CN101258718B - 用于使用802.11n协议的无线路由器的低密度奇偶校验码的码设计与实现改进 - Google Patents

Abstract

用于在被配置成按多输入多输出(MIMO)模式操作的IEEE802.11标准系统中实现LDPC码的方法和装置。根据本发明的方法包括：定义基LDPC码，该基LDPC码的长度等于ODFM符号中数据载波的整数数目；在多个子载波上发送所述基LDPC码，其中，在IEEE802.11标准系统所规定的子载波上以期望的相位发送该基码；以及在除IEEE 802.11标准系统所规定的子载波之外的其它子载波上发送该基LDPC码，其中，其它子载波上的基LDPC码与所规定的子载波上的基LDPC码在相位上存在发送偏移。

Description

用于使用802.11N协议的无线路由器的低密度奇偶校验码的码设计与实现改进

相关申请的交叉参考 

本申请根据35 U.S.C.第119节之(e)要求以下共同待决和共同转让的美国临时专利申请的权益： 

Mustafa Eroz等人于2004年9月10日提出的、标题为“HNSPROPOSAL FOR 802.11n PHYSICAL LAYER”的、序列号为60/608,837的临时申请。 

技术领域

总体上讲，本发明涉及数字信号传递系统，具体地讲，本发明涉及用于数字信号传递系统中的多输入多输出信道的低密度奇偶校验(LDPC)码的设计与实现。 

背景技术

信息的射频(RF)传输日趋普遍。通常，单个发送天线发送可以由一或多个接收天线接收的信号。这样的系统的例子包括卫星广播，例如，卫星电视广播、无线通信、以及蜂窝电话系统。 

由于易于使用这样的系统，所以对通过这样的系统进行更高速数据传送的需求日益高涨。需要传送大量图像、音频数据以及其它数据的无线Internet接入要求经由单个发送天线系统的大吞吐量。目前，这些系统中的许多系统正趋近于它们的数据吞吐量极限，从而难以在需要这样的服务的区域中提供无线数据传送。 

当前，存在着拥有使用多个发送天线和多个接收天线以提高数据吞吐量的多输入多输出(MIMO)系统的倾向。MIMO系统的例子为无线局域网(LAN)、蓝牙网络以及高速无线(Wi-Fi)网络。MIMO系统使用在标准系统中将导致多径错误和干扰的多个信号路径将附加数据从一个地方传输到另一个地方。必须考虑用于正确发送和随后在 接收机处重组MIMO发送的数据的算法，并且随MIMO数据一起发送这些算法以使这样的系统正确地加以运作。 

理论上讲，与单个发送天线系统的频谱效率相比，MIMO系统的频谱效率提高了1倍。与单个发送天线系统一样，按这样的一种方式对MIMO系统中的数据帧进行编码：数据帧可以互相干扰，而且MIMO接收机不能知道首先发送哪些数据分组，也不能知道相长或相消干扰是否破坏给定帧中的数据。把这样的干扰称为“同信道”干扰，其中，数据的一个信道干扰数据的另一个信道的接收和解调。在实际应用中，同信道干扰也可能源于MIMO系统中其它系统运营商或者其它点传输束(spot transmission beam)的传输。例如，Molish等人的“Physical(PHY)layer and Medium Access Control(MAC)layerProposal for IEEE 802.11n”、Kaiser的“Spatial Transmit diversityTechniques for Broadband OFDM Systems”，IEEE XP-001195742、以及Dammann的“Breamforming in Combination with Space-TimeDiversity for Broadband OFDM Sysems”，IEEE XP010589479中描述了这样的系统。随着MIMO系统发送的数据增多，数据分组之间的干扰将增大，因此，信号接收的质量将变差。 

为了确保传输系统能够对发送数据正确地进行译码，使用了纠错码，特别使用了前向纠错(FEC)码。然而，在MIMO系统中，由于FEC码潜在的互相干扰，所以不能够随机地选择这些码。 

传统上，已经通过重新设计分配给各种发射机与接收机的频率分配，最小化了这样的干扰的负面效应。然而，由于标准固定了频率，所以频率重新分配或者频率重新使用将不能明显缓解所述问题。 

于是，可以看出，在这一技术领域中存在着对最小化广播系统中的干扰的需求。还可以看出，这一技术领域中存在着对在MIMO系统中正确选择FEC码的需求。 

发明内容

为了最小化现有技术中的这些限制，以及最小化其它限制(在阅读和理解本说明书之后，将会充分了解这些其它限制)，本发明公开了一种用于在被配置成按多输入多输出(MIMO)模式操作的IEEE802.11标准系统中实现LDPC码的方法与装置。根据本发明的方法包括：定义基LDPC码，该基LDPC码的长度等于ODFM符号中数据载波的整数数目；在多个子载波上发送所述基LDPC码，其中，在IEEE802.11标准系统所规定的子载波上以期望的相位发送基码；以及在除IEEE 802.11标准系统所规定的子载波之外的其它子载波上发送基LDPC码，其中，其它子载波上的基LDPC码与所规定的子载波上的基LDPC码在相位上存在发送偏移。 

所述方法可选地包括192比特长的基LDPC码，更长的LDPC码的长度为基LDPC码的整数倍，由第一发送天线发送所规定的子载波，而由至少一个其它天线发送其它子载波，并且在所规定的子载波和其它子载波上顺序地发送更长的LDPC码的比特。 

根据本发明的系统包括：编码器，用于接收长度等于ODFM符号中的数据载波的整数数目的基LDPC码，并且用于使用LDPC码对信息比特进行编码；调制器，耦合于编码器，用于对编码信息比特进行调制；以及发射机，耦合于调制器，用于在多个发送天线上发送经调制的编码信息比特，其中，在IEEE 802.11标准系统所规定的子载波上发送经调制的编码信息比特。 

这样的系统可选地包括：多个接收天线，用于接收所发送的经调制的编码信息比特；检测器，耦合于这些天线，用于检测所发送的经调制的编码信息比特的存在；LDPC译码器，耦合于检测器，用于对所发送的经调制的编码信息比特进行译码；以及解调器，耦合于LDPC译码器，用于解调所发送的经调制的编码信息比特、192比特长的基LDPC码、更长的LDPC码，其中，所述更长的LDPC码的长度为基LDPC码的整数倍，在所规定的子载波和其它子载波上顺序地发送更长的LDPC码的比特，由第一发送天线发送所规定的子载波，而由至少一个其它天线发送其它子载波。 

其它特性与优点在所要求和所公开的系统与方法中是固有的，并且通过以下的详细描述及其附图，本领域技术人员将会明显意识到其它特性与优点。 

附图说明

现在，参照各附图，在所有附图中，相同的参数数字表示相应的部分。 

图1说明了本发明的LDPC编码的MIMO系统的系统结构图； 

图2说明了本发明的奇偶校验矩阵的子矩阵；以及 

图3A-3C说明了对本发明的性能的仿真； 

图4A-4C说明了对本发明的短块长度LDPC码的性能的仿真； 

图5说明了n×m MIMO系统的结构图； 

图6说明了来自单个发送天线的标准短训练前导和根据本发明的MIMO系统的短训练前导； 

图7说明了根据本发明的长前导序列； 

图8A-B说明了通过本发明的仿真模型的OFDM信号的发送频谱； 

图9-11说明了本发明的系统的模拟的性能； 

图12说明了在各种码模式和码率的情况下本发明的MIMO系统的加性白高斯噪声(AWGN)性能； 

图13-15说明了根据本发明的具有和不具有附加奇偶块的MIMO系统的性能；以及 

图16为说明根据本发明的方法的流程图。 

具体实施方式

在以下的描述中，参照形成本描述一部分的附图，并且所述附图以说明的形式描述本发明的几个实施例。应该认识到，在不背离本发明的范围的情况下，也可以使用其它的实施例，以及进行结构上的改变。 

综述 

本发明使用低密度奇偶校验(LDPC)码提高MIMO系统的性能，在这样的系统的理论极限几dB的范围内，无需过度增大生成本发明 的LDPC码以及对所述LDPC码进行译码所需的电路的复杂度。 

LDPC码是由Gallager于1962年发现的，然而，数十年来，它们并未引起人们太多的关注，这是因为对于有效的实现而言，当时的技术并不成熟。受Turbo码迭代译码成功的驱动，1995年重新推出了LDPC码，从而引发了人们较大的兴趣，并且出现针对这一主题的活动。与Turbo码不同，LDPC码具有一种易于并行化的译码算法，该算法由诸如加、比较以及表查找的简单操作组成。尽管译码算法与操作较为简单，但设计上的挑战是，如何在“随机”分布的比特节点和校验节点之间建立通信。 

由于节点之间互连的复杂性，使得其中电路中存在与码的逻辑节点一样多的物理节点的完全并行的体系结构，随着块大小的增加，迅速变得不可实现。然而，对于其中把少量物理节点重用于向所有逻辑节点提供服务的部分并行的体系结构而言，主要的问题在于在高速应用中足够快地从存储器中存取进行中的逻辑节点的相关信息。 

作为解决多径衰落信道问题的一种有效方式，多天线输入多天线输出系统最近得以普及。引入了空时码，以最大化这些系统的分集和编码增益。然而，由合理复杂度的空时码所带来的编码增益是不充分的。因此，空时码的性能远不够理想。 

为了提高MIMO系统的性能，本发明用LDPC码取代了空时码。另外，本发明说明了用于为这样的系统生成正确的LDPC码以提高数据吞吐量和改进性能的方法。 

系统图 

图1说明了本发明的LDPC编码的MIMO系统的系统结构图。 

描述了MIMO系统中的发射机100和接收机200。在发射机100中，存在LDPC编码器102、调制器104以及串行到并行模块106，其馈送多个天线馈送108。在接收机200中，存在输入到检测器204的多个天线馈送202，检测器204与LDPC译码器206进行通信。另外，也可以在不影响本发明的范围的情况下，把正交频分多路复用和 其它电路插在调制器/检测器和信道之间。 

对于MIMO系统，本发明的LDPC编码器102和LDPC译码器206取代了其它的FEC(例如，Turbo码)生成器。然而，由于LDPC码的潜在的复杂性，本发明以特定的方式生成了用于MIMO系统的LDPC码。 

在广播应用中，例如在MIMO系统中，普遍使用了连续模式接收机。就同步(例如，载波相位和载波频率)而言，在低信噪比(SNR)环境中很好运行的码与这些接收机105相冲突。许多数字广播系统要求使用除用于它们的同步过程的帧结构中的正常开销比特的训练符号之外的附加训练符号。当信噪比(SNR)低时，特别要求开销的增加。当与高阶调制相结合使用高性能码时，这样的环境是常见的。传统上，连续模式接收机使用反馈控制回路来获取和追踪载波频率与相位。纯粹基于反馈控制回路的这种方法易于出现强射频(RF)相位噪声和热噪声，从而导致总体接收机性能的高周期滑移率和错误平层(errorfloor)。因此，就针对某一性能目标的训练符号而言，除了有限的获取范围和长的获取时间之外，所增加的开销成为这些方法的负担。另外，这些传统的同步技术还依赖于具体的调制方案，从而妨碍了使用调制方案的灵活性。 

LDPC或者其它FEC码或者由发射机100所生成的码，有助于高速实现，而不会招致任何性能损失。从发射机100输出的这些结构化LDPC码，凭借调制方案(例如，8PSK)，避免了向已经易于受到信道错误影响的比特节点分配少量校验节点。与Turbo码不同，这样的LDPC码具有一个可并行化的译码过程，其优点在于仅涉及简单的操作，例如，加、比较以及表查找。而且，精心设计的LDPC码没有展现任何错误平层的迹象，例如，即使是在信噪比提高的情况下，错误也不减少。如果存在错误平层，则将可能使用另一种码，例如Bose/Chaudhuri/Hocquenghem(BCH)码或者其它码，以明显抑制这样的错误平层。 

根据本发明的一个实施例，发射机100使用如此处以下所解释的 相当简单的编码技术，生成基于奇偶校验矩阵的LDPC码，其中，所述奇偶校验矩阵有助于译码期间有效的存储器存取以便与MIMO系统中的接收机200进行通信。 

发射机100使用了LDPC编码器102，LDPC编码器102从信息源接受输入110，并且输出适合于在接收机200处进行纠错处理的较高冗余度的编码信息流。所述信息源根据离散的字母表X，生成k个信号。通过奇偶校验矩阵指定LDPC码。通常，对LDPC码的编码要求指定生成器矩阵。 

LDPC编码器203使用输入110生成信号，并且使用简单的编码技术，把这些信号传递给调制器205，其中，所述简单的编码技术通过把结构强加于奇偶校验矩阵而仅利用奇偶校验矩阵。具体地讲，通过对矩阵的某些部分加以约束，把限制置于奇偶校验矩阵上。这样的限制产生可忽略的性能损失，因此，构成了有吸引力的折衷。 

发送模式 

如图1中所示，存在n_T个发送天线108和n_R个接收天线202。把一个信道的发送表示为r＝As+n，其中， 

$s=\left[\begin{array}{cccc}{s}_1,& s_2,& ...,& s_{n_T}\end{array}\right]$ 为所发送的符号向量， 

$r=\left[\begin{array}{cccc}{r}_1,& r_2,& ...,& r_{n_R}\end{array}\right]$ 为所接收的符号向量， 

$A=\left[\begin{array}{cccc}{a}_{\mathrm{1,1}}& a_{\mathrm{1,2}}& \·\·\·& a_{1,n_T}\\ a_{\mathrm{2,1}}& a_{\mathrm{2,2}}& \·\·\·& a_{2,n_T}\\ \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \·\\ a_{n_R,1}& a_{n_R,2}& ...& a_{n_R,n_T}\end{array}\right]$ 为每一对天线之间的复衰落值矩阵，其中，假设|a_i，，j|为瑞利分布，以及 

n为平均白高斯噪声(AWGN)噪声向量。 

对于随后信道使用的A矩阵的而言，存在两种令人关注的极端情况，即，其中A独立于每一信道使用而变化(即，理想的交织)的情况，以及其中对于整个FEC帧而言，A为常数(即，伪静态衰落)的情况。 

本发明把特定的LDPC码用于根据以上所描述的线性代数而描 述的MIMO信道。在MIMO信道中维持LDPC码的高性能，同时维持可能的LDPC码的子集的容易的存储器存取特性，是码选择的重要的特性。 

LDPC码的设计与星座比特标记 

图2说明了本发明的奇偶校验矩阵的子矩阵。 

本发明如下限制LDPC码的奇偶校验矩阵： 

对于M个比特节点的组，如果连接于具有度(譬如d_v)的第一比特节点的校验节点编号为a₁，a₂，…，a_dv， 

则连接于第i个比特节点(i≤M)的校验节点编号为 

{a₁+(i-1)q}mod(N-K)，{a₂+(i-1)q}mod(N-K)，.....，{a_dv+(i-1)q}mod(N-K) 

其中N-K＝校验节点的总数，且 $q=\frac{N-K}{M}.$

对于M个比特节点的下列各组，通常，随机地选择连接于组的第一比特节点的校验节点，以致在结束时，除了一个校验节点具有较小的度之外，所有校验节点都具有相同的度。而且本发明还包括对这些自由常数a₁，a₂，…，a_dv，即连接于每个M个比特节点的组中的第一比特节点的校验节点，的随机搜索，以致所得到的LDPC码在MIMO信道上具有最佳性能。而且，在奇偶校验矩阵208定义上所强加的结构导致有效的存储器存取。 

除了先前的限制，还把奇偶校验矩阵限制为这样的形式： 

H_(N-K)×N＝[A_(N-K)×KB_(N-K)×(N-K)]，其中，B呈阶梯状下三角形，如图2中所示，换句话说，根据以上章节的描述，仅选择了A＝[a_mn]子矩阵208，根据B子矩阵208的结构，第一校验节点具有一个小于其它校验节点的度。 

另外，本发明的LDPC编码器102还把诸如i＝(i₀，i₁，...，i_k-1)的大小为k的信息块i系统地编码为诸如c＝(i₀，i₁，...，i_k-1，p₀，p₁，...，p_n-k-1)的大小为n的码字c。按从i₀开始，到p_n-k-1截止的给定次序，发送该码字。首先，把n个码字比特映射到n/C个星座符号，其中2^C 为星座大小。然后，通过n/(C×n_T)信道使用中的n_T个发送天线发送 所调制的符号。表1中针对不同码率给出了LDPC码参数(n，k)。表2中给出了具有相应度的比特节点的数目。 

编码器102的任务是，为每一k个信息比特(i₀，i₁，...，i_k-1)的块，确定n-k个奇偶比特(p₀，p₁，...，p_n-k-1)。选择多个并行引擎，且每一个并行引擎把信息比特累加在特定的奇偶比特地址处。然后，把第一信息比特i₀累加在特定的奇偶比特地址处，即，按依赖于信息比特中每次增加的偏移的码率，把其累加在指定的奇偶比特地址处。 

继续描述这一例子，在奇偶比特地址{x+m mod400×q}mod(n-k)(其中，x表示相应于第一比特i₀的奇偶比特累加器的地址，而q为依赖于偏移常数的码率)处，进行下一数目的信息比特的累加。 

当完成了针对并行引擎中每一并行引擎的第一累加集合时，将存在需要加以处理的附加信息比特。在这一例子中，存在着M个并行引擎，当达到第M+1个信息比特时，也必须进行累加。 

对于第M+1个信息比特，本发明切换进行累加的位置。在不同的奇偶比特地址处，执行用于下一数目的并行引擎计算的奇偶比特累加器的地址。按类似的方式，使用公式{x+m mod400×q}mod(n-k)(其中，x表示相应于信息比特的奇偶比特累加器的地址)，获得用于接下来的M个信息比特的奇偶比特累加器的地址。 

按类似的方式，针对M个新信息比特的每一个组，选择奇偶比特地址的新的集合，以找到奇偶比特累加器的地址。在穷尽了所有信息比特之后，按如下方式获得最终的奇偶比特： 

从i＝1开始，顺序地执行下列操作，即， 

p_i＝p_i

p_i-1，i＝1，2，...，n-k-1，以及p_i的最终内容等于奇偶比特p_i，i＝0，1，2，...，n-k-1。 

LDPC编码比特逐列填充二维交织器矩阵。所述矩阵具有针对8-PSK调制的3个列、针对16-QAM调制的4个列、针对32-QAM调制的5个列、以及针对64-QAM调制的6个列。然后，根据图3中的比特标记，把所述矩阵的每一行映射到星座符号。对于QPSK，不执行交织。交织的跨度为一个LDPC帧长。 

在接收机处，LDPC译码器和检测器反复迭代软信息，以提高性能。在每3次LDPC译码器迭代之后，执行检测器迭代。 

性能结果 

图3A-3C说明了对本发明的性能的仿真。 

图3A-3B中描述了本发明的码的性能结果。图3A描述了在具有3个发送天线和3个接收天线、使用了码率为3/4的32-QAM的MIMO系统中伪静态衰落信道的仿真性能300以及为了比较而示出的Shannon(仙农)容量302。 

图3B描述了具有4个发送天线和4个接收天线、使用了码率为2/3的64-QAM的MIMO系统中伪静态衰落信道的仿真性能304以及为比较而示出的Shannon容量306。图3C描述了具有4个发送天线和4个接收天线、使用了码率为1/2的QPSK的MIMO系统中伪静态衰落信道的仿真性能308以及为比较而示出的Shannon容量310。 

本发明的迭代LDPC译码器/MIMO检测器的性能与FER＝10^-2 的Shannon极限相差约1.5dB。 

图4A-4C说明了对本发明的短块长度LDPC码的性能的仿真。 

对于其中信道极慢衰落的某些无线LAN应用而言，增加LDPC译码器206所生成的码的块长度，不能获得支持额外复杂度的足够好的性能。在这些情况下，具有完全并行译码体系结构的短块长度LDPC码更可取。表8和9描述了速率为1/2和2/3的两个LDPC码的奇偶校验矩阵。在每一种情况下，码长度均为N＝192。表中的第i行给出了连接于第i个比特节点的校验节点。 

LDPC码对802.11标准的适用性 

在最近的无线网络中，the Institute of Electrical and ElectronicsEngineers(IEEE)标准802.11a(1999)以及接下来的标准，例如802.11b、802.11g等，已被无线计算机局域网(LAN)采用。802.11a标准使用了正交频分多路复用(OFDM)调制，其采用了相移键控 (PSK)和正交振幅调制(QAM)模式，并且在频率的53个子载波集合中48个为数据载波和4个为导频载波，其中，中心频率未加使用。 

在MIMO系统中，把802.11a发送方案的头标信息的前导修改成与802.11a空中接口相兼容，但仍允许对传统802.11a的多个发送天线或者单个发送天线的支持。 

图5说明了n×m MIMO系统的结构图。 

系统500使用信息比特502，并且把所述信息比特输入MIMOLDPC块格式化器504，然后将这些比特路由于LDPC编码器102中。接下来，把编码的信息馈入调制器104中，然后将其馈入符号生成器504。导频插入器506把导频符号插入符号生成器504。MIMO前导生成器508和符号生成器504把它们的数据输出于去多路复用器510，去多路复用器510具有针对n个发送天线108中每一发送天线的n个输出信道。IFFT 512对每一个信道进行反快速傅里叶变换，附接前缀516，并且把所述信号数字地转换成RF信号516，经由天线108对其加以广播。 

然后，由天线202接收所述信号，将其从RF信号转换成数字信号518，前缀去除器520从所述信号中取出前缀，然后在FFT 522处对所述信号进行快速傅里叶变换(FFT)。使用定时块524估计所述信道，并且获取和追踪所述信号。 

定时块524和FFT 522把所述信号输出于符号检测器204，使用最大后验概率(MAP)和对数似然率(LLR)检测器526检测MIMO系统的信道。一旦检测到信道，则把该信道上的符号馈入LDPC译码器206，然后LDPC译码器206使用成帧顺序器528重构物理子层服务数据单元(PSDU)，以重新创建所发送的信息比特502。 

802.11模式应用 

本发明提供了针对802.11发送模式优化的一系列高性能FEC码，特别是LDPC码。本发明的码能够按接近200Mbps的信息速率对空中发送的信息进行译码，并且灵活到足以支持短与长分组，而不会在 最多具有4个发送天线的可与802.11兼容的MIMO系统中在吞吐量方面进行明显的折衷。 

由于固有的并行体系结构，与Turbo译码器相比，LDPC译码器更适合于高速操作。通过选择具有等于OFDM信道的整数数目的块长度的LDPC码，最大化LDPC码的效率，这是因为不必填充或者缩短LDPC码块。就数据的短突发脉冲串发送而言，码越长，效率越低，由于视频游戏的使用、基于因特网的语音协议(VoIP)以及其它短数据突发脉冲串分组传递，数据的短突发脉冲串发送成为802.11接口上的较大比例的业务量。另外，对于较短的码而言，较容易实现译码器，因此从成本和实现的角度来看，较短的码是所希望的。 

因此，OFDM系统中4倍于数据载波的数目(4×48)的块长度192个比特的基LDPC码，是LDPC码长度的极好的基线(baseline)。然而，由于认识到某些系统中对更长码的需求，或者对某些数据结构或者数据业务量预期的需求，所以可以通过使用192个比特的LDPC码的整数数目增量，创建这样的更长的码。 

训练前导 

图6说明了来自单个发送天线的标准短训练前导和根据本发明的MIMO系统的短训练前导。 

图6中描述了53个子载波600，通常被索引为-26、-25、…、1、0、1、…、25、26，并且中心子载波(“0”子载波)600a被描述为在标准短训练前导情况602或者本发明的短训练前导情况604中不发送任何信号。通常，通过127个比特长的伪噪声(PN)码对前导进行调制，通常由x⁷+x⁴+1多项式生成这一伪噪声码。一般情况下，前导持续时间为8微秒。 

在标准情况602中，仅某些子载波600发送前导，如箭头606和608所示。箭头606代表使用具有1+j相位的前导的发送。箭头608代表使用具有-1-j相位的前导的发送。 

在情况604中，除了中心子载波600a之外，发送子载波600中 的每一个子载波。准线(alignment)610表示情况602中的箭头606与情况604中的箭头606对齐。然而，其中，在情况602中，准线610附近的相邻子载波不进行发送(例如，子载波600B和子载波600C不发送任何信号)，在情况604中，这些子载波600B和600C发送信号，即，信号的不同相位，或者，作为选择，发送空的前导块。通过使用PN码的不同相位，通常按伪正交方式，实现不同的相位。 

然而，如果存在很少的发送天线，则不同的方法或者不同的相位组合，可以提供更好的结果。 

例如，这样做，而且不是作为限制，子载波600B可以在1-j相位处发送前导，而子载波600C可以在-1+j相位处发送前导。这样的情况604允许对那些期望看到处于某些子载波600频率的信号的接收机的传统的支持，其中，所述某些子载波600频率相应于那些在情况602中传播的子载波600频率，情况602为802.11标准。然而，本发明通过在其它子载波600上，例如在子载波600B和600C上发送附加信号，支持MIMO系统。 

图7说明了根据本发明的长前导序列。 

与图6中一样，除标准子载波之外的子载波发送前导，但此时，按1或者-1相位偏移进行发送。作为选择，也可以由子载波600(除了不使用的中心子载波600A之外)顺序地发送更长前导的比特。 

发送频谱与所期望的性能 

图8A-B说明了通过本发明的仿真模型的OFDM信号的发送频谱。 

图9-11说明了本发明的系统的模拟性能。 

图9说明了针对各种编码模式与码率的公共地址(PA)模型的信道模型“B”的模拟性能。对于所述性能估计，“4×4”的曲线图表示存在4个发送天线和4个接收天线，“3×3”的曲线图表示存在3个发送天线和3个接收天线，以及“2×2”的曲线图表示存在2个发送天线和2个接收天线。把非瞄准线(Non Line of Sight，NLOS)模型用于仿 真。使用半个波长的天线间隔。 

图10说明了针对各种编码模式与码率的公共地址(PA)模型的信道模型“D”的模拟性能。对于所述性能估计，“4×4”的曲线图表示存在4个发送天线和4个接收天线，“3×3”的曲线图表示存在3个发送天线和3个接收天线，以及“2×2”的曲线图表示存在2个发送天线和2个接收天线。把非瞄准线(NLOS)模型用于仿真。仿真还包括荧光效果(fluorescent light effect)。使用半个波长的天线间隔。 

图11说明了针对各种编码模式与码率的公共地址(PA)模型的信道模型“E”的模拟性能。对于所述性能估计，“4×4”的曲线图表示存在4个发送天线和4个接收天线，“3×3”的曲线图表示存在3个发送天线和3个接收天线，以及“2×2”的曲线图表示存在2个发送天线和2个接收天线。把非瞄准线(NLOS)模型用于仿真。仿真还包括荧光效果。使用半个波长的天线间隔。 

图12说明了各种码模式和码率的本发明的MIMO系统的加性白高斯噪声(AWGN)性能。 

图13-15说明了根据本发明的具有和不具有附加奇偶块的MIMO系统的性能。 

图13说明了针对4×4QPSK、速率为1/2的MIMO系统的PA模型的信道模型“B”的模拟性能。曲线图1300说明了根据本发明的n＝192个比特的LDPC码，而曲线图1302说明了对于每10个LDPC块把奇偶块附接于信号的效果。附接这样的奇偶块表示给定的错误率所需的Es/No明显偏高，通常约为1dB。把非瞄准线(NLOS)模型用于仿真。使用半个波长的天线间隔。 

图14说明了针对4×4QPSK、速率为1/2的MIMO系统的公共地址(PA)模型的信道模型“D”的模拟性能。曲线图1400说明了根据本发明的n＝192个比特的LDPC码，曲线图1402说明了对于每10个LDPC块把奇偶块附接于信号的效果。附接这样的奇偶块表示给定的错误率所需的Es/No略高，通常约为0.5dB。把非瞄准线(NLOS)模型用于仿真。仿真还包括荧光效果。使用半个波长的天线间隔。 

图15说明了针对4×4QPSK、速率为1/2的MIMO系统的公共地址(PA)模型的信道模型“E”的模拟性能。曲线图1500说明了根据本发明的n＝192个比特的LDPC码，曲线图1502说明了对于每10个LDPC块把奇偶块附接于信号的效果。附接这样的奇偶块表示给定的错误率所需的Es/No略高，通常约为0.7dB。把非瞄准线(NLOS)模型用于仿真。仿真还包括荧光效果。使用半个波长的天线间隔。 

依赖于可用于给定安装的信道方法以及可用功率，对于某些MIMO系统安装，附接奇偶块可能是适当的。 

流程图 

图16为说明根据本发明的方法的流程图。 

框1600说明的是，执行对基LDPC码的定义，所述基LDPC码的长度等于ODFM符号中数据载波的整数数目。 

框1602说明的是，在多个子载波上执行对基LDPC码的发送，其中，在IEEE 802.11标准系统所规定的子载波上以期望的相位发送基码。 

框1604说明的是，在除IEEE 802.11标准系统所规定的子载波之外的其它子载波上执行对基LDPC码的发送，其中，其它子载波上的基LDPC码与所规定的子载波上的基LDPC码在相位上存在发送偏移。 

结论 

至此，结束了对本发明的优选实施例的描述。本发明的优选实施例的先前描述仅为说明性与描述性的。并不旨在以穷举的形式描述本发明或者把本发明限制于所公开的精确形式。鉴于以上的讲授，多种修改与变动是可能的。 

本发明公开了一种用于在被配置成按多输入多输出(MIMO)模式操作的IEEE 802.11标准系统中实现LDPC码的方法与装置。根据本发明的方法包括：定义基LDPC码，其具有等于ODFM符号中数 据载波的整数数目的长度；在多个子载波上发送所述基LDPC码，其中，在IEEE 802.11标准系统所规定的子载波上以期望的相位发送基码；以及在除IEEE 802.11标准系统所规定的子载波之外的其它子载波上发送基LDPC码，其中，其它子载波上的基LDPC码与所规定的子载波上的基LDPC码在相位上存在发送偏移。 

所述方法可选地包括192个比特长的基LDPC码，更长的LDPC码的长度为基LDPC码的整数倍，由第一发送天线发送所规定的子载波，而由至少一个其它天线发送其它子载波，并且在所规定的子载波和其它子载波上顺序地发送更长的LDPC码的比特。 

根据本发明的系统包括编码器，用于接收长度等于ODFM符号中数据载波的整数数目的基LDPC码，并且用于使用LDPC码对信息比特进行编码；调制器，耦合于编码器，用于对编码信息比特进行调制；以及发射机，耦合于调制器，用于在多个发送天线上发送经调制的编码信息比特，其中，在IEEE 802.11标准系统所规定的子载波上发送经调制的编码信息比特。 

这样的系统可选地包括多个接收天线，用于接收所发送的经调制的编码信息比特；检测器，耦合于这些天线，用于检测所发送的经调制的编码信息比特的存在；LDPC译码器，耦合于检测器，用于对所发送的经调制的编码信息比特进行译码；以及解调器，耦合于LDPC译码器，用于解调所发送的经调制的编码信息比特、192个比特长的基LDPC码、更长的LDPC码，其中，所述更长的LDPC码的长度为基LDPC码的整数倍，在所规定的子载波和其它子载波上顺序地发送更长的LDPC码的比特，并由第一发送天线发送所规定的子载波，而由至少一个其它天线发送其它子载波。 

不旨在由这一详细描述限制本发明的范围，而是由此处所附权利要求以及其等价物加以限制。以上的说明、实例以及数据提供了对本发明构成的制造与使用的完整的描述。由于可以在不背离本发明的构思与范围的情况下创建本发明的许多实施例，所以本发明仍处于以下所附权利要求以及其等价物的范围内。 

Claims (11)

1.一种用于在被配置成按多输入多输出模式操作的IEEE802.11标准系统中实现低密度奇偶校验LDPC码并且使用该LDPC码对输入信息流进行编码的方法，包括：

a)定义基LDPC码(504)，该基LDPC码的长度等于OFDM符号中数据载波的整数倍；特征在于：

b)在多个子载波上发送所述基LDPC码(504)代替空时码，其中，在IEEE802.11标准系统所规定的子载波上以期望的相位发送该基LDPC码；以及

c)在除IEEE802.11标准系统所规定的子载波之外的其它子载波上发送该基LDPC码(504)代替空时码，其中，其它子载波上的基LDPC码(504)与所规定的子载波上的基LDPC码在相位上存在发送偏移。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，基LDPC码(504)为192比特长。

3.根据权利要求2所述的方法，还包括：使用更长的LDPC码而不是基LDPC码(504)，其中，所述更长的LDPC码的长度为基LDPC码(504)的整数倍。

4.根据权利要求2所述的方法，其中，由第一发送天线发送所规定的子载波，而由至少一个其它天线发送其它子载波。

5.根据权利要求3所述的方法，还包括：在所规定的子载波和其它子载波上顺序地发送更长的LDPC码的比特。

6.一种低密度奇偶校验编码的、可与IEEE802.11兼容的多输入多输出广播系统，包括：

编码器(102)，特征在于该编码器接收长度等于OFDM符号中数据载波的整数倍的基LDPC码(504)而不是空时码，并且用于使用该LDPC码(504)对信息比特进行编码；

调制器(104)，耦合于该编码器，用于对编码信息比特进行调 制；以及

发射机(516)，耦合于该调制器(104)，用于在多个发送天线上发送经调制的编码信息比特，其中，在IEEE802.11标准系统所规定的子载波上发送经调制的编码信息比特，并且在除IEEE802.11标准系统所规定的子载波之外的其它子载波上发送经调制的编码信息比特，其中，其它子载波上的基LDPC码(504)与所规定的子载波上的基LDPC码在相位上存在发送偏移。

7.根据权利要求6所述的LDPC编码的、可与IEEE802.11兼容的多输入多输出MIMO广播系统，还包括：

多个接收天线(202)，用于接收所发送的经调制的编码信息比特；

检测器(204)，耦合于这些天线，用于检测所发送的经调制的编码信息比特的存在；

LDPC译码器(206)，耦合于该检测器(204)，用于对所发送的经调制的编码信息比特进行译码；以及

解调器，耦合于该LDPC译码器，用于解调所发送的经调制的编码信息比特。

8.根据权利要求7所述的LDPC编码的、可与IEEE802.11兼容的MIMO广播系统，其中，所述基LDPC码(504)为192比特长。

9.根据权利要求8所述的LDPC编码的、可与IEEE802.11兼容的MIMO广播系统，还包括使用更长的LDPC码而不是基LDPC码(504)，其中，所述更长的LDPC码的长度为基LDPC码(504)的整数倍。

10.根据权利要求9所述的LDPC编码的、可与IEEE802.11兼容的MIMO广播系统，还包括在所规定的子载波和其它子载波上顺序地发送更长的LDPC码的比特。

11.根据权利要求8所述的LDPC编码的、可与IEEE802.11兼容的MIMO广播系统，其中，由第一发送天线发送所规定的子载波，而由至少一个其它天线发送其它子载波。 

Images