输入端与所述变压器的输出端相连，用于根据所述参考电压产生一个领先或滞后所述供电电压90度的参考信号，并从其输出端输出所述参考信号；

所述迟滞控制电路，其输入端与所述参考信号产生电路的输出端相连，用于根据预定的迟滞宽度、所述参考信号、以及所述无功功率补偿器输出的无功功率补偿电流来确定一个用来控制所述固态开关状态的控制信号，并从其输出端输出所述控制信号；

所述固态开关，用于根据所述控制信号改变所述直流电容器与所述供电电压输出端的连接状态，其至少有四个，其中：第一固态开关串接所述直流电容器的第二连接端与所述高频电感器的第一连接端之间；第二固态开关串接在所述直流电容器的第二连接端与所述供电电压的第一输出端之间；第三固态开关串接在所述直流电容器的第一连接端与所述供电电压的第一输出端之间；第四固态开关串接在所述直流电容器的第一连接端与所述高频电感器的第一连接端之间。

所述高频电感器，其第一连接端与所述固态开关相连，其第二连接端与所述供电电压的第二输出端相连，用于平滑所述无功功率补偿电流中由所述固态开关状态改变引起的波纹噪声；

所述直流电容器，串接在所述固态开关之间，用于跟随所述固态开关的状态产生相应的无功功率补偿电流，以对所述配电系统的供电电流进行补偿。

对于上述无功功率补偿器，优选地，所述参考信号产生电路进一步包括有增益调节器、低通滤波器、反相器、及选择固态开关，其中：

所述增益调节器，其输入端与所述变压器的输出端相连，对所述参考电压进行相应的增益调节后，从其输出端输出所述经增益调节的参考电压；

所述低通滤波器，其输入端与所述增益调节器的输出端相连，滤除所述经增益调节的参考电压中的高次谐波，产生一个滞后所述供电电压90度的参考信号后从其输出端输出；

所述反相器，其输入端与所述低通滤波器的输出端相连，反相所述滞后所述供电电压90度的参考信号，产生一个领先所述供电电压90度的参考信号后从其输出端输出；

所述选择固态开关，其两个选择位分别与所述低通滤波器和所述反相器的输出端相连，用于根据所述供电电压决定所述参考信号产生电路的输出为领先所述供电电压90度的参考信号，或者为滞后所述供电电压90度的参考信号。

对于上述无功功率补偿器，进一步优选地，所述低通滤波器为n阶低通滤波器，其中n为大于或等于2的整数。

对于上述无功功率补偿器，优选地，所述迟滞控制电路进一步包括有比较器、迟滞控制器、及逆变器，其中：

所述比较器，其两个输入端分别输入所述无功功率补偿电流和所述参考信号，将两者进行比较之后从其输出端输出相应的比较结果；

所述迟滞控制器，其输入端连接至所述比较器的输出端，用于根据所述迟滞宽度和所述比较结果来确定所述固态开关状态；

所述逆变器，其输入端连接至所述迟滞控制器的输出端，用于根据所述迟滞控制器确定的固态开关状态来改变所述直流电容器的电流方向。

对于上述无功功率补偿器，进一步优选地，所述逆变器为单相逆变器。

对于上述无功功率补偿器，优选地，所述迟滞宽度为所述无功功率补偿电流额定电流率的正负5％到10％。

通过上述介绍可知，通过采用价格便宜的直流电容器和固态开关来仿效昂贵的交流电容器和电抗器，再辅以相应的参考信号产生电路和迟滞控制电路来控制所述直流电容器和固态开关的工作状态，使得本发明所提供无功功率补偿器既能产生连续可调的正向无功功率，又能产生连续可调的逆向无功功率。

也就是说，本发明实现了一种连续可调的无功功率补偿器，且由于其结构简单及组件成本低廉而易于实现。将所述无功功率补偿器取代现有补偿系统安装在诸如房屋、工厂、商业大楼、及居民住宅等负载上时，能对相应配电系统的功率因数进行有效持续调节。

并且，本发明技术方案的上述及更多特征和优点可通过阅读下述具体实施方式、所附权利要求书、及说明书附图得到更好地理解。

附图说明

图1为装配有本发明无功功率补偿器第一实施例的配电系统示意图；

图2为图1所示参考信号i_R(t)及无功功率补偿电流i_C(t)的波形图示例；

图3为图1所示迟滞控制电路的框图示意；

图4为图1所示参考信号产生电路的框图示意；

图5为图3及图4所示框图的电路图示例；

图6A为图1所示供电电压v_s(t)波形图的第一示例；

图6B为图1所示无功功率补偿电流i_C(t)波形图的第一示例；

图6C为对应图6A所示供电电压v_s(t)和图6B所示无功功率补偿电流i_C(t)的无功功率和功率因数的结果示意；

图7A为图1所示供电电压v_s(t)波形图的第二示例；

图7B为图1所示无功功率补偿电流i_C(t)波形图的第二示例；

图7C为对应图7A所示供电电压v_s(t)和图7B所示无功功率补偿电流i_C(t)的无功功率和功率因数的结果示意。

具体实施方式

下面介绍及其中所涉及实施例仅作本发明原理的示范性解释用，而并无任何限定本发明保护范围及应用的意图。对于下面介绍全文，其中“功率因数”为系统实际功率与表现功率的比值，且其取值为0～1间的任意数；“额定电流率”为区域中政府机构设定的电流比率。

图1示出了装配有本发明无功功率补偿器的配电系统100，其中，供电电压v_s(t)输出供电电流i_s(t)，由无功功率补偿器110产生的无功功率补偿电流i_C(t)加入供电电流i_s(t)后得到负载电流i_L(t)，而负载电流i_L(t)最终输入负载130(例如房屋、厂房、商业大楼等)。

如图1所示，无功功率补偿器110进一步包括有高频电感器L，直流电容器C、固态开关S₁(111、113)和S₁’(112、114)、变压器(图中未示出)、参考信号产生电路(图中未示出)、以及迟滞控制电路(图中未示出)。

其中，参考信号产生电路用于产生一个领先或滞后供电电压v_s(t)90度的参考信号；迟滞控制电路用于根据预定的迟滞宽度、参考信号产生电路输出的参考信号、以及无功功率补偿电流i_C(t)来确定一个控制信号，以控制固态开关S₁(111、113)和S₁’(112、114)的开/闭状态；直流电容器C用于仿效现有补偿系统中的交流电容器或电抗器来产生无功功率补偿电流i_C(t)，以对供电电流i_s(t)进行补偿；固态开关S₁(111、113)和S₁’(112、114)用于根据迟滞控制电路输出的控制信号来改变直流电容器与供电电压v_s(t)输出端的连接状态，从而能够调节无功功率补偿电流i_C(t)的产生，以达到根据实际补偿需求进行正确补偿的目的；而高频电感器L串接则主要用来平滑无功功率补偿电流i_C(t)中由固态开关S₁(111、113)和S₁’(112、114)的状态改变而引起的波纹噪声。

并且，如图1所示，直流电容器C、固态开关S₁(111、113)和S₁’(112、114)、高频电感器L、及供电电压v_s(t)的两个输出端相互之间的连接关系为：第一固态开关S₁(111)串接在直流电容器C的第二连接端与高频电感器L的第一连接端之间，且高频电感器L的第二连接端与供电电压v_s(t)的第二输出端相连；第二固态开关S₁’(112)串接在直流电容器C的第二连接端与供电电压v_s(t)的第一输出端之间；第三固态开关S₁(113)串接在直流电容器C的第一连接端与供电电压v_s(t)的第一输出端之间；第四固态开关S₁’(114)串接在直流电容器C的第一连接端与高频电感器L的第一连接端之间。此外，直流电容器C、固态开关S₁(111、113)和S₁’(112、114)、以及高频电感器L均可采用现有技术中任一种公知组件。

这样，根据无功功率补偿器110的具体设置，以及配电系统100是否需要抵消负载130的电感或电容影响，负载电流i_L(t)将显示为正向无功功率或逆向无功功率。

并且，无功功率补偿器110的设置主要取决于其中固态开关S₁(111、113)和S₁’(112、114)的状态：

如果参考信号i_R(t)大于无功功率补偿电流i_C(t)，固态开关S₁(111、113)将断开、而固态开关S₁’(112、114)则将闭合；

如果参考信号i_R(t)小于无功功率补偿电流i_C(t)，固态开关S₁(111、113)将闭合、而固态开关S₁’(112、114)则将断开。

因此，无功功率补偿器110的设置逻辑显示如下：

S₁’＝断开及S₁＝闭合时： $L\frac{{\mathrm{di}}_C\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=v_s\left(t\right)-v_c\left(t\right);$

$C\frac{{\mathrm{dv}}_C\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=i_C\left(t\right)$

S₁’＝闭合及S₁＝断开时： $L\frac{{\mathrm{id}}_C\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=v_s\left(t\right)+v_c\left(t\right).$

$C=\frac{{\mathrm{dv}}_c\left(t\right)}{\mathrm{dt}}={-i}_C\left(t\right)$

一般来说，无功功率补偿电流i_C(t)通常给定有一个允许的偏差范围(例如，将无功功率补偿电流i_C(t)允许的偏差范围设定为其额定电流率的5％～10％)。这样，当无功功率补偿电流i_C(t)位于其允许偏差范围之内时，无功功率补偿器110无需做任何操作；而当其位于允许偏差范围之外时，无功功率补偿器110则需要进行相应的补偿操作。

为了让无功功率补偿器110总是能满足负载130的无功功率补偿需求，可通过持续调节无功功率补偿器110输出的无功功率补偿电流i_C(t)来输出正确的正向无功功率或逆向无功功率至负载130，且该持续调节将以参考信号i_R(t)为基础。

下面将首先参照图2详细介绍图1中所示参考信号i_R(t)和图1中所示无功功率补偿电流i_C(t)之间的相互关系。

如图2所示，应用于图1所示配电系统100中的迟滞控制电路通常预设有一个迟滞宽度(参阅前述允许偏差范围)，用来确定无功功率补偿电流i_C(t)相比参考信号i_R(t)的波动范围。如果无功功率补偿电流i_C(t)相比参考信号i_R(t)的波动位于迟滞宽度之外，则将触发图1中所示固态开关S₁(111、113)和S₁’(112、114)的闭合或断开，使得图1中直流电容C能够发生与无功功率补偿电流i_C(t)极性对应的充放电，从而能够对图1中所示供电电流i_s(t)进行相应补偿。

下面将继续参照图3详细介绍本发明无功功率补偿器110中的迟滞控制电路300，且迟滞控制电路300主要用来基于参考信号i_R(t)控制无功功率补偿电流i_C(t)的补偿调节。

如图3所示，迟滞控制电路300包括有比较器301，迟滞控制器303，和逆变器305。参考信号i_R(t)输入比较器301，与当前输入图1中所示负载130的无功功率补偿电流i_C(t)进行比较(比如通过减法器)得到相应的比较结果i_Compare(t)之后，将比较结果i_Compare(t)输出至迟滞控制器303。

如图3所示，迟滞控制器303预设有一个迟滞宽度，用来界定比较结果i_Compare(t)的允许偏差范围。

在实际应用过程中，比较结果i_Compare(t)可能滞后于迟滞宽度W，也可能领先于迟滞宽度W，还可能位于迟滞宽度W的范围之内。针对这三种可能，迟滞控制器303分别进行如下控制：

当比较结果i_Compare(t)滞后于迟滞宽度W时，图1中所示无功功率补偿器110内的固态开关S₁(111、113)或S₁’(112、114)的开闭状态将被改变，且所述改变具体表现为闭合S₁(111、113)及断开S₁’(112、114)；

反之，当比较结果i_Compare(t)领先于迟滞宽度W时，固态开关S₁(111、113)或S₁’(112、114)的开闭状态将被改变，且所述改变具体表现为闭合S₁’(112、114)及断开S₁(111、113)；

然而，当比较结果i_Compare(t)位于迟滞宽度W范围之内时，固态开关S₁(111、113)和S₁’(112、114)的开闭状态都将不变。

随后，如图3所示，经迟滞控制器303确定需要接受无功功率补偿器110调节的比较结果i_Compare(t)将输入逆变器305，以通过逆变产生适当的无功功率补偿电流i_C(t)。接着，无功功率补偿电流i_C(t)输入图1中所示负载130，达到改进配电系统100的功率因数的目的。

下面将接着参照图4详细介绍本发明无功功率补偿器110中参考信号产生电路400，且参考信号产生电路400主要用来产生一个可作为控制无功功率补偿电流i_C(t)调节基准的参考信号i_R(t)。

如图4所示，参考信号产生电路400包括有：增益调节器401，低通滤波器403，反相器407，及选择开关405。

应用参考信号产生电路400产生参考信号i_R(t)的第一步为，将图1中所示供电电压v_s(t)经变压后获得的参考电压v_R(t)输入增益调节器401，以对参考电压v_R(t)进行增益调节。

本领域技术人员应能理解，增益调节器401可采用现有公知的任一种，比如：增益调节器401可以是自动型的，即能够对其输入信号进行自动增益调节；也可以是手动型的，即通过诸如拨动旋钮之类手工操作来进行增益调节。

随后，经过增益调节器401进行增益调节后输出的参考电压v_R(t)’将输入至低通滤波器403。由于低通滤波器403只允许其输入信号中的低频部分通过，并因此产生一个滞后于供电电压v_s(t)90度的参考信号i_R(t)’。

一般来说，低通滤波器403的阶数为n(n≥2)。同时，低通滤波器403的截止频率等于供电电压v_s(t)的频率，且通常由图1所示配电系统100决定为50Hz或60Hz。

此外，本领域技术人员应能理解，低通滤波器403可采用现有技术中的任一种，比如，巴特沃兹型滤波器、契比雪夫型滤波器、卡弗型滤波器、及贝赛尔型滤波器。在本发明的一个优选实施例中，滤波器403为2阶巴特沃兹滤波器。

继续，经过低通滤波器403的滤波处理获得滞后于供电电压v_s(t)90度的参考信号i_R(t)’之后，还需要根据图1所示配电系统100实际的正向或逆向无功功率补偿需求，对参考信号i_R(t)’进行相应的调整。

参照图4具体而言，当配电系统100需要正向无功功率补偿时，通过图4中所示反相器407对滞后于供电电压v_s(t)90度的参考信号i_R(t)’进行反相，得到相应的领先于供电电压v_s(t)90度的参考信号i_R(t)，使得参考信号i_R(t)输入前述迟滞控制电路300后能够产生正向无功功率；或者，当配电系统100需要逆向无功功率补偿时，通过直接输出滞后于供电电压v_s(t)90度的参考信号i_R(t)’，得到相应的滞后于供电电压v_s(t)90度的参考信号i_R(t)，使得参考信号i_R(t)输入前述迟滞控制电路300后能够产生逆向无功功率。

总之，图4所示参考信号产生电路400输出的参考信号是领先供电电压v_s(t)90度，还是滞后供电电压v_s(t)90度，主要通过控制操作选择开关405的选择位来确定。并且，选择开关405优选为手动控制的拨动开关，由用户根据实际补偿需求在所述领先和滞后两个控制位之间进行切换。

综上所述，通过采用价格便宜的直流电容器C和固态开关S₁(111、113)及S₁’(112、114)来仿效现有补偿系统中昂贵的交流电容器组和电抗器，本发明实现了一种持续可调的低成本无功功率补偿器。并且，本发明无功功率补偿器的电路实施例(参见图5)及相关实验结果(参见图6及图7)已证明了本发明技术方案的有效性。

在图5所示实施例中，供电电压v_s(t)经由变压器501后再输入增益调节器401；低通滤波器403具体实施为2阶巴特沃兹滤波器；高频电感设定为3.54mH，直流电容器为75uF；额定供电电压为100Vrms，且供电电压的频率为50Hz；而迟滞控制电路300的迟滞宽度W设定为0.6A，且迟滞控制电路300的输出端连接至逆变器驱动502的输入端，从而使得迟滞控制电路300能够根据其迟滞宽度W和参考信号i_R(t)与补偿信号i_C(t)比较结果控制逆变器驱动502的固态开关状态选择。其中：

增益调节器401具体实施为由1个TL074运算放大器组成，变压器501的输出经1个100K的可调电阻分压后输入该TL074的正向输入端、且该TL074反向输入端与其输出端相连。

2阶巴特沃兹滤波器403具体实施为由1个TL074运算放大器、1个250K的可调电阻、1个200K电阻、2个16nF电容、1个30K电阻、及1个50K电阻组成。且上述各组件的连接关系为：增益调节器401的输出经250K可调电阻和200K电阻后输入该TL074正向输入端，1个16nF电容跨接在该TL074正向输入端与地线之间，1个16nF电容跨接在该TL074输出端与200K电阻和250K可调电阻的连接点之间，30K电阻跨接在该TL074反向输入端与该TL074输出端之间，50K电阻跨接在该TL074反向输入端与地线之间。

2阶巴特沃兹滤波器403的输出经选择开关405控制，或者直接输出滞后于供电电压v_s(t)90度的参考信号i_R(t)，或者通过反相器407后输出领先于供电电压v_s(t)90度的参考信号i_R(t)。反相器407具体实施为由2个200K电阻和1个TL074运算放大器组成，2阶巴特沃兹滤波器403的输出经1个200K电阻后输入该TL074的反向输入端，1个200K电阻跨接在该TL074的反向输入端和输出端之间，且该TL074的正向输入端接地线。

迟滞控制电路300具体实施为由1个TL074运算放大器、1个LM393双电压比较器、1个MC14069反相器、1个10K电阻、4个39K电阻、1个50K的电阻、1个100K的可调电阻、1个1M电阻、及1个1N4148开关二极管组成。且上述各组件的连接关系为：选择开关405选定并输出的参考信号i_R(t)通过1个39K电阻后输入该TL074的反向输入端，补偿电流i_C(t)也通过1个39K电阻后输入该TL074的正向输入端，1个39K电阻跨接在该TL074的反向输入端和输出端之间，1个39K电阻跨接在该TL074的正向输入端和地线之间；该LM393的反向输入端接该TL074的输出、其正向输入端经1个100K可调电阻接地线，且1个1M电阻跨接在该LM393的输出端和其正向输入端之间、1个10K电阻跨接在该LM393的输出端和+12V的电源之间；该LM393的输出通过1个1N4148开关二极管后输入该MC14069的输入端，且1个50K电阻跨接在该MC14069的输入端和地线之间。

为验证图5所示无功功率补偿器的性能，同时测定正向无功功率的产生，图6A～6C分别示出了其供电电压v_s(t)的波形、无功功率补偿电流i_C(t)的波形、以及参考信号i_R(t)设定为领先供电电压v_s(t)90度时产生的无功功率。很明显，图6B所示无功功率补偿电流i_C(t)领先于图6A所示供电电压v_s(t)90度，并因此产生了图6C所示的正向无功功率。

类似地，为验证图5所示无功功率补偿器的性能，同时测定逆向无功功率的产生，图7A～7C分别示出了其供电电压v_s(t)的波形、无功功率补偿电流i_C(t)的波形、以及参考信号i_R(t)设定为滞后供电电压v_s(t)90度时产生的无功功率。很明显，图7B所示无功功率补偿电流i_C(t)滞后于图7A所示供电电压v_s(t)90度，并因此产生了图7C所示的逆向无功功率。

总之，图6及图7所示实验结果表明，本发明所提供无功功率补偿器既能产生正向无功功率，也能产生逆向无功功率。

需要声明的是，上述发明内容及具体实施方式意在证明本发明所提供技术方案的实际应用，不应解释为对本发明保护范围的限定。本领域技术人员在本发明的精神和原理内，当可作各种修改、等同替换、或改进。本发明的保护范围以所附权利要求书为准。

Claims (6)

1.一种无功功率补偿器，用于提高配电系统的功率因数；其特征在于，包括有变压器、参考信号产生电路、迟滞控制电路、固态开关、高频电感器、及直流电容器，其中：

所述变压器，其输入端用于与所述配电系统的供电电压输出端相连，以对所述供电电压进行变压得到一个参考电压，并从其输出端输出所述参考电压；

所述参考信号产生电路，其输入端与所述变压器的输出端相连，用于根据所述参考电压产生一个领先或滞后所述供电电压90度的参考信号，并从其输出端输出所述参考信号；

所述迟滞控制电路，其输入端与所述参考信号产生电路的输出端相连，用于根据预定的迟滞宽度、所述参考信号、以及所述无功功率补偿器输出的无功功率补偿电流来确定一个用来控制所述固态开关状态的控制信号，并从其输出端输出所述控制信号；

所述固态开关，用于根据所述控制信号改变所述直流电容器与所述供电电压输出端的连接状态，所述固态开关至少有四个，其中：

第一固态开关串接在所述直流电容器的第二连接端与所述高频电感器的第一连接端之间；

第二固态开关串接在所述直流电容器的第二连接端与所述供电电压的第一输出端之间；

第三固态开关串接在所述直流电容器的第一连接端与所述供电电压的第一输出端之间；

第四固态开关串接在所述直流电容器的第一连接端与所述高频电感器的第一连接端之间；

所述高频电感器，串接在所述供电电压的第二输出端和所述固态开关之间，用于平滑所述无功功率补偿电流中由所述固态开关状态改变引起的波纹噪声；

所述直流电容器，串接在所述固态开关之间，用于跟随所述固态开关的状态产生相应的无功功率补偿电流，以对所述配电系统的供电电流进行补偿。

2.如权利要求1所述的无功功率补偿器，其特征在于，所述参考信号产生电路进一步包括有增益调节器、低通滤波器、反相器、以及选择固态开关，其中：

所述增益调节器，其输入端与所述变压器的输出端相连，对所述参考电压进行相应的增益调节后，从其输出端输出所述经增益调节的参考电压；

所述低通滤波器，其输入端与所述增益调节器的输出端相连，滤除所述经增益调节的参考电压中的高次谐波，产生一个滞后所述供电电压90度的参考信号后从其输出端输出；

所述反相器，其输入端与所述低通滤波器的输出端相连，反相所述滞后所述供电电压90度的参考信号，产生一个领先所述供电电压90度的参考信号后从其输出端输出；

所述选择固态开关，其两个选择位分别与所述低通滤波器和所述反相器的输出端相连，用于根据所述供电电压决定所述参考信号产生电路的输出为领先所述供电电压90度的参考信号，或者为滞后所述供电电压90度的参考信号。

3.如权利要求1所述的无功功率补偿器，其特征在于，所述迟滞控制电路进一步包括有比较器、迟滞控制器、及逆变器，其中：

所述比较器，其两个输入端分别输入所述无功功率补偿电流和所述参考信号，将两者进行比较之后从其输出端输出相应的比较结果；

所述迟滞控制器，其输入端连接至所述比较器的输出端，用于根据所述迟滞宽度和所述比较结果来确定所述固态开关状态；

所述逆变器，其输入端连接至所述迟滞控制器的输出端，用于根据所述迟滞控制器确定的固态开关状态来改变所述直流电容器的电流方向。

4.如权利要求2所述的无功功率补偿器，其特征在于，所述低通滤波器为n阶低通滤波器，其中n为大于或等于2的整数。

5.如权利要求3所述的无功功率补偿器，其特征在于，所述逆变器为单相逆变器。

6.如权利要求1所述的无功功率补偿器，其特征在于，所述迟滞宽度为所述无功功率补偿电流额定电流率的正负5％到10％。

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