CN101248610A - 采用差分空时块码编码数据的方法和发送装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种利用差分空时块码(DSTBC)对数据进行编码的方法，其中由瞬时信息矩阵(S_k)与前一代码矩阵(C_k－1)递归地计算代码矩阵(C_k)来作为具有待传输的符号(c_1，k，c_2，k)的DSTBC块，该信息矩阵(S_k)由至少两个要传输的信息符号(s_1，k，s_2，k)形成，而且执行振幅调制。特征在于，该振幅调制的信息被编码到每单个DSTBC块内的至少两个信息符号(s_1，k，s_2，k)的振幅差中。

Description

采用差分空时块码编码数据的方法和发送装置

技术领域

本发明涉及一种按照权利要求1的前序部分采用差分空时块码(DSTBC，Differential Space-Time Block Code)对数据进行编码的方法，涉及一种对这样编码和传送的数据进行解码的方法，以及一种用于执行这种方法的发送装置和接收装置。

背景技术

两个发射天线的DSTBC机制描述在V.Tarokh和H.Jafarkhani“Adifferential detection scheme for transmit diversity”，IEEEJournal on Selected Areas in Communications，vol.18，pp.1169-1174，Juli 2000中。DSTBC基于STBC(Space-Time BlockCode，空时块码)，后者描述在S.Alamouti“A simple transmitdiversity technique for wireless communications”，IEEE Journalon Selected Areas of Communications，Special Issue On SignalProcessing for Wireless Communications，vol.16，no.8，pp.1451-1458，1998中。DSTBC的另一种描述在C.Gao，A.Haimovich，D.Lao“Bit Error Probability for Space-Time Block Code withCoherent and Differential Detection”，IEEE Vehicle TechnologyConference(VTC’02 Fall)，September 2002，Vancouver，Canada中。DSTBC的概略描述在H.Jafarkhani和V.Tarokh“Multiple transmitantenna differential detection from generalized orthogonaldesigns”，IEEE Transactions on Information Theory，vol.47，pp.2626-2631，September 2001中。

与在STBC中类似，DSTBC的一个码字或一个代码占据传输载体的两个时隙。每单个代码在此过程中携带两个信息符号。对于DSTBC技术不需要信道信息，无论是接收器一方还是发送器一方都不需要，这使得该技术尤其是对很难获得可靠的信道信息的情况非常有吸引力。在DSTBC技术中根据公式(1)递归地计算差分编码的代码序列C_k：

C_k＝S_k·C_k-1.                              (1)

每下一个代码矩阵C_k都通过将瞬时信息矩阵S_k乘以前一代码矩阵C_k-1来计算。由此信息矩阵S_k类似于差分相位调制机制地被差分编码。信息矩阵S_k是基于两个信息符号s_1，k和s_2，k产生的，这两个信息符号是根据以下的信息矩阵结构传输的：

$S_k=\left(\begin{array}{cc}{s}_{1,k}& s_{2,k}\\ *& *\\ -s_{2,k}& s_{1,k}\end{array}\right)---\left(2\right)$

如果信息符号s_1，k和s_2，k是从纯PSK构造图(PSK：Phase ShiftKeying，移相键控)中获得的，则根据下面的公式对绝对值进行标准化：

$\left|s_{1,k}\right|=\left|s_{2,k}\right|=\frac{1}{\sqrt{2}}.---\left(3\right)$

在这种情况下从公式(2)中推导出：

$S_k\·S_k^{*}=I_2.---\left(4\right)$

在此成立的是，对于调制机制来说随着级数越来越高与QAM(Quadratur-Amplituden-Modulation，正交振幅调制)相比PSK的恶化也逐渐加大，对于具有6Bit/s/Hz带宽效率的调制机制来说近似达到10dB。

在H.Rohling和V.Engles“Differential amplitude phase shiftkeying，(DAPSK)-a new modulation method for DVBT”，International Broadcasting Convention，pp.102-108，1995中描述了差分的单天线传输技术和DPSK调制(DPSK：Differenzielle PhaseShift Keying，差分的移相键控)的效率位于更高的水平。DAPSK调制机制与纯PSK技术相比明显效率更高。这种分析促使DSTBC的类似于差分调制机制的设计，该设计同时采用振幅键控和移相键控(APSK)。将APSK组合到DSTBC中的建议描述在x.-G.Xia“Differentiallyen/decoded orthogonal space-time block codes with APSK signals”IEEE Communications Letters，vol.6，pp.150-152，April 2002，G.Bauch“A Bandwidth-efficient Scheme for Non-coherent TransmitDiversity”Proc.of IEEE Globecom Conference，San Francisco，CA，USA，December 1-5，2003和G.Bauch“Differential Amplitude andUnitary Space-Time Modulation”Proc.of 5th International ITGConference on Source and Channel Coding，Erlangen，Januar14-16，2004中。在此普遍的原则基于在整个由代码矩阵C_k组成的待传输序列上执行差分振幅调制。该技术通过以下公式解析地描述：

$C_k\·C_k^{*}=a_k\·I_2,---\left(5\right)$

这导致所传输的代码块具有不同的振幅。真正的信息通过两个相邻的代码矩阵C_k和C_k-1编码到振幅比例a_k/a_k-1中。在这种情况下振幅的解调和相位比特的解调分开进行。

由此假定针对两个发射天线的DSTBC是各种MIMO传输技术(MIMO：Multiple Input Multiple Output，多输入多输出)之一。类似于根据STBC的相干空时块码，DSTBC基于复杂的正交设计。但是DSTBC不需要任何信道信息。在原始的DSTBC中只采用带宽效率非常有限的纯PSK调制。在扩展的框架下也对两个连续的DSTBC块之间的振幅差进行编码。一个这样的DSTBC块中的两个信息符号在此过程中始终具有相同的振幅。但是传输信号的包络(英语：Envelope)不是恒定不变的。

由Hwang，C.-S.的文章“Differential Space Time Block CodesUsing Nonconstant Modulus Constellations”IEEE Transactions onSignal Processing，Vol.51，No.11，November 2003，s.2955-2964同样公知借助差分空时块码对信息进行编码。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，改善利用差分空时块码对数据进行编码的方法，改善对这样编码和传输的数据进行解码的方法，以及改善用于执行这种方法的发送装置和接收装置。尤其是与传统的PSK调制的DSTBC相比，在计算复杂性降低的同时在相同的连接质量下减小功率消耗，并且在同时进行振幅和相位调制的情况下提高DSTBC的带宽效率。

该技术问题通过根据独立权利要求的特征的利用差分空时块码对数据进行编码的方法，对这样编码和传输的数据进行解码的方法，以及发送装置和接收装置来解决。优选实施方式是从属权利要求的内容。

优选地，提出一种利用差分空时块码对数据进行编码的方法，其中由瞬时信息矩阵与前一代码矩阵递归地计算代码矩阵来作为具有要通过无线接口传输的符号的DSTBC块，该信息矩阵基于至少两个要传输的信息符号，而且执行振幅调制，其中该振幅调制的信息被编码到每单个DSTBC块内的信息符号的振幅差中。

在此优选的是这样一种方法，其中相位调制和振幅调制组合起来应用。

优选的是这样一种方法，其中所述信息符号的符号绝对值之和根据下面的等式标准化：

|s_1，k|²+|s_2，k|²＝1.

优选的是这样一种方法，其中两个信息符号就它们的信息符号振幅来说是不同的，但是采用恒定的发送能量。

优选的是这样一种方法，其中所述代码矩阵通过将瞬时信息矩阵乘以前一代码矩阵来计算。

优选的是这样一种方法，其中所述信息符号的振幅变化，在此过程中振幅的平方和保持不变，这使得DSTBC处理可以没有变化地执行。优选的是这样一种方法，其中恒定的传输信号包络另外与其它用于将振幅调制的信息编码到DSTBC块的振幅信息中的编码方法组合起来。

优选的是这样一种方法，其中2·L个信息位映射为两个信息符号，在第一步骤中借助第一PSK调制将第一L个信息位映射为第一调制符号，在第二步骤中借助第二PSK调制将随后的L-1个信息位映射为第二调制符号，其中如果最后一个信息位的值为1，则在随后的步骤中将第一调制符号分配给第一信息符号，将第二调制符号分配给第二信息符号，否则在该随后的步骤中将第一调制符号分配给第二信息符号，将第二调制符号分配给第一信息符号。

优选的是这样一种方法，其中第一PSK调制对应于具有第一振幅的第一PSK构造图，第二PSK调制对应于具有第二振幅的第二PSK构造图，其中这两个振幅彼此不相等(A₁＞A₂)而且振幅平方的和等于1 $(A_1^2+A_2^2=1).$

优选的是这样一种方法，其中第一振幅A1与第二振幅A2的振幅比例通过考虑所使用的接收天线的数量借助振幅因子a来根据下式确定：

$A_1=\frac{\sqrt{1+a}}{\sqrt{2}},$ $A_2=\frac{\sqrt{1-a}}{\sqrt{2}}.$

优选地还有一种用于对接收的、利用上述方法编码的DSTBC块进行解码的方法，其中首先对接收的两个信息符号的最后一个信息位进行解调，然后对接收的信息符号采用最大似然PSK解调以再现出原始的信息位。优选的是这样一种方法，其中在对最后一个信息位进行解调之后将接收的信息符号的振幅或绝对值进行比较。优选的是这样一种方法，其中在对最后一个信息位进行解调之后取决于该最后一位的振幅比例而决定，是借助第一PSK解调对所接收的第一信息符号进行解调，借助第二PSK解调对所接收的第二信息符号进行解调，还是与此相反借助第二PSK解调对所接收的第一信息符号进行解调，借助第一PSK解调对所接收的第二信息符号进行解调。

优选地提出一种利用差分空时块码通过无线接口传输数据的发送装置，该发送装置具有调制装置，用于执行上述方法以从待传输的符号中提供代码矩阵作为DSTBC块。优选地还提出一种用于通过无线接口接收数据的接收装置，其中该数据是根据上述方法用差分空时块码(DSTBC)提供的，以及提出一种用于接收经过调制的数据和执行上述解调方法的接收装置。

由此描述了针对DSTBC的调制机制，其中将PSK和振幅调制组合起来。除了使用PSK之外，还按照单个DSTBC块内的两个信息符号之间的振幅差的形式对信息编码。在信息符号的振幅变化时，振幅的和保持不变，这使得可以不变地执行DSTBC处理。

所提出的调制机制基于以下事实：两个信息符号的振幅条件相同对DSTBC运算是足够的但并非是必要的。在优选的调制机制中，将信息编码到每单个DSTBC块内的两个信息符号的振幅差中。通过该调制机制，与传统的PSK调制的DSTBC相比，在保持连接质量相同的情况下降低了所需要的传输功率。该调制机制的计算复杂性很低，并大致相当于传统的具有PSK的DSTBC的计算复杂性。因此总体上提高了效率。此外，恒定的传输信号包络与用于将信息编码到DSTBC块的振幅信息中的公知提议组合起来。

该方法尤其是可以在OFDM传输技术(OFDM：Orthogonal FrequencyDivision Modulation，正交频分调制)领域内为载体调制消息。在这种系统中可以为每个子载体并行地执行差分传输。在后一种情况下载体也理解为多载体系统的单个子载体。

附图说明

下面借助附图详细描述实施例。

图1示出具有用于对数据编码的步骤的流程图，

图2示出具有两个发射天线和一个接收天线的DSTBC的传输布置，

图3示出具有两个发射天线和多个接收天线的布置，

图4示出用于3Bit/s/Hz带宽效率的2L-APSK调制机制，

图5示出位的映射图，

图6示出2L-APSK与16PSK之间的误码率和信噪比的比较。

具体实施方式

所述编码基于由DSTBC机制公开的基础，DSTBC机制基于纯移相键控。该基本原理的解释在此从具有两个发射天线和一个接收天线的示例布置开始，如图2所示。

为了理解描述用于两个发射天线和一个接收天线的DSTBC，其中待传输的编码数据或已接收的数据的示意布置在图2中示出。待传输的DSTBC的代码通过代码矩阵C根据公式(6)给出。在此第一行和第二行相当于在第一和第二时隙T₁、T₂中的待传输的复数基带符号，列相当于相应发送装置的两个发射天线。为了启动传输首先发送参考代码矩阵C₀，该参考代码矩阵不携带实际信息。相应地下式成立：

$C_0=\begin{array}{c}\left(\begin{array}{cc}{c}_{\mathrm{1,0}}& c_{\mathrm{2,0}}\\ {-c}_{\mathrm{2,0}}^{*}& c_{\mathrm{1,0}}^{*}\end{array}\right)\end{array}---\left(6\right)$

其中c_1，0和c_2，0是经过编码的复数符号。不损害一般性地可以假定，每单个时隙T₁、T₂的传输功率可以标准化为1，从而对于经过编码的符号公式(7)成立：

|c_1，0|²+|c_1，0|²＝1.                               (7)

每个代码矩阵C可以象首先传输的代码矩阵C₀那样根据公式(6)和(7)构造。在这种情况下是酉矩阵，因为乘积C₀·C₀ ^*是根据公式(8)的单位矩阵：

$C_0\·C_0^{*}=({\left|c_{\mathrm{1,0}}\right|}^2+{\left|c_{\mathrm{1,0}}\right|}^2)\·I_2=I_2.---\left(8\right)$

由代码矩阵C_k组成的差分编码序列根据公式(9)递归地计算：

C_k＝S_k·C_k-1.                                   (9)

每下一个代码矩阵C_k通过将瞬时信息矩阵S_k乘以前一代码矩阵C_k-1来计算。由此类似于差分的相位调制机制对信息矩阵S_k进行差分地编码。信息矩阵S_k基于两个信息符号S_1，k和S_2，k，这些信息符号根据信息矩阵S_k的信息矩阵结构传输，其中：

$S_k=\left(\begin{array}{cc}{s}_{1,k}& s_{2,k}\\ {-s}_{2,k}^{*}& s_{1,k}^{*}\end{array}\right).---\left(10\right)$

如果信息符号s_1，k和s_2，k是从纯FSK构造图中获得的，则根据本身公知、但是按照优选实施例并非必要的条件(11)对该信息符号的绝对值进行标准化：

$\left|s_{1,k}\right|=\left|s_{2,k}\right|=\frac{1}{\sqrt{2}}---\left(11\right)$

在这种情况下从(10)中推导出：

$S_k\·S_k^{*}=I_2---\left(12\right)$

这表示：代码矩阵C_k的单一特性(unitre Eigenschaft)在递归编码过程中根据公式(13)获得：

$C_k\·C_k^{*}=S_k\·C_{k-1}\·C_{k-1}^{*}\·S_k^{*}=I_2.---\left(13\right)$

由于按照公式(13)代码矩阵C_k具有单一特性，因此传输功率保持不变，由此推断信息矩阵S_k可以通过公式(14)获得：

$C_k{C}_{k-1}^{*}=S_k\·C_{k-1}{C}_{k-1}^{*}=S_k.---\left(14\right)$

下面，接收装置中的信号处理借助一个只有一个接收天线的简单实施例来解释。接收信号r_1，k和r_2，k可以表示为复数向量r，该向量基于所传送的代码矩阵C_k的已接收信号，其中第一接收信号分量r_1，k表示在单个代码块C_k的第一时隙T₁中接收的信号，第二接收信号分量r_2，k表示在单个代码块C_k的第二时隙T₂中接收的信号。公式(15)成立：

$\left(\begin{array}{c}{r}_{1,k}\\ r_{2,k}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{c}_{1,k}& c_{2,k}\\ {-c}_{2,k}^{*}& c_{1,k}^{*}\end{array}\right)\·\left(\begin{array}{c}{h}_{1,k}\\ h_{2,k}\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}{n}_{1,k}\\ n_{2,k}\end{array}\right),---\left(15\right)$

其中，h_1，k和h_2，k表示第一和第二发射天线的信道传输函数因子，n表示附加噪声。按照等价方式也可以通过公式(16)表示：

$\left(\begin{array}{cc}{r}_{1,k}& {-r}_{2,k}^{*}\\ r_{2,k}& r_{1,k}^{*}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{c}_{1,k}& c_{2,k}\\ {-c}_{2,k}^{*}& c_{1,k}^{*}\end{array}\right)\·\left(\begin{array}{cc}{h}_{1,k}& {-h}_{2,k}^{*}\\ h_{2,k}& h_{1,k}^{*}\end{array}\right)+\left(\begin{array}{cc}{n}_{1,k}& {-n}_{2,k}^{*}\\ n_{2,k}& n_{1,k}^{*}\end{array}\right)---\left(16\right)$

或者用矩阵形式表示为：

R_k＝C_kH_k+N_k，                                      (17)

其中，

$R_k=\left(\begin{array}{cc}{r}_{1,k}& -r_{2,k}^{*}\\ r_{2,k}& r_{1,k}^{*}\end{array}\right),$ $C_k=\left(\begin{array}{cc}{c}_{1,k}& c_{2,k}\\ {-c}_{2,k}^{*}& c_{1,k}^{*}\end{array}\right),$ $H_k=\left(\begin{array}{cc}{h}_{1,k}& -h_{2,k}^{*}\\ h_{2,k}& h_{1,k}^{*}\end{array}\right),$ $N_k=\left(\begin{array}{cc}{n}_{1,k}& {-n}_{2,k}^{*}\\ n_{2,k}& n_{1,k}^{*}\end{array}\right)$

(18)

接收信号矩阵R_k通过接收器测量，而代码矩阵C_k、无线信道传输矩阵H_k以及接收器的噪声N_k完全未知。解码方法通过将接收信号矩阵R_k乘以前面接收的接收信号矩阵R_k-1的厄密共厄来执行。下式成立：

其中G_k表示解调矩阵。假定两个连续的代码块C_k-1和C_k之间的信道条件不会明显变化，即H_k≈H_k-1，则由此推导出：

$H_k{H}_{k-1}^{*}=({\left|h_{1,k}\right|}^2+{\left|h_{1,k}\right|}^2)\·I_2.---\left(20\right)$

因此解调矩阵G_k直接根据下式包含信息矩阵S_k的两个符号：

G_k＝(|h_1，k|²+|h_2，k|²)S_k+噪声.              (21)

优选地，要注意到解调矩阵 $G_k=R_k\·R_{k-1}^{*}$ 具有与信息矩阵S_k和代码矩阵C_k相同的结构。相应地下式成立：

$G_k=\left(\begin{array}{cc}{g}_{1,k}& g_{2,k}\\ {-g}_{2,k}^{*}& g_{1,k}^{*}\end{array}\right).---\left(22\right)$

不考虑噪声，解调矩阵G_k与信息矩阵S_k成正比。实数的比例因子(|h_1，k|²+|h_2，k|²)在接收器一方在接收装置中是未知的，从而对于接收装置来说在技术上基本上不需要估计绝对的传输功率。但是可以获得信息矩阵S_k或其系数的相对相位和相对振幅。

从(21)推断，信息矩阵S_k的信息符号s₁、s₂直接从解调矩阵G_k中估计，然后借助最大似然解调技术根据下式估计：

${\hat{s}}_{1,k}=\frac{g_{1,k}}{\sqrt{{\left|g_{1,k}\right|}^2+{\left|g_{2,k}\right|}^2}}---\left(23\right)$

和

${\hat{s}}_{2,k}=\frac{g_{2,k}}{\sqrt{{\left|g_{1,k}\right|}^2+{\left|g_{2,k}\right|}^2}}.---\left(24\right)$

对于具有多个接收天线的接收装置来说可以采用类似的解码方法。在这种情况下对每个接收天线i可以计算接收信号矩阵R_i，k·R_i，k-1 ^*的矩阵乘积。借助经过修改的调制矩阵采用下式对信息符号s_1，k和s_2，k进行解码：

$G_k=\underset{i=1}{\overset{M_R}{\mathrm{\Σ}}}{R}_{i,k}\·R_{i,k-1}^{*},---\left(25\right)$

其中M_R等于接收天线的数量。从(21)和(25)中推导出，用于多个接收天线的解码方法可以描述为最大比例组合技术(MRC，MaximumRation Combining Technique)。

根据优选实施方式，基于上述编码和解码方法进行修改。在此重要的是注意到，如果下式成立：

$S_k\·S_k^{*}=I_2---\left(26\right)$

则根据所获得的知识所有DSTBC机制都可以采用，根据公式(12)这是差分编码的必要条件。在此，对于优选的APSK调制来说假定如果信息符号s_1，k和s_2，k具有彼此错开的振幅， $S_k\·S_k^{*}=I_2$ 也成立。从该等式中只需要两个符号绝对值的和根据下式标准化：

|s_1，k|²+|s_2，k|²＝1.    (27)

为了满足公式(27)的条件，两个信息符号s_1，k和s_2，k的振幅相同这一条件，如公式(10)所要求的，是足够但不是必要的。因此与(3)和(11)相比，公式(27)需要更少的要求，这为该编码方法提供了额外的自由度。信息符号s_1，k和s_2，k的符号振幅因此可以用于其它振幅调制技术。

相应地，根据特别优选的针对DSTBC应用的调制技术，提议采用恒定的发送能量，但是两个信息符号s_1，k和s_2，k就其信息符号振幅来说是不同的。

例如，下面考察两个PSK构造图，一个是具有第一振幅A₁的M₁-PSK构造图，该构造图称为外环，另一个是具有第二振幅A₂的M₂-PSK构造图，该构造图称为内环，如图3所示。两个振幅在此满足不等式A₁＞A₂的条件以及另一个标准化条件：

$A_1^2+A_2^2=1---\left(28\right)$

在此示出针对3Bit/s/Hz带宽效率的2L-APSK调制。两个构造图M₁和M₂的调制水平不必相等，因为外环和内环描述具有不同的误码率-效率图的不相关的构造图。例如考察通过一个DSTBC块携带的信息位的数量是2L的情况。优选在这种情况下外环的每个符号携带L个信息位，内环的每个符号携带L-1个信息位。由此例如下式成立：

M₁＝2^L和M₂＝2^L-1.    (29)

这意味着，在所考察的外环的构造图中的调制符号数量与内环的构造图相比加倍了。长度为2L的信息位块的最后一位只通过符号振幅调制。调制机制由此可以称为2L-APSK。

下面借助4个步骤S1-S4描述用于编码的方法。2L个信息位在此映射为两个信息符号，如在图1和图4中示出的。

在第一步骤S1中，借助灰度编码技术将第一L个信息位基于M₁-PSK调制映射为具有第一振幅A₁的外振幅环的第一调制符号m1。在第二步骤S2中重新借助灰度编码映射随后的L-1个信息位，而且基于M₂-PSK调制映射为具有第二振幅A₂的内振幅环的第二调制符号m2。

如果最后一个信息位的值为1，则在第三步骤S3中将第一调制符号m1分配给第一信息符号s_1，k，将第二调制符号m2分配给第二信息符号s_2，k。否则，如果最后一个信息位的值为0，则在步骤S4中交换信息符号s_1，k和s_2，k，从而将第二调制符号m2分配给第一信息符号s_1，k，将第一调制符号m1分配给第二信息符号s_2，k。

对于L＝3的示例情况，要考虑的两个PSK构造图8-PSK和4-PSK分别具有M₁＝8，M₂＝4。所产生的带宽效率是3Bit/s/Hz。一般来说这样的DSTBC的2L-APSK机制具有与包括M-PSK和对每个信息符号M＝2^L调制的经典DSTBC相同的带宽效率．

非相干的解调技术优选地按照与在本身公知的DSTBC调制中相同的方式进行。基于按照(23)和(24)的、由DSTBC解码器接收的信息符号估计，可以在两个步骤中执行非相干的解调。在第一解调步骤中首先通过比较按照(22)和(23)的和

的绝对值对最后一个信息位解调。在该判断之后对

和

采用最大似然PSK解调，以再现L个和L-1个信息位。

如果例如 ${\left|{\hat{s}}_{1,k}\right|}^2>{\left|{\hat{s}}_{2,k}\right|}^2$ 成立，则判断最后一个信息位的值是1，并借助M₁-PSK解调器来解调

，借助M₂-PSK构造图来解调

所描述的解调器是次优的，但是在技术上值得注意的是它很简单，与完全的最大似然解调相比实际上也没有降低效率。

按照第一检查，优选的2L-APSK调制相对于16-PSK在相同的带宽效率情况下增加了2dB的信噪比，这优于公知解决方案的结果。优选调制机制的另一个优点是，避免所传输的总功率发生任何振幅波动，该总功率对所有时隙保持恒定。有利的是，这使得可以将优选的2L-APSK调制机制与公知的实施方式组合起来，以例如执行整个DSTBC块的附加振幅变化，并尤其是针对高的带宽效率进一步提高效率。

另一个优化通过合适地选择第一振幅A₁相对于第二振幅A₂的振幅比来实现，其中考虑所采用的接收天线的数量也是有利的。

为了找到有利的、特别是最佳的振幅比例A₁/A₂，考虑

$A_1^2+A_2^2=1---\left(30\right)$

为了满足该条件，根据下式添加振幅因子a：

$A_1=\frac{\sqrt{1+a}}{\sqrt{2}},$ $A_2=\frac{\sqrt{1-a}}{\sqrt{2}}.---\left(31\right)$

合适的振幅因子a可以简单地尤其是通过仿真来获得。在考察通过振幅因子a针对不同的信噪比映射的误码率时，可以认识到对应于最低误码率的最佳振幅因子a是鲁棒的，而且不是很依赖于不同的信噪比值。下面的表格给出对不同的L这样确定的振幅因子a以及对应的第一和第二振幅A₁、A₂。

L	A	A1	A2
				3	0.66	0.911	0.412
4	0.53	0.875	0.485
				5	0.47	0.857	0.515
6	0.44	0.849	0.529

L	A	A1	A2
				3	0.64	0.906	0.424
4	0.51	0.869	0.495
				5	0.49	0.863	0.505
6	0.49	0.863	0.505

在此，第一个表格给出在一个接收天线的情况下的相应值，第二个表格给出在借助3个接收天线接收的情况下的相应值。

Claims (15)

1.一种利用差分空时块码(DSTBC)对数据进行编码的方法，其中

由瞬时信息矩阵(S_k)与前一代码矩阵(C_k-1)递归地计算代码矩阵(C_k)来作为具有待传输的符号(c_1，k， c_2，k)的DSTBC块，

该信息矩阵(S_k)由至少两个要传输的信息符号(s_1，k，s_2，k)形成，而且

执行振幅调制，

其特征在于，

该振幅调制的信息被编码到该DSTBC块内的至少两个信息符号(s_1，k，s_2，k)的振幅差中。

2.根据权利要求1所述的方法，其中相位调制和振幅调制组合地执行。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其中所述至少两个信息符号(s_1，k，s_2，k)的符号绝对值之和根据下面的等式标准化：

|s_1，k|²+|s_2，k|²＝1.

4.根据上述权利要求之一所述的方法，其中所述至少两个信息符号(s_1，k，s_2，k)就它们的信息符号振幅来说是不同的，但是发送能量保持恒定。

5.根据上述权利要求之一所述的方法，其中所述代码矩阵(C_k)通过将瞬时信息矩阵(S_k)乘以前一代码矩阵(C_k-1)来计算。

6.根据上述权利要求之一所述的方法，其中所述信息符号(s_1，k，s_2，k)的振幅变化，而在此过程中振幅的平方和保持不变。

7.根据上述权利要求之一所述的方法，其中恒定的传输信号包络另外与其它用于将振幅调制的信息编码到DSTBC块的振幅信息中的编码方法组合起来。

8.根据上述权利要求之一所述的方法，其中将2·L个信息位映射为两个信息符号，其中

在第一步骤(S1)中借助第一PSK调制将第一L个信息位映射为第一调制符号，

在第二步骤(S2)中借助第二PSK调制将随后的L-1个信息位映射为第二调制符号，其中

如果最后一个信息位的值为1，则在随后的步骤(S3)中将第一调制符号分配给所述至少两个信息符号中的第一信息符号(s_1，k)，将第二调制符号分配给所述至少两个信息符号中的第二信息符号(s_2，k)，

否则在随后的步骤(S4)中将第一调制符号分配给所述至少两个信息符号中的第二信息符号(s_2，k)，将第二调制符号分配给所述至少两个信息符号中的第一信息符号(s_1，k)。

9.根据权利要求8所述的方法，其中第一PSK调制对应于具有第一振幅(A₁)的第一PSK构造图，第二PSK调制对应于具有第二振幅(A₂)的第二PSK构造图，其中这两个振幅彼此不相等(A₁＞A₂)而且振幅平方的和等于1 $(A_1^2+A_2^2=1).$

10.根据权利要求9所述的方法，其中第一振幅(A₁)与第二振幅(A₂)的振幅比例通过考虑所使用的接收天线的数量，借助振幅因子a来根据下式确定：

$A_1=\frac{\sqrt{1+a}}{\sqrt{2}},$ $A_2=\frac{\sqrt{1-a}}{\sqrt{2}}.$

11.一种用于对接收的、利用根据权利要求8、9或10所述方法编码的DSTBC块进行解码的方法，其中

首先对接收的两个信息符号

的最后信息位进行解调，

然后对接收的信息符号

采用最大似然PSK解调以再现出原始的信息位.

12.根据权利要求11所述的方法，其中在对最后的信息位进行了解调之后将接收的信息符号的绝对值进行比较。

13.根据权利要求11或12所述的方法，其中在对最后的信息位进行了解调之后取决于该最后信息位的振幅比例而决定，

是借助第一PSK解调对所接收的第一信息符号进行解调，借助第二PSK解调对所接收的第二信息符号进行解调，

还是与此相反借助第二PSK解调对所接收的第一信息符号

进行解调，借助第一PSK解调对所接收的第二信息符号

进行解调。

14.一种利用差分空时块码(DSTBC)传输数据的发送装置，该发送装置具有调制装置，用于执行根据权利要求1所述方法以从待传输的符号(c_1，k，c_2，k)中提供代码矩阵(C_k)作为DSTBC块。

15.一种用于通过无线接口接收数据的接收装置，其中该数据在发送端是根据权利要求1所述方法用差分空时块码(DSTBC)提供的，而且该接收装置实施为执行权利要求11所述的解调方法。

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