CN101263653B - 模拟变容二极管 - Google Patents

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Abstract

一种振荡器包括用以接收控制信号以便控制振荡器的频率的多个变容二极管单元。每一个变容二极管单元包括开关，所述开关包括用以接收控制信号的第一端子以及第二端子，使得所述开关用于响应第一和第二端子之间的电压而控制变容二极管单元的电容量。所述振荡器包括：偏压电路，用以向每一个第二端子提供不同的偏压；和放大器，所述放大器耦合到变容二极管单元以便产生振荡信号。

Description

模拟变容二极管
技术领域
本发明一般说来涉及模拟变容二极管。
背景技术
变容二极管是其电容量随加到该器件的控制电压而变的电子器件。变容二极管一般用来在振荡器中控制它的振荡频率。
作为更具体的示例，所述振荡器可以是锁相环(PLL)的压控振荡器(VCO)。VCO一般产生用于PLL的振荡输出信号，而PLL控制VCO的振荡频率以便把所述输出信号锁定在基准信号上。关于这一点，PLL一般调节提供给反馈回路中的VCO的变容二极管的频率控制信号以便实现所述锁定。频率控制信号随基准信号和PLL的输出信号之间的相位差而改变。因此，通过利用频率控制信号控制变容二极管的电容量，PLL精细地调谐VCO的振荡频率以便实现所述锁定。
发明内容
在本发明的实施例中，振荡器用以接收控制信号以便控制所述振荡器的频率的多个变容二极管单元，所述变容二极管单元中的每一个均包括开关，所述开关包括用以接收所述控制信号的第一端子以及第二端子，使得所述开关响应所述第一和第二端子之间的电压差而操作以控制所述变容二极管单元的电容量；偏压电路，用以向每一个第二端子提供不同的偏压；和耦合到所述变容二极管单元用以产生周期信号的放大器。
在本发明的另一个实施例中，锁相环包括鉴相器，用以产生频率控制信号；和振荡器包括用以共同确定周期信号的频率的多个变容二极管单元以及耦合到所述变容二极管单元的放大器，用以响应所述频率控制信号而产生周期信号，所述变容二极管单元中的每一个均包括开关，所述开关包括用以接收所述频率控制信号的第一端子以及第二端子，使得所述开关响应所述第一和第二端子之间的电压差而操作以控制所述变容二极管单元的电容量，其中所述振荡器包括偏压电路给所述第二端子提供不同的偏压。
在本发明的又一个实施例中，一种控制振荡器的频率的方法，包括：提供多个变容二极管单元，每个变容二极管单元包括开关；响应所述多个变容二极管单元的电容量而控制振荡器的频率；对于每一个变容二极管单元，响应接收控制信号的所述开关的第一端子与所述开关的第二端子之间的电压而确定所述变容二极管单元的电容量；向所述开关的所述第二端子提供不同的偏压；和对于每一个变容二极管单元，响应于所述第一和第二端子之间的电压而操作所述开关。
从以下的附图、描述和权利要求书将明白本发明的优点和其他特征。
附图说明
图1是按照本发明实施例的锁相环的示意图。
图2是图1的按照本发明实施例的锁相环的压控振荡器的可变电容器示意图。
图3是图2的按照本发明实施例的单端变容二极管单元的示意图。
图4是图解说明按照本发明实施例的变容二极管单元的电容量与向所述变容二极管单元提供的电压的关系的转换函数。
图5A图解说明按照本发明实施例的变容二极管电容量与控制电压的关系曲线的偏移。
图5B是图解说明按照本发明实施例的图1的可变电容器的电容量与控制电压的关系曲线的转换函数。
图6是按照本发明实施例的图2的可变电容器的更详细的示意图。
图7是按照本发明实施例的描述补偿体积效应的技术的流程图。
图8是按照本发明另一个实施例的差动变容二极管单元的示意图。
图9是利用按照本发明另一个实施例的图1的差动变容二极管单元的可变电容器的示意图。
图10图解说明按照本发明实施例的增量电容量对增量偏压的比率与可变电容器的控制电压的关系曲线。
图11是描述按照本发明实施例的扩展可变电容器的频率增益的可控范围的技术的流程图。
图12是按照本发明实施例的无线系统的示意图。
具体实施方式
参考图1，按照本发明的实施例，各模拟变容二极管单元电耦合在一起形成可变电容器30。如下面描述的，可以利用模拟频率控制信号(在图1中称为″Vc″)在与传统电容装置相比的较大的信号范围内以线性方式控制可变电容器30的电容量。虽然图1把可变电容器30描绘成锁相环(PLL)10的压控振荡器(VCO)24的一部分，但是，应该明白，按照本发明的许多可能的实施例，不同于PLL的其它电路和系统以及包括PLL的系统也可以使用基于变容二极管的可变电容器30。
现参考可变电容器30的示范性应用，VCO24在PLL10的输出端子39产生振荡信号(在图1中称为″LO″)。为了将PLL10锁定在基准时钟信号(图1中称为″REF_CLK″)上，VCO24响应频率控制信号Vc(如其名称所暗示的)来控制VCO24的频率。如图1所示，PLL10可以包括鉴相器14，为了在(鉴相器14的)输出端子产生表示信号FB和CLK之间的相位关系的信号，鉴相器14把反馈信号(图1中称为″FB″)与从REF_CLK基准时钟信号中得出的时钟信号(图1中称为″CLK″)相比较。
鉴相器14可以包括用以响应相位比较而产生这种信号的电荷泵(未示出)。随后，来自鉴相器14的信号经过PLL10的环路滤波器20以便产生频率控制信号Vc。如图1中所描绘的，在本发明的某些实施例中，可以借助于分频器40将反馈信号FB的频率从信号LO的频率降下来；并且由于分频器12的缘故，基准时钟信号CLK可以具有与基准时钟信号REF_CLK不同的频率。
为了把信号LO锁定在基准时钟信号REF_CLK上，频率控制信号Vc调整VCO24的电容量。更具体地说，在本发明的某些实施例中，VCO 24可以由例如耦合到谐振回路(resonant tank)36(例如图中所示的LC振荡回路)的放大器38构成。谐振回路36粗略地确定信号LO的频率，而通过使用耦合到(通过其输出端子31和33)谐振回路36的可变电容器30来完成对信号LO的频率微调。因此，为了微调VCO24以便把信号LO锁定在基准时钟信号REF_CLK上，PLL 10调整可变电容器30的频率。
应该指出，在本发明的其他实施例中，VCO 24可以是另一种类型的振荡器(例如环形振荡器)。此外，在本发明的其它实施例中，基于变容二极管的可变电容器可以用于除了受控振荡器以外的振荡器中，并且在本发明的又一些实施例中，基于变容二极管的可变电容器可以用于不同于振荡器的电路中。
参考图2，可变电容器30由N个变容二极管单元50(如图2中作为例子绘出的变容二极管单元501、502、...50N)形成，所述各变容二极管单元耦合在一起(例如并联)以便在可变电容器30的输出端子31和33之间形成有效的总电容量。每一个变容二极管单元50从偏压电路60接收频率控制信号Vc和偏压。
参考图3，按照本发明的某些实施例，变容二极管单元50可以是″单端″单元，所述单端单元由两个电容器68(其电容量在图3中称为″CA″)和70(其电容量在图3中称为″CB″)以及开关(诸如由n沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(NMOSFET)74构成的开关)形成。更具体地说，电容器68耦合在输出端子33和节点69之间，而电容器70耦合在节点69和地之间(所述地作为单端单元50的输出端子31)。
NMOSFET74的漏极端子耦合到节点69，NMOSFET74的源极端子接收偏压(图3中从偏压电路60接收称为″Vs″的偏压)，NMOSFET74的栅极端子接收频率控制信号Vc，而NMOSFET74的衬底端子耦合到地。参考图3和图4，若NMOSFET74是理想开关，那么，呈现在变容二极管单元50的输出端子33的电容量将或者是电容量CA(当所述开关接通而将电容器70短路时)或者是由电容器68和70的串联组合形成的电容量(当所述开关断开时)。但是，因为NMOSFET74不是理想的开关，所以由变容二极管单元50呈现的电容量一般说来落在三个区域之一：低电容量区82(见图4)，其中的电容量是当NMOSFET74完全截止时由电容器68和70的组合形成的电容量；高电容量区88，其中变容二极管单元50呈现NMOSFET74完全接通并且饱和时的电容量CA；以及一般线性过渡区84，该区域延伸在两个区域82和88之间并且代表NMOSFET 74的截止和饱和状态之间的由变容二极管单元50呈现的电容量。
因此，如图4中所描绘的，随着NMOSFET74的栅-源电压(用信号Vc和Vs的差表示)超过其阈电压(在图4中称为“VT”)，变容二极管单元50从低电容量区82过渡到过渡区84。随着NMOSFET74的栅-源电压增大，NMOSFET74最后饱和，使变容二极管单元50从过渡区84过渡到高电容量区88。在PLL10正常工作期间，每一个变容二极管单元50工作在过渡区84以便控制VCO24的频率。
参考图5A和图3，偏移提供给源极端子的偏压以便偏移变容二极管单元50的电容量与频率控制信号的波形。在本发明的某些实施例中，因为各变容二极管单元50是并联连接在一起的，所以，所述偏压的偏移有效地扩展了可变电容器30的线性控制范围91，如图5B的可变电容器电容量(称为″COUT″)对频率控制信号Vc的转换函数90中所描绘的。因此，作为示例，按照图中描绘的电压偏移(ΔV1、ΔV2、ΔV3、...ΔVN-1)使加到变容二极管单元50的源极端子的偏压彼此偏移，以便将变容二极管电容量与频率控制信号Vc的N个转换函数80(图5中作为例子描绘的转换函数801、802、803、804、...80N)组合起来，产生图5B中所示的波形90。
这里假定通过称为″ΔV″的均匀偏移电压来偏移转换函数80。因此，假设相同的偏移电压ΔV把每一对相邻的转换函数80(诸如转换函数802和803)隔开。
参考图6，按照本发明的某些实施例，偏压电路60可以由耦合成从电流源98接收电流的电阻梯形电路构成。更具体地说，如图6中所描绘的，按照本发明的某些实施例，电阻梯形电路可以由电阻器94(作为示例，图中示出电阻器941、942、943、...94N)构成，所述各电阻器有效地串联耦合成从耦合到例如电源电压VDD的电流源98接收电流。设置在电阻器94的各端子处的节点95(作为示例，图中示出节点951、952、953、...95N)向变容二极管单元50的每一个NMOSFET源极端子提供不同的偏压。因此，节点951(对于这个示例，节点951接地)向变容二极管单元501的源极端子提供偏压，节点953向变容二极管单元503的源极端子提供偏压，等等。
若不是影响NMOSFET74的阈电压的体积效应(bulk effect)(下面描述)，各电阻器94的相等的电阻在每对相邻节点95之间产生相同电压并且产生用以分隔转换函数80的均匀偏移电压ΔV(见图5A)。但是，由于体积效应的缘故，各电阻器94的相等电阻不产生均匀偏移电压ΔV。
更具体地说，在本发明的某些实施例中，一般说来，变容二极管单元502-50N的每一个NMOSFET74的衬底端子(见图3)不连接到它的源极端子，而是，每一个源极端子从偏压电路60接收偏压，并且每一个衬底端子连接到地。因此，根据它们相对于电阻梯形电路的位置，一些NMOSFET74比另一些NMOSFET74经受更大的体积效应。更详细地说，特定的源极端子离地越远，相关联的NMOSFET74经受的体积效应越明显(因此，阈电压VT越高)。体积效应实质上是由源极端子的电压高于衬底端子电压引起的阈电压VT的增大。因此，例如，变容二极管单元50N的NMOSFET74经受更明显的体积效应，因此具有比变容二极管单元502的NMOSFET74高的阈电压VT。
由于体积效应的缘故，各NMOSFET74具有不同的阈电压VT，这意味着，若不进行补偿，在各波形60之间不存在均匀的偏移电压ΔV。
因此，按照本发明的某些实施例，适当地改变或″预偏差(prewarp)″各电阻器94的电阻，以便补偿体积效应。更具体地说，根据电阻器94在电阻梯形电路中的位置来选择每一个电阻器94的电阻以便补偿体积效应，使ΔV均匀。因此，从地朝着电流源68，各电阻器94具有增大的电阻。
因此，参考图7，按照本发明的某些实施例，方法120包括提供偏压电路，用以产生加到变容二极管单元50的源极端子的偏压，如方框122中所描述的。接着，按照方法120，不均匀地加偏压以便适应(accommodate for)体积效应，使得以均匀的偏压偏移ΔV隔开电容量与频率控制信号Vc的转换函数80(见图5A)，如方框124中表示的。
应该指出，在本发明的其他实施例中，NMOSFET 74的衬底端子不是全部连接到地。例如，在本发明的其他实施例中，每一个NMOSFET74使其衬底和源极端子耦合在一起。对于本发明的这些实施例，各电阻器94的电阻的预偏差是不必要的。
参考图8，按照本发明的某些实施例，可以用差动变容二极管单元150代替单端变容二极管单元50。和单端变容二极管单元50不同，差动变容二极管单元150包括两个输出端子154和156，变容二极管150的电容量出现在输出端子154和156。按照本发明的某些实施例，变容二极管单元150可以包括例如具有接收频率控制信号Vc的栅极端子的NMOSFET170。电容器162(具有图8中称为″CB/2″的电容量)耦合在NMOSFET170的源极端子和漏极端子之间。电容器158(具有在图8中称为″CA″的电容量)连接在源极端子和输出端子154之间；而电容器168(也具有图8中称为″CA″的电容量)连接在NMOSFET170的漏极端子和输出端子156之间。
图9描述差动变容二极管单元150的特定应用，其中多个变容二极管单元150并联耦合在一起形成可变电容器200。按照本发明的某些实施例，可变电容器200可以用于代替可变电容器30(见图1)。
如图9所示，可变电容器200可以使用相同的偏压电路60，其中偏压电路60的节点95用来给变容二极管单元150(作为示例，在图9中示出变容二极管单元1501、1502、...150N)加偏压。为了给各变容二极管单元150加偏压，每一个变容二极管单元150通过一对耦合电阻器152和154连接到特定节点95。例如，对于节点951(它处在偏压电路60的地位置)，电阻器152连接在NMOSFET170的源极和节点951之间；而电阻器154连接在节点951和NMOSFET170的漏极端子之间。
按照本发明的某些实施例，偏压电路60的电阻器94可以具有与电阻器152和154相同的电阻值，把电阻器152和154的电阻值选择成补偿与NMOSFET170相关联的体积效应以便使ΔV均匀。在本发明的其他实施例中，可以调整电阻器94的电阻来补偿体积效应；而在本发明的又一些实施例中，可以调节电阻器94的电阻和电阻器152的电阻以便适应体积效应。
参考图10，按照本发明的某些实施例，可以用曲线300表示可变电容器30、200的电容量增量变化(称为″Ceff″)对ΔV的比率。如图所示，一般说来，曲线300在频率控制电压Vc经过阈电压VT之后上升，如波形300的正斜率306所表明的。但是，按照本发明的某些实施例，可以扩展低端的频率控制范围。
例如，按照本发明的某些实施例，可以调节偏压电路60的电阻器94的电阻，以便在转换函数80的靠近阈电压VT的一些部分上(见图5A)设置更大的权重。在这方面，不是通过均匀的ΔV来分开，而是与在所述范围的较高端相比，可以使ΔV在频率控制信号Vc的较低端较小来更接近地分组(group)转换函数80，以便提升阈值VT附近的比率Ceff/ΔV，如相应的调整后的斜率310所表明的。
参考图11，因此，按照本发明的某些实施例，方法350包括提供用以为变容二极管单元的源极端子产生偏压的偏压电路(方框352)，并且所述方法包括不均匀地加偏压以便扩展振荡器的频率增益，如方框356中所描绘的。
参考图12，按照本发明的某些实施例，PLL10可以用作合成器，用以向无线系统600的混频器提供本机振荡信号LO。关于这一点，按照本发明的某些实施例，PLL可以是(无线系统600的)收发机610的一部分，它向例如收发机610的发射机620和接收机630提供信号LO。因此，发射机620和/或接收机630可以把信号LO用于变换频率的目的。按照本发明的某些实施例，PLL10可以受控于数字信号处理器(DSP)652(基带电路650的一部分)，它控制频率增益Kvco，以便为每一个选定的频带保持同一近似的频率增益Kvco。
例如，基带电路650可以向发射机620提供基带信号；并且发射机620可以把基带信号转变成通过天线开关640传递的射频(RF)信号，用于将射频(RF)信号路由到天线708来传送。关于接收，可以由天线708接收通过天线开关640路由的RF信号，然后由接收机630接收所述RF信号。例如，接收机630可以把接收的RF信号的RF频率变换成向基带电路650提供的基带信号。
按照本发明的某些实施例，和收发机610的其他特征一起，收发机610可以包括微控制器单元(MCU)660，微控制器单元660耦合到收发机610的基带电路650和其他电路，用于协调收发机610的总体活动。此外，按照本发明的某些实施例，MCU660可以结合到小键盘扫描器670和显示器驱动器680。小键盘扫描器670可以例如从无线系统600的小键盘714接收小键盘信号；而显示器驱动器680可以例如产生驱动无线系统600的显示器716的信号。另外，按照本发明的某些实施例，基带电路650可以产生用以驱动无线系统600的扬声器710的音频输出信号；并且基带电路650可以处理从无线系统600的麦克风710接收的音频模拟信号。
根据本发明的特定实施例，可以在单一半导体芯片上制造收发机610。虽然在本发明的其他实施例中可以在多个芯片上制造收发机610。在本发明的某些实施例中，可以把形成收发机610的一个或多个芯片包含在单一半导体封装中。但是，在本发明的其他实施例中，可以由多个半导体封装形成收发机610。因此，许多变型是可能的并且都在所附的权利要求书的范围内。
作为示例，无线系统600可以是例如蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、笔记本计算机等等。因此，按照本发明的某些实施例，无线系统600可以是手持式或便携式装置。但是，在本发明的其他实施例中，无线系统600可以是次便携式装置，例如，台式计算机。因此，许多变型是可能的并且都在所附的权利要求书的范围内。
虽然已经就数目有限的实施例描述了本发明，但是，得益于本公开的本专业的技术人员将由此意识到许多修改和变化。后附的权利要求书企图覆盖属于本发明的真实精神和范围的所有这样的修改和变化。

Claims (17)

1.一种振荡器，包括：
用以接收控制信号以便控制所述振荡器的频率的多个变容二极管单元，所述变容二极管单元中的每一个均包括开关，所述开关包括用以接收所述控制信号的第一端子以及第二端子，使得所述开关响应所述第一和第二端子之间的电压差而操作以控制所述变容二极管单元的电容量；
偏压电路，用以向每一个第二端子提供不同的偏压；和
耦合到所述变容二极管单元用以产生周期信号的放大器。
2.如权利要求1所述的振荡器，其中所述不同的偏压偏移所述变容二极管单元的电容量相对于控制信号的波形。
3.如权利要求1所述的振荡器，其中偏压电路包括具有用以提供所述偏压的节点的电阻梯形电路。
4.如权利要求1所述的振荡器，其中所述变容二极管单元中的至少一个变容二极管单元的所述开关包括：
金属氧化物半导体场效应晶体管，其栅极端子接收所述控制信号，而其源极端子接收所述偏压。
5.如权利要求1所述的振荡器，其中所述变容二极管单元中的至少一个变容二极管单元在所述变容二极管单元的单一输出端子和地之间产生电容量。
6.如权利要求1所述的振荡器，其中所述变容二极管单元中的至少一个变容二极管单元在所述变容二极管单元的输出端子之间产生电容量。
7.如权利要求1所述的振荡器，其中所述偏压适合于补偿与所述开关相关联的体积效应。
8.如权利要求1所述的振荡器，其中
所述变容二极管单元耦合在一起以便确定关于所述振荡器的频率增益相对于控制信号的函数，和
使各偏压不均匀地隔开以便增大所述函数的范围。
9.一种锁相环，包括：
鉴相器，用以产生频率控制信号；和
振荡器包括用以共同确定周期信号的频率的多个变容二极管单元以及耦合到所述变容二极管单元的放大器，用以响应所述频率控制信号而产生周期信号，所述变容二极管单元中的每一个均包括开关，所述开关包括用以接收所述频率控制信号的第一端子以及第二端子，使得所述开关响应所述第一和第二端子之间的电压差而操作以控制所述变容二极管单元的电容量，其中所述振荡器包括偏压电路给所述第二端子提供不同的偏压。
10.如权利要求9所述的锁相环，其中不同的偏压偏移所述变容二极管单元的电容量相对于控制信号的波形。
11.如权利要求9所述的锁相环，其中还包括：
具有用以提供所述偏压的节点的电阻梯形电路。
12.一种控制振荡器的频率的方法，包括：
提供多个变容二极管单元，每个变容二极管单元包括开关；
响应所述多个变容二极管单元的电容量而控制振荡器的频率；
对于每一个变容二极管单元，响应接收控制信号的所述开关的第一端子与所述开关的第二端子之间的电压而确定所述变容二极管单元的电容量；
向所述开关的所述第二端子提供不同的偏压；和
对于每一个变容二极管单元，响应于所述第一和第二端子之间的电压而操作所述开关。
13.如权利要求12所述的方法，其中还包括：
把所述偏压设置成补偿与所述开关相关联的体积效应。
14.如权利要求12所述的方法，其中还包括：
把所述偏压设置成扩展所述控制信号影响所述多个变容二极管单元的所述电容量的范围。
15.如权利要求12所述的方法，其中所述提供不同的偏压的动作包括：
把电阻梯形电路耦合到所述变容二极管单元。
16.如权利要求12所述的方法，其中所述开关包括金属氧化物半导体场效应晶体管。
17.如权利要求16所述的方法，其中所述开关包括接收所述控制信号的栅极端子和接收所述偏压之一的源极端子。
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