CN101258422A - 用多个发射器执行受控源电磁探测的方法 - Google Patents

Abstract

用于在受控源电磁探测中通过使用相互正交的发射器波形来分离多个发射器的响应并将组合响应变换到频域(144)的方法。该相互正交可以基于不相交频谱或者基于相同波形单元的相位编码。

Description

用多个发射器执行受控源电磁探测的方法

【0001】本申请要求2005年9月19日提交的美国临时申请第60/718,473号的权益。

技术领域

【0002】本发明一般地涉及地球物理勘测领域，且更具体地涉及受控源电磁探测。具体地，本发明是一种同时使用多个发射器的方法。

背景技术

【0003】受控源电磁(“CSEM”)探测是一种用于评估地球内部出现的含烃层的重要地球物理工具。CSEM探测典型地记录在地球中由源(发射器)引发并且在一个或多个接收器端被测量的电磁信号。该信号的行为，作为发射器位置、频率以及发射器和接收器之间间距(偏移量)的函数，可以诊断与含烃或不含烃相关联的岩石属性。具体地，CSEM探测用来确定地表下的空间变化电阻率。

【0004】在海洋环境中，CSEM数据典型地通过在位于海底12(图1)的多个自激接收器11之间拖动水平电偶极发射天线10来采集。这些接收器具有多个传感器，其经设计以记录电场和/或磁场的不同矢量分量。发射器典型地在海底上面拖动10-50米。可替换的配置包括在海底上的固定发射器(Constable，“System and Method for HydrocarbonReservoir Monitoring Using Controlled-source Electromagnetic Fields，”WO 2004/053528A1)以及磁发射器天线和垂直发射器(Fielding和Lu，PCT专利申请公开第WO 2005/081719号，“System and Method forTowing Subsea Vertical Antenna”；MacGregor等人，“ElectromagneticSurveying for Hydrocarbon Reservoirs，”PCT专利公开第WO2004/008183号)。发射和接收系统典型地独立工作(没有任何关系)，因此通过将多个接收器上的时钟时间与来自船上或者GPS(全球定位系统)标准的时间相比较，接收器数据必需与发射器位置的船上测量以及与测量的发射器电流波形同步。

【0005】CSEM数据典型地在瞬时频域中进行分析，每个信号表示在该瞬时频率处地球对电磁能量的响应。瞬时频域意味着典型地由傅立叶变换对数据进行变换，以便将数据对时间的关系变成数据对频率的关系。在原始数据中，每个频率分量的强度根据发射器发送多少能量(即，在发射器频谱中的每个分量的幅度)以及根据该频率上接收器的灵敏度而变化。这些发射器和接收器的影响一般在分析之前从数据中去除。图2A-B描绘了原始接收器数据21以及使其产生的发射器波形22。图2A显示了在几小时的时标上的所测数据，而图2B示出了在更短的时标上所接收的信号(以及供参考，所发射的信号)，该更短的时标与发射器信号周期相当，一般在4到32秒之间。(垂直标度只应用于接收器信号)。

【0006】实际上，通过将记录的时域数据分成(或“面元划分”)等于发射器波形周期(图3A)的时间间隔(在图3A中的x₁，x₂和x₃)并且由基于傅立叶变换(图3B)的标准方法确定每个面元(bin)内的频谱，接收器数据转换到瞬时频域(谱分量的相位未被示出)。每个面元与时间(典型地在面元中心处的Julian日期)相关联。由于发射器位置已知为时间的函数，所以这些面元可以用以下几种不同方法进行可互换地标注：用面元中心的Julian日期；用发射器位置；用震源与接收器之间标记的偏移距离；或者用由发射器相对某一任意选定起点所行进的累计距离。

【0007】一般地，接收的信号由与发射器信号同相和异相的分量组成。该信号因此方便地被表示为直角坐标(实部-虚部)或极坐标(幅度-相位)形式的复数。

【0008】典型海洋CSEM发射器的更详细情况在图4中示出。除了提供用以部署和拖动发射器所需的力外，拖动缆绳43从船上给发射器供应功率。该功率典型地以高电压和低电流进行供给从而降低拖动缆绳上的欧姆(电阻)损耗，该拖动缆绳可能长达几千米。地球中产生的电场与发射的电流成比例，因此发射器40包括降压变压器以为天线电极41和42提供低电压、高电流的功率。这些天线电极和将其连接的电线组合在一起形成电偶极子发射天线，其长度一般在100米到300米范围内。在典型操作中，天线以100伏或更低电压注入800-1000安培的电流。

【0009】发射器信号可以是比在图2和3中所描述的方波更复杂的波形。例如，图5和图6中示出的三峰波形经设计以产生对于基频、二次谐波以及四次谐波大致相等的幅度(X.Lu和L.J.Srnka，“Logarithmic Spectrum Transmitter Waveform for Controlled-SourceElectromagnetic Surveying”，PCT专利申请公开第WO/2005/117326号)。在图5中给三峰波形附注的转换时间如下：T0＝0；T1＝18/256；T2＝60/256；T3＝67/256；T4＝110/256；T5＝147/256；T6＝186/256；T7＝198/256；T8＝237/256；以及T9＝1。波形通常在所表示的周期T之后被重复，产生基频1/T。方便地选择转换时间T1、T2等，以使发射器工作在256Hz载波频率。幅度取决于发射器可发送的电流量。图6示出了图5所示的三峰波形的频域幅度。大部分震源能量出现在频率为1/T、2/T和4/T Hz处。其它峰值点(7/T，10/T，14/T，...)也包含有用的信号量。极小峰值点(3/T，5/T，8/T，...)通常不在地球中产生有用的响应。相反，方波在偶次谐波处没有幅度而其奇次谐波的幅度与1/N成比例，其中N是谐波序号。

【0010】图4所描述的发射器可以包括用来矫正或极跳(polarity-flip)正弦波电流的电子元件，该正弦波电流从船上提供从而产生具有所需频率和幅度特性的波形。波形产生技术例如被描述在Chave等人，“Electrical exploration methods for the seafloor，”inElectromagnetic Methods in Applied Geophysics，Volume 2，M.Nabighian(ed)，Soc.Explor.Geophys.，Tulsa.，931-966(1991)；Cox等人，“Controlledsource electromagnetic sounding of the oceanic lithosphere，”Nature，320，52-54(1986)；以及Sinha和MacGregor在PCT专利公开第WO03/034096A1号中。一般地，这些技术通过对来自发射器天线的电流进行各种限制、将半个周期的输入导入天线或者用反转电极将半个周期的输入导入天线等来起作用。这个方法在由具有较高载波频率(例如256Hz及以上)的输入中近似低频波形(例如32Hz及以下)方面非常有效。为了便于理解该方法，图7示出了0.5Hz的三峰波形如何可由16Hz的载波频率的输入电流组成。16Hz载波仅用作示例说明，一般使用更高得多的频率。实际上，发射器中的电容效应在一定程度上平滑了高频正弦纹波。

【0011】当前限制CSEM探测的问题如下：

·通过减少操作震源和接收器所花的时间，降低CSEM探测的成本；

·最小化在场中采集数据所花的时间以克服比如受可接受的天气、捕鱼季节以及围绕生产设备的船舶交通等影响(CSEM探测典型地但并非必需在海洋环境中进行)的限制；

·通过增加被注入到地球中的总电磁信号，提高CSEM数据的质量(信噪比)；以及

·通过增加可有效地发射到地球中的空间和瞬时频率范围，提高CSEM数据的分辨率。

【0012】为缓解这些问题的一些当前措施在以下段落被讨论。

【0013】探测船只的租用和运作是海洋CSEM探测的总成本中相当大的一部分。虽然该确切比例将随着探测的不同而变化，但操作发射器所花的时间可以容易占用多于探测成本的一半。为了将尽可能多的信号发射到海底沉积物中，一般在海底以上海拔50米或更低处拖动天线。为了在该海拔处安全又高效地操纵天线同时保持可接受的空间分辨率，必需以较低速度-一般为2海里/小时(1m/s)或更低-拖动天线，以致很长的拖动线可能需要高达一整天的拖动。

【0014】注入地球中的整个电磁信号是在确定可用CSEM数据来识别的油藏的大小和深度方面的关键因素。由接收器测量的噪声层将随着探测的变化而变化，并且某些数据处理方法可用来帮助减少该噪声，但检测地球对所注入信号的响应的能力最终受该噪声基底所限制。增强信号超过噪声的最直接方法是增加发射器的偶极矩(注入电流乘以天线长度)。天线长度受船上的发射和恢复装置的容量和需要维持天线中性浮力的限制。增加偶极矩的更直接方法是增加所注入的发射器电流。

【0015】正如傅立叶分析理论和趋肤深度考虑所公知的，用CSEM探测来解析独立地质特征的能力由将多个瞬时频率附加到发射器波形上并且通过用发射器来占据更多的空间位置而得到增强。所用瞬时频率的范围被称为震源带宽。

【0016】如前面所讨论的，Lu和Srnka定制了发射器波形以便更有效地在最重要的频率之间扩展可用的发射器电流。他们用的三峰波形是在三个所选频率处均衡电流幅度的发射器波形序列。

【0017】比如减去在非发射频率点估计的噪声(Willen于2006年1月17日提交的PCT国际专利申请PCT/US06/01555，“Estimating Noiseat One Frequency by Sampling Noise at Other Frequencies，”)并堆叠的处理方法已经被用来削减在CSEM数据中的噪声。

【0018】在海洋地震勘测领域的工人们已经利用从单个船只中拖动的多个地震源以及利用从多个船只中拖动的地震源。例如，参见Beasley等人的美国专利第5,924,049号题为“Methods for Acquiring andProcessing Seismic Data”中的图4。使用多个震源的直接影响是通过占有更宽分布的震源位置而不显著增加采集数据所花的时间来获得更好的地下空间分辨率。Beasley等人进一步公开了一种同时激活不只一个震源的方法以便降低附加空间分辨率的成本。他们的方法是如果这些震源在时间上单独被激励则将重构已经采集的数据。他们公开了重构这些数据的方法，这些数据基于来自不同震源的地震事件的“倾向”(震源和接收器之间偏移量的地震到达函数的斜率)。同时参看由发明人MacGregor等人于2004年2月16日提交的题为“ElectromagneticSurveying for Hydrocarbon Reservoirs”的英国专利申请GB 2,411,006。

【0019】在陆上地震探测领域，Ward小组的美国专利第4,823,326号，振荡器将信号扫描到四个或四个以上扫描集中并且在该集中引入用于每个扫描的相位因子。通过适当地选择这些相位因子，Ward可以准备从同时操作这些震源时所收集的数据中恢复由两个或两个以上振荡器源单独获取的这些数据。Ward的技术涉及把振荡器数据与导频信号联系起来，这就产生时域地震数据。

【0020】针对Allen和其他人的一系列专利说明了分离两个或两个以上同时工作的振荡源的地震响应(声波)的问题。美国专利第5,822,269号公开了一种通过根据两种模式改变振荡源的相位来分离和预处理振荡源数据的方法。美国专利第5,715,213号公开了一种用于记录和预处理高保真振荡性地震数据的方法，该方法包括以下步骤：测量与振荡器作用力和最小相位因果线性系统的传递函数相乘有关的振荡器运动，该系统将实际振荡器输出与所测振荡器运动相关联；以及根据产生的震源分离信号。美国专利第5,721,710号公开了一种在地震探测期间由地震检波器检测的多个振荡器的独立振荡器中将该地球响应对振荡能量的影响分离出来。

【0021】当海底附近遇到的任何特定的探测对象和条件都可以提供一定的灵活度时，由于更快的拖动速度使得控制海底上面的发射器高度更困难，所以通过更迅速地拖动发射器以节约时间的做法有所限制。

【0022】拖动船上可供有相当大的发电容量，但是可用于天线的全部电流受拖动缆绳的物理尺寸限制。使用更大的拖动缆绳将意味着使用更大的起重机来展开缆绳以及使用更大的绞盘来通过更重的缆绳带动发射器运动。甚至更严重的问题会是让更大的拖动缆绳充分冷却从而在绞盘卷起卷轴时避免损坏。

【0023】比如堆叠的处理方法说明了增加信噪比的问题，但就这些准则都取决于信噪比而言，仅影响到探测成本或分辨率。一般地，说明上述问题的数据采集技术可以与增加信噪比的不同处理技术一起实行。

【0024】为了重构原本可以由分离(非同时)震源激励来获得的数据，Beasley等人必需对震源进行有效的物理分离，比如将震源定位在包含接收器的海洋地震拖缆的任一端)。只有通过进行这种物理分离和具有较高带宽(与CSEM探测相比)，他们才能够建立偏移距与时间轨迹关系曲线(图12-18)，经由多信道、f-k或Radon滤波技术从每个震源中分离数据需要该关系曲线。Beasley等人必需运用对这些轨迹敏感的滤波技术。

【0025】Ward认识到在扫描的时序集内相位编码分离振荡器扫描的机会。然而，振荡器扫描具有与图6所代表的离散CSEM震源谱大不相同的连续频谱。结果，振荡器扫描集必需包括最小四次扫描以便从两个振荡器中分离数据。为了应用更多的振荡器还要求更大的扫描集。

发明内容

【0026】在一个实施例中，如由图14的流程图表明，本发明是一种使用两个或两个以上电磁发射器来执行地下区域的受控源电磁探测以便在接收器端的组合响应可以根据发射器被分离的方法，该方法包括：

(a)选择或构造N个互相正交的波形，为N个发射器的每一个发射器选择或构造一个波形，其中N＝2或大于2(步骤141)；(b)激励每个发射器以便重复发射其波形，所有发射器同时发射(步骤142)；(c)记录在一个或多个接收器端多个同时发射的组合电磁响应(步骤143)；以及(d)发送所记录的组合响应数据进行处理以便通过在预定的时间间隔上面元划分数据然后将所述数据逐个面元地变换到频域来分离所述数据，所述面元时间间隔由所述波形周期确定(步骤144)。

【0027】波形相互正交是基于以下之一或两者的组合：

(i)利用可忽略的预定准则，选择在其频谱中没有不可忽略的相关幅度的公共频率的若干波形(步骤140A)；

(ii)若干波形是通过重复所选波形单元构造的，其中对所选单元施加一个或多个预定相移，所述相移经选择使得当组合数据在所选时间间隔上被面元划分且随后逐个面元地变换到频域时，来自每个发射器的数据可以经由所述相移来分离，所述所选面元时间间隔是所述波形单元持续时间的所选整数(至少是2)倍(步骤140B)。

附图说明

【0028】本发明及其优势将通过参照以下详细说明书和附图将更好地被理解，图中：

【0029】图1示出了在海洋CSEM探测中装置的典型部署；

【0030】图2A-B示出了接收的CSEM信号的示例；

【0031】图3A-B说明了在时域中面元划分(binning)接收器信号并通过傅立叶分析确定每个时间面元(bin)内的频谱的方法；

【0032】图4示出了海洋CSEM震源的某些细节；

【0033】图5示出了三峰波形；

【0034】图6示出了该三峰波形的频谱；

【0035】图7示出了如何用16Hz载波构造三峰波形；

【0036】图8A-B示出了适合本发明的两个波形的示例，这两个波形由于其频谱中没有公共频率而正交，在该具体示例中每个频谱包含单一频率；

【0037】图9A-B示出了适合本发明的两个波形的示例，这两个波形通过由相同的波形单元(周期为4秒的正弦波的单个周期)构成而彼此正交，其中在图9B中对含有该波形的这些单元施加适当相移；

【0038】图10A-B示出了不适合本发明的两个波形的示例；

【0039】图11A-C示出了三个互相正交的波形的示例，这三个波形依靠不相交频谱和相位编码的结合以实现其互相正交；

【0040】图12A-B示出了两个非正弦波形的示例，这两个非正弦波形由于不相交频谱(即在它们的频谱中没有公共频率)而正交；

【0041】图13A-B示出了两个非正弦波形的示例，这两个非正弦波形经相位编码以使其正交；以及

【0042】图14示出了本发明方法的基本步骤的流程图。

【0043】本发明将连同其优选实施例进行描述。然而，在某种程度上以下详细描述对于特定实施例或者本发明的特定使用是详尽的，其目的仅作说明，并且不应理解成限制本发明的范围。相反，其目的在于覆盖如所附权利要求限定的本发明精神和范围内所包含的所有替换、修改以及等效物。

具体实施方式

【0044】本发明是一种在CSEM探测中同时使用多个电磁发射器的方法。通过使用正交波形，使得可以同时发射以致在数据处理期间可以恢复已经从单独发射中获得的数据。

【0045】有三种方法可以构造适合于本发明的正交波形：

1)可以选择单个波形使得其频谱中的有效频率不重叠。即，选择不具有任何公共频率或者它们的公共频率太弱以致不相关的波形。该方法可以由术语“不相交频谱”进行标识。

2)波形集可以由时域中的波形系列组成，其中对一个波形集内的单个波形施加预定相移。通过处理整个波形集并恰当地调节相移因子，已从单个源中获得的数据可以被恢复。该方法可以由术语“相位编码”进行标识。

3)方法(1)和(2)的组合，由此一些发射器发送由其频谱而正交的波形，而另一些发射器发送由其相位因子而导致正交的波形集。

【0046】图8A-B示出了不相交频谱的示例，其中一个发射器发送1/4Hz的正弦波形(图8A)而第二发射器同时发送3/4Hz的正弦波形(图8B)。当来自这些波形的数据以4秒(或4秒的倍数)间隔进行面元划分或分割时，图3A-B所示的频谱分解(傅立叶分析)步骤将产生两个幅度/幅值，其对应于如果单独操作发射器则将获得的数据。

【0047】图9A-B示出了相位编码的示例，其中波形集通过附加两个波形进行构造。图9A示出了两个连续的1/4Hz余弦波形。图9B示出了两个连续的1/4Hz正弦波形，其中对该波形集中的第二波形施加180°的相移。当从这两个源产生的数据以8秒(或16秒，24秒等)间隔被面元划分时，谱分解步骤将恢复对应于图9A的源信号的数据并删除对应于图8B的源信号的数据。这之所以发生是因为在图9B信号中每隔一个波形就乘以-1的因子，对应于相移180°。可替换地，如果该相位因子首先通过用-1乘以每隔4秒间隔从数据中移除，则使用8秒面元的谱分解步骤将删除对应于顶端发射的数据并恢复底部发射的数据。

【0048】如果不运用与波形集相结合的相位因子，就不可能在两个或两个以上正交波形的每一个波形中使用相同的频率。图10A(1/4Hz的余弦波)和图10B(1/4Hz的正弦波)示出了不能用于同时发射的两个波形。由于地球的电阻特性和不均匀性，它对电磁波的响应包含与震源同相和异相的分量。因此，当由两个源信号的同时使用所产生的数据按4秒(或8秒，或12秒等)面元进行频谱分解时，来自图10A(余弦)发射器的异相数据不能从来自图10B(正弦)发射器的同相数据中识别出来。类似地，来自图10B波形的异相数据与来自图10A波形的同相数据将不可恢复地缠绕在一起。

【0049】图11A-C示出了使用适于同时激励三个发射器的方法(3)的示例。对于每个图的波形集长为8秒并且单个波形为4秒(波形A和C)或者4/3秒(波形B)。如波形集B和C一样，波形集A和B由于它们的不相交频谱而正交。波形集A和C由于在波形集C的第二半个期间施加180°的相位因子而正交。

【0050】独立发射器波形可以被写作：

$\underset{f}{\mathrm{\Σ}}A\left(f\right)\sin \left(2\mathrm{\πft}\right)+\underset{f}{\mathrm{\Σ}}B\left(f\right)\cos \left(2\mathrm{\πft}\right)$

其中，f是频率，t是时间，以及A和B表示了每个频率上存在的发射器电流部分。然而这种傅立叶级数展开形式不便于CSEM数据处理目的。如前面所描述的，地球对发射的CSEM信号的响应包含两个分量：与发射的信号同相的响应和与发射的信号异相的响应。因此，如果发射的信号是完全由余弦函数组成，则该响应将由余弦和正弦函数组成。相反地，如果发射信号是完全由正弦函数组成，则该响应将由正弦和余弦函数组成。因此CSEM数据处理器可以直接识别地球响应的同相和异相分量，方便的是定义：

$\tan \left(\mathrm{\φ}\right)=-\frac{A\left(f\right)}{B\left(f\right)}$

$C\left(f\right)=\sqrt{A^2\left(f\right)+B^2\left(f\right)}$

并且将独立发射器波形写为：

$\underset{f}{\mathrm{\Σ}}A\left(f\right)\sin \left(2\mathrm{\πft}\right)+\underset{f}{\mathrm{\Σ}}B\left(f\right)\cos \left(2\mathrm{\πft}\right)$

$=-\underset{f}{\mathrm{\Σ}}\sqrt{A^2+B^2}\sin \left(\mathrm{\φ}\right)\sin \left(2\mathrm{\πft}\right)+\underset{f}{\mathrm{\Σ}}\sqrt{A^2+B^2}\cos \left(\mathrm{\φ}\right)\cos \left(2\mathrm{\πft}\right)$

$=\underset{f}{\mathrm{\Σ}}\sqrt{A^2+B^2}\cos (2\mathrm{\πft}+\mathrm{\φ})$

$=\underset{f}{\mathrm{\Σ}}C\left(f\right)\cos (2\mathrm{\πft}+\mathrm{\φ})$

连续波形序列(“波形集”)则可以写作：

$\underset{f}{\mathrm{\Σ}}{W}_m^n\left(f\right)\cos (2\mathrm{\πft}+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{nm}})---\left(1\right)$

其中n标示波形集本身，并且m标示在波形集内的单个波形。该表达式表示整个波形集的傅立叶展开，且W是展开系数，或者可替换地可以视为频域中的波形幅度。本领域普通技术人员都将知道如何针对给定的时间函数(即源信号波形)计算傅立叶级数系数。W只在本发明中所感兴趣的波形的具体频率(f)值上是非零的。例如，方波的幅度在频率f₀，3f₀，5f₀，7f₀，...处非零，其中1/f₀是方波的周期。施加或作用在第n个波形集中的第m个波形上的相位因子是φ_nm。整个波形集被假定跨越时间T，此后波形重复。作为另一示例，图8A的波形展开将只具有f＝1/4Hz和φ＝-π/2的单项，即对于除了1/4Hz之外的所有频率W(f)都等于零，其中W(f)等于150(余弦波的幅度)。在该波形集中只有一个波形。图9B的波形集是在波形集中具有两个波形的示例。对于m＝1的波形，相移φ＝-π/2，而对于m＝2，φ＝π。对于该示例W₁(1/4)和W₂(1/4)都等于150安培。作为又一示例，对于图5的三峰波形而言，W(f)值可以从图6的垂直轴读取。

【0051】术语“波形集”(与波形集内的单个波形相对)在此处被使用并且在上面被定义。该术语用来描述相位编码的正交波形，这是因为它们是一串相位编码的“单个波形”而构造或命名的。该术语在应用于因频谱不相交而正交的源信号时没有特定的附加价值。因此，在附加权利要求中，努力使用更多的自解释术语，该术语(波形集/单个波形)由“波形”和“波形单元”所替代。那么，对于图9A-B的相位编码发射器波形，波形单元是单周期为1/4Hz的正弦波。每个源波形由两个相移(相移可以是零)波形单元构造。对于图8A-B的不相交频谱示例源信号，所示正弦波是“波形”并且没有单独波形“单元”。可替换地，对不相交频谱的情况而言，该波形和波形单元可以被当作是同义的。该波形(波形集)是单位信号，该单位信号由本发明中多个CSEM源的每个源重复。

【0052】频谱分解(变换到频域和按发射器分离)的不同方法具体可以变化，但是与第i个波形集(即第i个发射器)相关联的接收器数据通常可以通过进行加权傅立叶变换来提取(针对根据本发明的源波形集)：

$D_{\mathrm{in}-\mathrm{phase}}^i\left(f\right)=\frac{2}{T}\underset{0}{\overset{T}{\∫}}\mathrm{dt}{\tilde{W}}_j^i\left(f\right)\cos (2\mathrm{\πft}+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{ij}})D\left(t\right)---\left(2\right)$

$D_{\mathrm{out}-\mathrm{of}-\mathrm{phase}}^i\left(f\right)=\frac{2}{T}\underset{0}{\overset{T}{\∫}}\mathrm{dt}{\tilde{W}}_j^i\left(f\right)\sin (2\mathrm{\πft}+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{ij}})D\left(t\right)$

其中D(t)是当全部N个发射器起作用时在时域中获得的接收器数据，Dⁱ是在频率f处原本已经从单独工作的任何一个发射器中获得的数据，以及 ${\tilde{W}}_j^i\left(f\right)=W_j^i{\left(f\right)}^{-1},$ 其中W非零，并且其它情况 ${\tilde{W}}_j^i\left(f\right)=0.$ 因此，电磁数据到瞬时频域的傅立叶变换必需使用计算机由数值方法来完成。然而，不必对于所有频率进行该计算，这是因为发射器信号已经被设计以致在频谱中只有几个频率上存在显著的相关幅度，并且这也可以预期反映在所测数据中。那么实际上，即在本发明的优选(但不是全部)实施例中，数据到频域的变换减少为仅在可希望有明显非零扩展系数的那些频率上计算数据的傅立叶展开的傅立叶系数。项为该结果提供了震源归一化。对于图8A-B的两个发射器信号的示例，应知到仅在1/4Hz和3/4Hz的两个频率上执行上面的积分，并且这两个结果将会是频域中的两个分离源的响应。(每个分离响应随后可以逆变换以产生所希望的分离时域数据)。以上积分将在数据收集的第一个4秒上被计算(针对图8A-B的两个发射器信号的情况)，然后又在下一个4秒上被计算等等，以计算出在连续时间面元处的频谱。而且，对于该示例， $\tilde{W}(1/4)=1/150$ 和φ＝0。

【0053】在频谱分解的另一方法中，从在表达式(1)中的发射器波形集中获得的接收器数据可以通过拟合数据的过程例如(但不限于)由最小二乘法进行分解。为了理解经数据拟合的分解，应注意接收器波形必需是周期性的(周期T)并且可以写为：

$D\left(t\right)=\underset{f}{\mathrm{\Σ}}A\left(f\right)\sin \left(2\mathrm{\πft}\right)+\underset{f}{\mathrm{\Σ}}B\left(f\right)\cos \left(2\mathrm{\πft}\right)$

为了用最小二乘法拟合来提取同相接收器频谱，可以对时域值求和并求出以下表达式的最小值：

$\min \frac{1}{T}{\∫}_0^T\mathrm{dt}{[C\left(f\right)W_m^n\left(f\right)\cos (2\mathrm{\πft}+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{nm}})-\underset{f}{\mathrm{\Σ}}A\left(f\right)\sin \left(2\mathrm{\πft}\right)-\underset{f}{\mathrm{\Σ}}B\left(f\right)\cos \left(2\mathrm{\πft}\right)]}^2$

为了最小化该函数，求该函数关于C的微分并令此结果等于零：

$0=\frac{\∂}{\∂C}\frac{1}{T}{\∫}_0^T\mathrm{dt}\left[\begin{array}{c}{C}^2\left(f^{\′}\right)W_m^n{\left(f\right)}^2{\cos }^2(2\mathrm{\πft}+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{nm}})\\ -2C\left(f^{\′}\right)W_m^n\left(f\right)\cos (2\mathrm{\πft}+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{nm}})\underset{f}{\mathrm{\Σ}}\{A\left(f\right)\sin \left(2\mathrm{\πft}\right)+B\left(f\right)\cos \left(2\mathrm{\πft}\right)\}\\ +\mathrm{terms\; independent\; of\; C}\end{array}\right]$

$=C\left(f^{\′}\right)W_m^n\left(f\right)\frac{1}{T}{\∫}_0^T\mathrm{dt}{\cos }^2(2\mathrm{\πft}+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{nm}})$

$-\frac{1}{T}{\∫}_0^T\mathrm{dt}\cos (2\mathrm{\πft}+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{nm}})\underset{f}{\mathrm{\Σ}}\{A\left(f\right)\sin \left(2\mathrm{\πft}\right)+B\left(f\right)\cos \left(2\mathrm{\πft}\right)\}$

$=\frac{1}{2}C\left(f\right)W_m^n\left(f\right)-\frac{1}{T}{\∫}_0^T\mathrm{dt}\cos (2\mathrm{\πft}+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{nm}})\underset{f}{\mathrm{\Σ}}\{A\left(f\right)\sin \left(2\mathrm{\πft}\right)+B\left(f\right)\cos \left(2\mathrm{\πft}\right)\}$

所以

$C\left(f\right)=\frac{2}{T}\underset{0}{\overset{T}{\∫}}\mathrm{dt}{\tilde{W}}_m^n\left(f\right)\cos (2\mathrm{\πft}+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{nm}})\underset{f}{\mathrm{\Σ}}\{A\left(f\right)\sin \left(2\mathrm{\πft}\right)+B\left(f\right)\cos \left(2\mathrm{\πft}\right)\}$

与方程式(2)的同相分量相同的结果。相反地，为了用最小二乘法拟合来提取异相接收器频谱，要确定：

$\min \frac{1}{T}{\∫}_0^T\mathrm{dt}{[E\left(f\right)W_m^n\left(f\right)\sin (2\mathrm{\πft}+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{nm}})-\underset{f}{\mathrm{\Σ}}A\left(f\right)\sin \left(2\mathrm{\πft}\right)-\underset{f}{\mathrm{\Σ}}B\left(f\right)\cos \left(2\mathrm{\πft}\right)]}^2$

给出与方程式(2)的异相分量相同的结果：

$E\left(f\right)=\frac{2}{T}\underset{0}{\overset{T}{\∫}}\mathrm{dt}{\tilde{W}}_m^n\left(f\right)\sin (2\mathrm{\πft}+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{nm}})\underset{f}{\mathrm{\Σ}}\{A\left(f\right)\sin \left(2\mathrm{\πft}\right)+B\left(f\right)\cos \left(2\mathrm{\πft}\right)\}$

本领域普通技术人员将会理解，经由数据拟合的频谱分解可以被当作一种将数据变换到频域的方法。实际上，频谱分解典型地用计算机实现，即借助于计算机来执行。

【0054】可以观察到方程式(2)可以理解成在积分中使用理论发射器信号的傅立叶展开(即表达式(1))的(非零)项的倒数(反商)来提取对应于该频率的接收器数据。替代使用在该方面的理论信号，在本发明的某些实施例中，实际发射的波形被测量，并且所测波形的逆用于方程式(2)中。实际发射的信号可以稍稍不同于理论信号，这是因为比如信号发生器的限制和发射器天线中的短路等因素。该方法的结果对展开系数W和相位因子φ值略有不同数值。实际发射信号的测量可以用接收器例如探测接收器中的一个接收器来执行。然而，接收器应该位于靠近发射器的地方以便所测响应不会由经过周围媒介的发射而改变。

【0055】为了可用作同时发生的CSEM波形集，全部波形集在数学上必需彼此正交并且与其求积分或异相形式正交。也就是说，从N个正交波形集中间提取的任意两个不同波形集i和k，对所有j和l波形分量以下表达式必须成立：

$\underset{0}{\overset{T}{\∫}}\text{dt}\underset{f}{\mathrm{\Σ}}{\tilde{W}}_j^i\left(f\right)\cos (2\mathrm{\πft}+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{ij}})W_l^k\left(f\right)\cos (2\mathrm{\πft}+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{kl}})=0---\left(3\right)$

以及：

$\underset{0}{\overset{T}{\∫}}\text{dt}\underset{f}{\mathrm{\Σ}}{\tilde{W}}_j^i\left(f\right)\sin (2\mathrm{\πft}+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{ij}})W_l^k\left(f\right)\cos (2\mathrm{\πft}+{\mathrm{\φ}}_{\mathrm{kl}})=0---\left(4\right)$

其中，1≤i，k≤N，并且i≠k。方程式(3)来自波形集的简单数学正交性而方程式(4)源于确保同相和异相地球响应可以从数据中提取。从这些方程式中，显然波形集可以是正交的，这是因为这些W没有共同频率或者是因为φ值被选择以使对时间的积分为零。

【0056】图12A-B和图13A-B示出了由方波形和三峰波形创建的正交波形集的另两个示例。图12A示出了三峰波形的4个周期，而图12B示出了方波的两个周期。三峰波周期为4秒而方波周期为8秒。因为这两个波形的频谱不重叠所以它们正交。三峰波形谱为1/4Hz，2/4Hz，7/4Hz，10/4Hz等。方波谱为1/8Hz，3/8Hz，5/8Hz等。当数据以8秒间隔被分割时，所得到的地球响应可以由傅立叶分析进行数据分离。

【0057】图13A和13B示出了另两个复杂波形集，其中单独波被相位编码以实现正交性。尽管基波相同(4秒三峰)，但是该波形集在8秒的周期上正交并且可以以8秒面元通过谱分解进行分离。

【0058】本发明是关于分离在多个同步电磁源响应中所测量的数据。在同时配置一个以上发射器中必需克服的实际困难不在本发明的范围内，但是这些问题中的一些问题还要简单说明如下：

·复杂发射器波形(例如三峰和四峰波形)具有包含许多谐波(1/T的倍数)的丰富谐波结构。例如，图6中所示的三峰波形具有40次谐波(频率＝40/T)，其幅度约为1/T，2/T和4/T的谐波幅度的1/15。由于电磁信号随其在地表传输时衰减并且较高频率因趋肤效应会迅速衰减，因此可能很难识别与较高次谐波相关联的信号。为了创建近似正交波形集并作为优选实施例，其理论或所测幅度小于某截止值或阈值(例如，波形峰值振幅/幅度的0.05倍)的频率可以忽略不计。

·实际的发射器存在缺陷并且它们的谱不同于图5、图6和图7中描绘的数学理想化情形。例如，实际的发射器不会如图7描绘的那样瞬间转换载波循环。这会导致波形的频谱内容偏离数学理想形式。再则，为了对波形集施加近似正交性，尽可能优选地使用测量的谱以及忽略其幅度小于0.05(或一些其它截止值)倍的峰值幅度的频率。

·在发射器移动的情况下，波形集内的波形实际上对应于不同的发射器位置。当数据经更长的时间间隔被面元划分时，这种移动因而降低了数据的空间分辨率。在非常长的波形集的极端情况下，数据可能在过大的空间面积上进行平均而没有价值。出于这些原因，天线速度优选保持在小于大约2海里/小时(大约1m/s)，并且波形集优选地被限制在比如96秒或更少持续时间内。这些限制仍然足够宽松从而允许使用本发明(即多个发射器发送多个波形集)来探测在1/32和1/2秒之间的常用频率。

·与经海水移动多个CSEM发射器时，相关的装置和海底基础设施存在独特的风险(“危险”)。发射器是否部署在一个或多个船只上从而使缠结风险最小，优选地保证任意两个发射器之间的物理间距等于至少最长电极的长度。对于典型的300米发射器天线，最长电极可以长达320米，该长度作为相应最小物理间隔。在一些配置中，比如垂直分离的天线，最小间距可以更小。

·每个发射器天线将作为接收器并因此提取由其它天线产生的信号。这个效果对位置依赖很大，原因是主要的信号路径可能是经过水下、经过陆地、或者在浅水中、经过大气等等。由信号强度随频率变化和发射器硬件的不确定能力导致保持这种信号的波形稳定显得更为复杂。涉及提取时，优选将两个天线之间的间距限制为大于每个最长电极沿着由其它天线确定的线路的最大投影。一般地，这个限制并不比上一段的风险标准更严格，并且只有当天线平行时才接近危险标准。

·本发明适合于与发射器天线一起使用，发射器天线的位置由无论移动还是静止的任何方式控制。这包括使用防水雷器、重舵(barovane)、绞盘、电缆、起重机和滑轮来控制多个震源和接收器。例如参看Sheriff，Robert，E.，Encyclopedic Dictionary of Applied Geophysics，Society of Exploration Geophysicists，4th edition(2002)；以及Langeland等人的美国专利第4,798,156号(1989)等。

【0059】从前面评述可以看出本发明对波形相互正交的要求将被解释为意思是基本正交，这是因为完全正交在实际中不可能被实现，也因为并不需要本发明在任何情况下都起到令人满意的作用。本发明可由CSEM数据获取或处理领域中任何普通技术人员容易实现。用以同步与多个接收器和发射器相关联的时钟所需的这些方法不同于用以获得和处理来自单个发射器的数据的那些方法。此外，在这些方法中一名普通技术人员将会认识到本发明适用于以下方面：

●在多个水面船只上部署发射器天线，包括这些情况：其中一个或多个船只或者天线在发射期间是静止；一个或多个船只或天线在发射期间是运动的；

●由任何方式(包括转换和校正)创建的发射器波形；

●为了使用多于两个发射器(如图11显示的)的三个或三个以上正交波形；

●电或磁发射器天线的任何组合；以及

●结合其它CSEM获取和处理技术。

【0060】为了说明本发明，前述应用针对本发明的具体实施例。然而，对于本领域一名普通技术人员应明白，对此处描述的实施例的许多修改和变化是可能的。例如，虽然前面的描述使用了本发明应用于海洋环境的示例，但这不是对本发明的限制。本领域普通技术人员容易理解本发明与在陆地上执行的电磁探测具有同等的应用能力。所有这些修改和变化预期都在如附加权利要求中所定义的本发明范围内。

Claims (19)

1.一种用两个或两个以上电磁发射器来执行地下区域的受控源电磁探测以便在接收器端的组合响应可以根据发射器被分离的方法，该方法包括：

(a)选择或构造N个互相正交的波形，为N个发射器的每一个发射器选择或构造一个波形，其中N＝2或大于2；

(b)激励每个发射器以便重复发射其波形，所有发射器同时发射；

(c)记录在一个或多个接收器端对多个同时发射的组合电磁响应；以及

(d)发送所记录的组合响应数据进行处理以便通过在预定的时间间隔上面元划分数据然后将所述数据逐个面元地变换到频域来分离所述数据，所述面元时间间隔由所述波形周期确定。

2.根据权利要求1所述的方法，其中波形相互正交是基于以下之一或两者的组合：

(i)利用可忽略的预定准则，选择在其频谱中没有不可忽略的相关幅度的公共频率的若干波形；

(ii)若干波形是通过重复所选波形单元构造的，其中对所选单元施加一个或多个预定相移，所述相移经选择使得当组合数据在所选时间间隔上被面元划分且随后逐个面元地变换到频域时，来自每个发射器的数据可以经由所述相移来分离，所述所选面元时间间隔是所述波形单元持续时间的所选整数(至少是2)倍。

3.根据权利要求1所述的方法，其中所述数据由傅立叶变换变换到所述频域。

4.根据权利要求1所述的方法，其中所述数据由数据拟合技术变换到频域。

5.根据权利要求4所述的方法，其中所述数据拟合技术是用最小二乘法。

6.根据权利要求1所述的方法，其中N个波形是相同周期波形但它们具有N个不同频率，全部N个周期(频率的倒数)具有共同的整数倍数。

7.根据权利要求6所述的方法，其中所述相同周期波形是正弦波。

8.根据权利要求6所述的方法，其中所述相同周期波形是方波。

9.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：将接收器放置在每个发射器附近并且测量和记录所述发射器的实际信号，以及发送与组合响应数据一起的所记录的实际信号，以便分离的响应可以使用所测的实际信号从所述组合响应中提取。

10.一种用两个或两个以上电磁发射器来执行地下区域的受控源电磁探测以便在接收器端的组合响应可以根据发射器被分离的方法，该方法包括：

(a)选择或构造N个互相正交的波形，为所述N个发射器的每一个发射器选择或构造一个波形，其中N＝2或大于2；

(b)激励每个发射器以便重复发射其波形，所有发射器同时发射；

(c)记录在一个或多个接收器端对多个同时发射的组合电磁响应；以及

(d)通过在预定的时间间隔上面元划分数据然后将所述数据逐个面元地变换到频域来分离所述数据，所述面元时间间隔由所述波形周期确定。

11.根据权利要求10所述的方法，其中波形相互正交是基于以下之一或两者的组合：

(i)利用可忽略的预定准则，选择在其频谱中没有不可忽略的相关幅度的公共频率的若干波形；

(ii)若干波形是通过重复所选波形单元构造的，其中对所选单元施加一个或多个预定相移，所述相移经选择使得当组合数据在所选时间间隔上被面元划分且随后逐个面元地变换到频域时，来自每个发射器的数据可以经由所述相移来分离，所述所选面元时间间隔是所述波形单元持续时间的所选整数(至少是2)倍。

12.根据权利要求10所述的方法，其中所述数据由傅立叶变换变换到所述频域。

13.根据权利要求10所述的方法，其中所述数据由数据拟合技术变换到所述频域。

14.根据权利要求13所述的方法，其中所述数据拟合技术是用最小二乘法。

15.根据权利要求10所述的方法，其中N个波形是相同周期波形但它们具有N个不同频率，全部N个周期(频率的倒数)具有共同的整数倍数。

16.根据权利要求15所述的方法，其中所述相同周期波形是正弦波。

17.根据权利要求15所述的方法，其中所述相同周期波形是方波。

18.根据权利要求10所述的方法，进一步包括：将接收器放置在每个发射器附近并且测量和记录所述发射器的实际信号，以及发送与所述组合响应数据一起的所记录的实际信号，以便分离的响应可以使用所测的实际信号从所述组合响应中提取。

19.一种用于从地下区域生成烃的方法，其包括步骤：

(a)执行所述地下区域的受控源电磁探测，其中使用两个或多个电磁发射器以便接收器端的组合响应可以根据发射器被分离，这借助于一种方法，该方法包括：

(i)选择或构造N个互相正交的波形，为所述N个发射器的每一个发射器选择或构造一个波形，其中N＝2或大于2；

(ii)激励每个发射器以便重复发射其波形，所有发射器同时发射；

(iii)记录在一个或多个接收器端对多个同时发射的组合电磁响应；以及

(iv)发送所记录的组合响应数据进行处理以便通过在预定的时间间隔上面元划分所述数据然后将所述数据逐个面元地变换到频域来分离所述数据，所述面元时间间隔由所述波形周期确定；和

(b)为所述探测获得被处理的数据，并且使用所述被处理的探测数据来识别在所述地下区域中的至少一个油藏；以及

(c)钻井并且从被识别的油藏中生成烃。

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