CN101223820A

CN101223820A - 信号处理装置

Info

Publication number: CN101223820A
Application number: CNA2006800256399A
Authority: CN
Inventors: 宫阪修二; 高木良明; 则松武志; 川村明久; 小野耕司郎
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2005-07-15
Filing date: 2006-07-10
Publication date: 2008-07-16
Anticipated expiration: 2026-07-10
Also published as: CN101223820B; EP1906705B1; JP4921365B2; US8284961B2; EP1906705A1; WO2007010771A1; JPWO2007010771A1; EP1906705A4; US20090122182A1

Abstract

信号处理装置(1)包括：生成部(32)，利用缩混了两个信号而获得的第一信号生成第二信号；混合系数决定部(40)，根据表示两个信号之间的强度比的值L和表示相位差的值θ，来决定用于混合第一信号和第二信号的混合比率；以及混合部(50)，根据由混合系数决定部(40)决定的混合比率，来混合第一信号和第二信号。生成部(32)具有：第一滤波器(302)，利用第一信号中的低频带的信号生成所述第二信号中的低频带的信号；以及第二滤波单元(加工部307)，利用第一信号中的高频带的信号生成第二信号中的高频带的信号，第一滤波器(302)是一种滤波单元，针对复数的信号，通过延迟部(301)和全通滤波器将输入信号无相关化，并且附加混响成分，加工部(307)是与第一滤波器(302)不同的滤波单元。

Description

信号处理装置

技术领域

本发明涉及一种信号处理装置，用于对缩混了多个信号而获得的信号和对一种信息进行编码的编码信号进行解码，该信息是用于将该缩混了多个信号而获得的信号分离为原来的信号的信息，尤其涉及一种技术，即，通过对信号之间的相位差、强度比进行编码，从而以较少的信息量来对表示临场感的多声道信号进行编码的编码信号进行解码。

背景技术

近几年，称为Spatial Codec(空间编解码)的技术被开发。其目的在于，以非常少的信息量对表示临场感的多声道信号进行压缩及编码。例如，在作为数字电视的声音方式已经被广泛使用的多声道编码即AAC(Advanced Audio Coding：先进音频编码)方式，5.1声道要有512kbps、384kbps的比特率，然而，Spatial Codec以用128kbps、64kbps甚至于48kbps那样非常少的比特率来对多声道信号进行压缩及编码为目标。

为了实现该目的，采用了例如在以MPEG(Moving Picture ExpertsGroup：运动图像专家组)音频方式被标准化的Parametric Coding forHigh Quality Audio(非专利文献1)中所公开的技术。该文献中描述，通过对声道之间的相位差、强度比进行编码从而以较少的信息量来对表示临场感的信号进行压缩编码的编码信号进行解码的过程。

图1是示出在非专利文献1中所公开的以往的信号处理装置的处理过程的图。

首先，输入信号S是缩混了原来两声道的信号而获得的单声道信号。输入信号S被输入到称为去相关性(De-correlation)的处理模块，从而获得输出信号D。

对于去相关性的处理过程，在非专利文献1的8.6.4.5.2节的Calculate decorrelated signal中进行了详细说明，因此省略详细说明，不过，去相关性大致包括两个处理。

第一个处理是延迟处理。根据该处理，将输入信号延迟预定的时间。其次，所延迟的信号被进行称为All Pass Filter(全通滤波)的第二个处理。通过该处理，在将输入信号无相关化的同时，向输入信号附加混响成分(reverberation)。

然后，如此生成的信号D和输入信号S被进行称为混合(Mixing)的处理。对于该处理也在非专利文献1的8.6.4.6.2节的Mixing中进行了详细说明，因此省略详细说明，不过，两个信号S和D乘以系数h11、h12、h21、h22后被相加，从而获得输出的Lch信号、Rch信号。在附图中示出其公式。

在此，根据原来的两声道的信号(作为被输入的单声道信号的来源的信号)之间的强度比L、相位差θ来决定系数h11、h12、h21、h22的值，不过，根据以MPEG标准正在准备制定的方式，则以如下公式来求出系数h11、h12、h21、h22的值。

θ＝arccos(r)

在此，r表示原来的两声道的信号之间的相关性。

在δ＝arctan((1-L)/(1+L)*tan(θ/2))的情况下，

h11＝L/(1+L*L)^0.5*cos(δ+θ/2)、

h21＝L/(1+L*L)^0.5*sin(δ+θ/2)、

h12＝1/(1+L*L)^0.5*cos(δ-θ/2)、

h22＝1/(1+L*L)^0.5*sin(δ-θ/2)。

上述公式是改进了非专利文献1中记载的求出Mixing系数的方法，即是根据以MPEG标准正在准备制定的Spatial Codec来求出Mixing系数的方法。

通过进行如上处理，根据由去相关性的延迟处理和混响成分的附加的效果，在利用单声道化后的信号生成两声道的信号时，可以实现空间上的扩展感而获得较佳的立体声信号。

(非专利文献1)ISO/IEC 14496-3：2001/FDAM 2：2004(E)

然而，在上述方法中存在如下问题。

即，在被输入的信号的时间上的变动剧烈的情况下(例如，在敲打金属打击乐器的瞬间等情况下)，因去相关性的处理内的延迟和混响成分的附加的效果而去相关性后的信号会失去其尖锐性。进一步，该去相关性后的信号，通过下个阶段的Mixing的处理，与被输入的信号S相加，结果是输出信号会失去输入信号具有的尖锐性。

并且，同样，在被输入的信号的频率成分偏在特定的频带的情况下(例如，像在连续存在一个种类的乐器的音色那样的情况下)，本来应当生成定位非常稳定的声像，但是，因去相关性的处理内的延迟和混响成分的附加的效果而去相关性后的信号的、定位稳定的声像会变模糊。进一步，该去相关性后的信号，通过下个阶段的Mixing的处理，与被输入的信号S相加，结果是输出信号的声像会变模糊。

并且，去相关性的处理，由于包括抽头数多的滤波器，以便附加混响成分，因此运算量非常大。

并且，如上所述，利用强度比、相位差的信息来求出系数h11、h12、h21、h22的处理是，将像arccos()、arctan()、tan()、sin()、cos()那样的多个三角函数复杂地关联起来的处理，因此对该处理需要的运算量也非常大。

发明内容

本发明，鉴于上述以往的问题，第一个目的在于提供一种信号处理装置，在利用单声道化后的信号生成两声道的信号时，可以实现空间上的扩展感而获得较佳的立体声信号，并且，可以实现声音的时间上的变动的尖锐性、声像的稳定的定位。

并且，本发明的第二个目的在于减少去相关性的处理的运算量。

并且，本发明的第三个目的在于减少求出系数h11、h12、h21、h22的处理的运算量。

为了实现上述第一个目的，本发明涉及的信号处理装置的特点是，包括：生成单元，利用缩混了两个信号而获得的第一信号生成第二信号；混合系数决定单元，根据表示所述两个信号之间的强度比的值L和表示相位差的值θ，来决定用于混合所述第一信号和所述第二信号的混合比率；以及混合单元，根据由所述混合系数决定单元决定的混合比率，来混合所述第一信号和所述第二信号，并且，所述生成单元，具有：第一滤波单元，利用所述第一信号中的低频带的信号生成所述第二信号中的低频带的信号；以及第二滤波单元，利用所述第一信号中的高频带的信号生成所述第二信号中的高频带的信号，所述第一滤波单元是一种滤波单元，针对复数的信号，通过延迟单元和全通滤波器将输入信号无相关化，并且附加混响成分，所述第二滤波单元是与所述第一滤波单元不同的滤波单元。

据此，可以将对第二滤波单元需要的处理量少于对第一滤波处理单元需要的处理量，并且可以将由第二滤波单元获得的扩展感少于由第一滤波处理单元获得的扩展感。因此，在利用单声道化后的信号生成两声道的信号时，可以实现声音的时间上的变动的尖锐性、声像的稳定的定位，并且，可以在低频带实现空间上的扩展感而获得较佳的立体声信号。

并且，为了实现上述第二个目的，本发明涉及的信号处理装置的特点可以是，所述第二滤波单元是针对实数的信号的全通滤波器。

据此，在利用单声道化后的信号生成两声道的信号时，由于可以在实现空间上的扩展感而获得较佳的立体声信号的同时，简化高频带的信号处理，因此可以实现声音的时间上的变动的尖锐性、声像的稳定的定位，也可以减少运算量。

并且，为了实现上述第二个目的，本发明涉及的信号处理装置的特点可以是，所述第二滤波单元是正交旋转滤波器，将相位旋转90度或-90度。

据此，在利用单声道化后的信号生成两声道的信号时，可以在实现空间上的扩展感而获得较佳的立体声信号的同时，可以实现声音的时间上的变动的尖锐性、声像的稳定的定位，也可以减少运算量。

并且，为了实现上述第三个目的，本发明涉及的信号处理装置的特点可以是，所述混合系数决定单元，用于求出四个混合系数的值h11、h12、h21、h22，并且，在由相邻的两边形成的角度为所述θ、长度比为所述L的平行四边形中、所述θ被该平行四边形的对角线分割而获得的角度为A以及B、按照所述强度比L决定的值为d1以及d2的情况下，所述混合系数决定单元：以d1*cos(A)来求出所述h11的值，以d2*cos(B)来求出所述h12的值，以d1*sin(A)或d2*sin(B)来求出所述h21的值，以-h21来求出所述h22的值。

据此，在求出四个混合系数时，实际上求出三个混合系数即可。

并且，为了实现上述第三个目的，本发明涉及的信号处理装置的特点可以是，在表示所述θ的量化值为qθ、表示所述L的量化值为qL时，所述混合系数决定单元，接受所述量化值qθ和所述量化值qL，将接受到的qθ和qL分别转换为表示cosθ的值r、和L，并且，所述h11、h12、h21、h22，在h11＝d1*(L+r)/((1+L²+2*L*r)^0.5)、h12＝d2*(1+L*r)/((1+L²+2*L*r)^0.5)、h21＝d1*(1-r²)^0.5/((1+L²+2*L*r)^0.5)、h22＝-h21的情况下被求出。

据此，在求出混合系数时，不需要三角函数的处理。

并且，为了实现上述第三个目的，本发明涉及的信号处理装置的特点可以是，在表示所述θ的量化值为qθ、表示所述L的量化值为qL时，所述混合系数决定单元，具有以所述qθ和所述qL为地址的表，使用该表来求出所述h11、h12、h21，以h22＝-h21来求出所述h22。

据此，在求出四个混合系数时，参照表即可，并且，只具有三个表即可。

并且，为了实现上述第三个目的，本发明涉及的信号处理装置的特点可以是，所述混合系数决定单元，用于求出四个混合系数的值h11、h12、h21、h22，并且，在以复数来表现所述第一信号时的实数部分为r1、虚数部分为i1，且以复数来表现所述第二信号时的实数部分为r2、虚数部分为i2的情况下，所述混合单元：以h11*r1+h21*r2为第一个输出信号的实数部分，以h11*i1+h21*i2为第一个输出信号的虚数部分，以h12*r1+h22*r2为第二个输出信号的实数部分，以h12*i1+h22*i2为第二个输出信号的虚数部分。

据此，由混合单元可以进行针对复数的信号的处理。

并且，为了实现上述第三个目的，本发明涉及的信号处理装置的特点可以是，所述混合系数决定单元，用于求出四个混合系数的值h11、h12、h21、h22，并且，在以实数来表现所述第一信号时的值为r1、以实数来表现所述第二信号时的值为r2的情况下，所述混合单元：以h11*r1+h21*r2为第一个输出信号，以h12*r1+h22*r2为第二个输出信号。

据此，由混合单元可以进行针对实数的信号的处理。

而且，本发明不仅可以实现为这些信号处理装置，也可以实现为将这些信号处理装置具有的特征性单元作为步骤的信号处理方法，或可以实现为使计算机执行这些步骤的程序。而且，当然，这些程序可以通过CD-ROM等存储介质或互联网等传输介质来分发。而且，本发明也可以实现为将这些信号处理装置具有的特征性单元一体化的LSI(Large Scale Integration：大规模集成电路)。

根据上述说明可见，根据本发明涉及的信号处理装置，在利用单声道化后的信号生成两声道的信号时，可以实现声音的时间上的变动的尖锐性、声像的稳定的定位，并且，可以在低频带实现空间上的扩展感而获得较佳的立体声信号。

当然，通过多阶段连接本发明的处理，即，利用单声道化后的信号生成两声道的信号的处理，从而可以利用单声道化后的信号良好地生成多声道信号(例如5.1声道)。同样，可以利用两声道化后的信号良好地生成多声道信号(例如5.1声道)

因此，根据本发明，由于最近向移动电话、移动信息终端的音乐内容的分发、视听越来越普及，因此本发明的实用性价值非常高。

附图说明

图1是以往的技术的基本结构图。

图2是在本实施例1中的信号处理装置的结构图。

图3是信号处理装置1对应的Spatial Codec的说明图。

图4是使用平行四边形的、强度比信息和相位差信息的说明图。

图5是在图2中所示的表41的结构的示例图。

图6是示出生成部的其它结构的例子的方框图。

图7是在接收表示音响上的特征量的编码数据的结构的实施例中的信号处理装置的其它结构图。

图8是在本实施例2中的信号处理装置的结构图。

符号说明

1、2、3信号处理装置

10解码部

20特征量检测部

21特征量接收部

30、31、32生成部

40混合系数决定部

41、42、43表

50混合部

301延迟部

302第一滤波器

303第二滤波器

304合成部

305第二延迟部

306第三滤波器

307加工部

具体实施方式

下面，参照附图说明本发明的实施例1的信号处理装置。

(实施例1)

图2是示出本实施例1的信号处理装置的结构的功能方框图。

而且，在该图中还示出解码部10。

信号处理装置1是对比特流进行解码的装置，该比特流包括：第一编码信号，是对缩混了两个音频信号而获得的信号进行编码的信号；第二编码信号，是对按照两个音频信号之间的强度比L决定的值进行编码的强度比信息；以及第三编码信号，是对按照两个音频信号之间的相位差θ决定的值进行编码的相位差信息，如图2所示，信号处理装置1包括特征量检测部20、生成部30、混合系数决定部40以及混合部50。

生成部30具有延迟部301、第一滤波器302、第二滤波器303以及合成部304。混合系数决定部40具有三个表41、42、43，用于利用强度比信息和相位差信息来求出各个混合系数h11、h12、h21。

解码部10，对第一编码信号进行解码而生成第一信号。生成部30，利用第一信号生成第二信号。混合系数决定部40，利用第二编码信号和第三编码信号来决定混合系数。混合部50，根据由混合系数决定部40决定的混合比率来混合第一信号和第二信号。延迟部301，将第一信号延迟N(N＞0)单位时间。第一滤波器302，加工延迟部301的输出信号。第二滤波器303，加工延迟部301的输出信号。特征量检测部20，检测第一信号的音响上的特征量。合成部304，按照音响上的特征量，利用第一滤波器302的输出信号和第二滤波器303的输出信号合成第二信号。

下面，将说明如上构成的信号处理装置的工作，不过，在该说明之前，以L，R的两声道为例子，对本发明的信号处理装置1对应的Spatial Codec加以说明。

在编码过程中，如图3(a)所示，Spatial Audio Encoder(空间上音频编码器)，通过复数运算，利用L，R的两声道的音乐信号来求出缩混信号S、强度比c以及相位差θ。进一步，缩混信号S，通过MPEG方式AAC标准的编码装置被编码。并且，强度比c被编码为第二编码信号。相位差θ被转换为例如r(r＝cos(θ))，该r被编码为第三编码信号。

在解码过程中，如图3(b)所示，生成部30，以少于以往的运算量来生成正交于与缩混信号S的、并且带有混响感的信号即去相关性信号D。

混合部50，根据由混合系数决定部40决定的混合系数，来混合缩混信号S和去相关性信号D，从而以少于以往的运算量生成L，R的两声道。

更详细而言，首先，解码部10，对第一编码信号进行解码，而生成第一信号。在此，第一编码信号是对缩混了两个音频信号而获得的单声道信号进行编码的信号，是例如通过MPEG方式AAC标准的编码器被编码的信号。在此，该解码部10到如下处理为止进行处理，即，将PCM信号转换为由多个频带而成的频率信号的处理，该PCM信号是对如上所述的AAC标准的编码信号进行解码而获得的信号。在下面说明，对这些多个频带的信号中的、特定的一个频带的信号进行的处理。

生成部30，通过如下处理利用第一信号生成第二信号。即，首先，生成部30的延迟部301，将第一信号延迟N(N＞0)单位时间。其次，第一滤波器302，对延迟部301的输出信号实施滤波处理。例如作为该处理，实施次数为P次的All Pass Filter。All Pass Filter具有，在使被输入的信号无相关化的同时、附加混响成分的效果。对于All Pass Filter的处理，可以是以往所知的任何方法，例如在所述非专利文献1的8.6.4.5.2节中所述的All Pass Filter。

另一方面，第二滤波器303，对延迟部301的输出信号实施次数少于P次的All Pass Filter的处理。

并且，也可以是，第二滤波器303，取代延迟部301、All Pass Filter而进行将相位转换90度的处理。将相位转换90度的处理，由于在完全不带因All Pass Filter的处理而产生的混响成分的情况下可以使被输入的信号无相关化，因此在需要排除混响成分的情况下其处理非常有效。

如此生成的由第一滤波器302的输出信号和由第二滤波器303的输出信号，在合成部304被处理，而生成第二信号。如下进行该过程。即，特征量检测部20，检测第一信号的音响上的特征量，按照该特征量，决定由第一滤波器302的输出信号和由第二滤波器303的输出信号的混合比率。

例如，音响上的特征量是在第一信号的变动剧烈的情况下变大的特征量，合成部304，在音响上的特征量小的情况下，可以只输出第一滤波器302的输出信号，或可以混合并输出较多的第一滤波器302的输出信号和较少的第二滤波器303的输出信号。反而，在音响上的特征量大的情况下，可以只输出第二滤波器303的输出信号，或可以混合并输出较少的第一滤波器302的输出信号和较多的第二滤波器303的输出信号。

在此，也可以是，音响上的特征量是一种特征量，即，在特定的频带集中较强的能量的情况下第一信号变大。或者，也可以是，这些特征量的组合。

在此，重要的是，音响上的特征量表示声音的时间上的变动的尖锐性、声像的稳定的定位感。这是因为，由于第一滤波器302是次数为P次的All Pass Filter，也是向声音附加混响感的滤波器，因此在不需要这些混响感的情况下，即，在需要声音的时间上的变动的尖锐性、声像的稳定的定位感的情况下，需要通过使All Pass Filter的次数变少来减少混响感。

而且，下面说明由生成部30如上生成的第二信号和第一信号在混合部50被混合时的工作。

首先，混合系数决定部40，利用第二编码信号和第三编码信号来决定混合系数。第二编码信号是对按照原来的两个音频信号之间的强度比L决定的值进行编码的信号，第三编码信号是对按照原来的两个音频信号之间的相位差θ决定的值进行编码的信息。如下进行，利用这些强度比信息和相位差信息来求出混合系数h11、h12、h21、h22的方法。

即，在由相邻的两边形成的角度为θ、长度比为L的平行四边形中、该θ被该平行四边形的对角线分割而获得的角度为A以及B、按照强度比决定的值为d1以及d2的情况下，h11＝d1*cos(A)、h21＝d1*sin(A)、h12＝d2*cos(-B)以及h22＝d2*sin(-B)。在上述说明中，d1、d2的值是，d1＝L/((1+2*L*cos(θ)+L*L)^0.5)、d2＝1/((1+2*L*cos(θ)+L*L)^0.5)。据此，按照原来的两个信号的相位差和强度比，可以将缩混并单声道化了的信号在数学上准确地分离为原来的两个信号。在图4中示出其理由。在由相邻的两边形成的角度为θ、长度比为L的平行四边形XYZW中，被对角线分割而获得的角度YXZ为A、角度WXZ为B。对角线的长度XZ，在数学上被求出为((1+2*L*cos(θ)+L*L)^0.5。根据该性质，上述d1和d2是，d1＝L/((1+2*L*cos(θ)+L*L)^0.5)、d2＝1/((1+2*L*cos(θ)+L*L)^0.5)。

在上述说明中，d1、d2的值是，

d1＝L/((1+2*L*cos(θ)+L*L)^0.5)、

d2＝1/((1+2*L*cos(θ)+L*L)^0.5)，但是，

也存在d1＝L/((1+L*L)^0.5)、

d2＝1/((1+L*L)^0.5)的情况。

该情况是，在缩混原来的两个信号时按照相位差θ校正缩混信号的大小的情况。

例如，在原来的两个信号的相位差θ为90度的情况下，则不校正缩混信号的大小，而在原来的两个信号的相位差θ小于90度的情况下，则校正缩混信号的大小，以将其变小。

这是因为，与输入信号的相位差为90度的情况下相比，在输入信号的相位差小于90度的情况下，即使输入信号的大小的绝对值相同缩混信号的大小也会相对地变大。

相反，在原来的两个信号的相位差θ大于90度的情况下，则校正缩混信号的大小，以将其变大。这是因为，与输入信号的相位差为90度的情况下相比，在输入信号的相位差大于90度的情况下，即使输入信号的大小的绝对值相同缩混信号的大小也会相对地变小。

即，在按照cos(θ)的值校正缩混信号的大小的情况下，上述d1、d2的值，

不是d1＝L/((1+2*L*cos(θ)+L*L)^0.5)、

d2＝1/((1+2*L*cos(θ)+L*L)^0.5)，

而是d1＝L/((1+L*L)^0.5)、

d2＝1/((1+L*L)^0.5)。

另一方面，根据平行四边形的数学性质，cos(A)、sin(A)、cos(B)，sin(B)被求出为

cos(A)＝(L+cosθ)/((1+L²+2Lcosθ)^0.5)

sin(A)＝sinθ/((1+L²+2*L*cosθ)^0.5)

cos(B)＝(1+L cosθ)/((1+L²+2Lcosθ)^0.5)

sin(B)＝(L*sinθ)/((1+L²+2*L*cosθ)^0.5)。

而且，在此，在本实施例中，第三编码信号是对按照原来的两个音频信号之间的相位差θ决定的值进行编码的信号，但是，在很多情况下，第三编码信号表示原来的两个音频信号之间的相关性r。

例如，在非专利文献1中也与上述相同，并且，在正在进行MPEG标准化中的Spatial Codec中也与上述相同。即，可以认为相关性r是cos(θ)。

这是因为，在两个信号的相关性r为例如1的情况下，即在相位差θ为0的情况下，cos(θ)为1，相关性r表示cos(θ)。并且，在两个信号的相关性r为例如0的情况下，即在相位差θ为90度的情况下，cos(θ)为0，相关性r表示cos(θ)。并且，进一步，在两个信号的相关性r为例如-1的情况下，即在相位差θ为180度的情况下，cos(θ)为-1，相关性r表示cos(θ)。

根此可见，可以认为相关性r是cos(θ)。因此，根据上述公式可以算出，

cos(A)＝(L+r)/((1+L²+2*L*r)^0.5)

cos(B)＝(1+L*r)/((1+L²+2*L*r)^0.5)

sin(A)＝(1-r²)^0.5/((1+L²+2*L*r)^0.5)

sin(B)＝(L*(1-r²)^0.5)/((1+L²+2*L*r)^0.5)。

据此，由于在所有上述公式的右边不存在三角函数，因此计算变得非常容易。

要求出的h11、h21、h12、h22是

h11＝d1*cos(A)、

h21＝d1*sin(A)、

h12＝d2*cos(-B)、

h22＝d2*sin(-B)，

根据所述d1、d2的关系可见，由于h22＝-h21，因此只通过将h21的值的符号反转可以求出h22的值。

并且，由于上述d1、d2、cos(A)、sin(A)、cos(B)、sin(B)的全部根据L和r被求出，因此h11、h21、h12、h22也根据L和r被求出，据此，通过在以L和r为变址的表中存储预先计算了的d1*cos(A)、d1*sin(A)、d2*cos(-B)、d2*sin(-B)的值，从而可以求出h11、h21、h12、h22。

在本实施例中，当然由于L和r分别作为第二编码信号、第三编码信号被编码或被量化，因此以该编码值或量化值本身为变址来参照表即可。

当然，此时不需要关于h22的表。这是因为，若利用h22＝-h21的关系，则可以简单地求出h22。因此，在图2(或实施例2的图8)中混合系数决定部40只具备三个表。

例如，如图5所示，可以构成以qθ、qL为地址来求出混合系数h11(h12，h21)的表41(42，43)。

在上述说明中不需要求出h22的计算、表，但是，当然也可以，通过使用计算、表来求出h22，从而不需要关于h21的计算、表。

于是，使用如此生成的混合系数h11、h21、h12、h22，由混合部50混合第一信号和第二信号。如下进行该方法。

即，在以复数表示第一信号时的实数部分是r1、虚数部分是i1，且以复数表示第二信号时的实数部分是r2、虚数部分是i2的情况下，以h11*r1+h21*r2为第一个输出信号的实数部分，以h11*i1+h21*i2为第一个输出信号的虚数部分，以h12*r1+h22*r2为第二个输出信号的实数部分，以h12*i1+h22*i2为第二个输出信号的虚数部分。

也可以是，第二信号是去相关性后的信号，但是，由于去相关性的处理运算量大，因此不进行以复数的处理而进行以实数的处理，从而减少运算量。在该情况下，以h11*r1+h21*r2为第一个输出信号，以h12*r1+h22*r2为第二个输出信号即可。

如上所述，根据本实施例，在以两种混合比率(以h11和h21的组合进行混合的情况和以h12和h22的组合进行混合的情况的两种)来混合第一信号和利用第一信号生成的第二信号，从而生成两个信号的信号处理装置中，具有：生成单元，利用第一信号生成第二信号；混合系数决定单元，决定混合比率；以及混合单元，根据由混合系数决定单元决定的混合比率来混合第一信号和第二信号，并且，生成单元，包括：延迟单元，将第一信号延迟N(N＞0)单位时间；复数的All PassFilter，加工延迟单元的输出信号；以及第二滤波单元，不是复数的AllPass Filter，并且，使由第二滤波单元生成的信号的声音的扩展感、混响感少于由延迟单元和复数的All Pass Filter生成的信号的声音的扩展感、混响感，在第一信号是剧烈变动的信号的情况下，或在特定的频带集中较强的能量的情况下，通过向第二信号混合较多的加工单元的输出信号，从而在利用单声道化后的信号生成两声道的信号时，可以实现空间上的扩展感而获得较佳的立体声信号，并且，可以实现声音的时间上的变动的尖锐性、声像的稳定的定位。

并且，通过使第二滤波单元进行将输入的相位旋转90度或-90度的处理，从而可以使混响成分非常小，也可以以非常少的运算量来生成与输入无相关的信号。

并且，通过将第二滤波单元作为针对实数的All Pass Filter，从而可以在向需要混响感的声源附加混响感的同时，减少运算量。

并且，通过使混合系数h11、h21、h12、h22，

在h11＝d1*(L+r)/((1+L²+2*L*r)^0.5)、

h12＝d2*(1+L*r)/((1+L²+2*L*r)^0.5)、

h21＝d1*(1-r²)^0.5/((1+L²+2*L*r)^0.5)、

h22＝-h21的情况下被求出，从而完全不需要使用复杂的三角函数的处理，因此可以使运算量、存储量非常少。

并且，对于h11、h21、h12、h22，都只利用相位差信息、强度比信息被求出，并且，作为量化后的编码信号被提供，因此通过在将该量化值(整数值)本身作为变址的表中存储预先计算了的h11、h21、h12、h22的值，则可以容易地求出这些值。当然，由于可以作为-h21来求出h22，因此不需要关于h22的表。

而且，在需要声音的时间上的变动的尖锐性、声像的稳定的定位感的情况下，通过减少All Pass Filter的次数来减少混响感，以此观点来看，可以取代生成部30而构成图6所示的生成部31。在此，生成部31的结构部分中，在与生成部30的结构相对应的部分附上相同符号，省略此详细说明。

该生成部31，包括：延迟部301、第一滤波器302以及合成部304，还包括：延迟部305以及第三滤波器306。

在此，在图2所示的生成部30中，将由解码部10输出的第一信号S在延迟部301以及第二滤波器303加工。对此，在图6所示的生成部31中，将由解码部10输出的第一信号S在延迟部305以及第三滤波器306加工。

第二延迟部305，将第一信号延迟n(N＞n≥0)单位时间。

第三滤波器306，将输入信号的相位旋转90度或-90度。

延迟部301、第一滤波器302具有提供声音的空间上的扩展感、混响感的效果，但是，在不需要这些效果的情况下，即，在需要声音的时间上的变动的尖锐性、声像的稳定的定位感的情况下，需要使延迟量变少，或使混响量变少。

在这些情况下，使用延迟量小于延迟部301的第二延迟部305，还使用混响感少的第三滤波器。也可以是，第二延迟部305的延迟量为0。即，第二延迟部305也可以不存在。第三滤波器306，将输入信号的相位旋转90度或-90度，据此，可以以非常少的运算量来生成与输入信号无相关的、且不带来延迟的信号，因此作为生成与输入信号无相关的、且尖锐的信号的单元方便性高。

在此，非常重要的是，所生成的信号与输入信号(第一信号)无相关。这是因为，若信号的相关性高，则在由后段的混合部50的处理与第一信号被混合时，会变为仅仅是单声道的声音(没有立体感的声音)。

如此获得的由滤波器302的输出信号和由第三滤波器306的输出信号，在合成部304中按照音响上的特征量被合成，该方法可以与所述方法相同。

据此，在不需要混响感、声音的扩展感的情况下，可以生成尖锐的、且定位稳定的声音。

而且，在本实施例中，由特征量检测部20检测音响上的特征量，但是，这不是必需的，也可以是，预先对音响上的特征量进行编码的数据被接收。

图7示出该情况下的结构图。图2和图7的不同之处，只是以此包括特征量接收部21取代特征量检测部20。特征量接收部21，作为第四编码信号接收对输入信号的音响上的特征量进行编码的数据。例如，在特定的频带集中较强的能量的情况下，第四编码信号为真，而在与此不同的情况下，第四编码信号为假。生成部30，在第四编码信号为真的情况下，生成混响成分少的信号(即，对延迟量少的信号、或没有延迟的信号由滤波抽头长度短的滤波器处理的信号，或将相位旋转90度后的信号)，而在与此不同的情况下，生成混响成分多的信号(即，对延迟量多的信号由滤波抽头长度长的滤波器处理的信号)。据此，由于可以实施试图在编码装置侧实施的处理，因此可以生成高音质的信号。在该情况下，当然，合成部304可以只具有作为选择器的功能。

(实施例2)

下面，参照附图说明本发明的实施例2中的信号处理装置3。

在此，实施例2与实施例1大不同之处为；在实施例1中，按照逐次输入的信号，逐次应用第二信号的生成方法，对此，在实施例2中，低频带的信号对声音的混响感、扩展感的影响大，而高频带的信号对声音的混响感、扩展感的影响不大，考虑这些情况，以减少运算量的观点来按照低频带和高频带变更生成单元。

图8是本发明的实施例2的信号处理装置的结构图。而且，在与信号处理装置1、2的结构相对应的部分附上相同符号，省略此详细说明。

本信号处理装置3是一种信号处理装置，对比特流进行解码，该比特流包括：对缩混了两个音频信号而获得的信号进行编码的第一编码信号；对按照两个音频信号之间的强度比L决定的值进行编码的第二编码信号；对按照两个音频信号之间的相位差θ决定的值进行编码的第三编码信号，并且，如图8所示，该信号处理装置3包括：生成部32，利用第一信号生成第二信号；混合系数决定部40；以及混合部50。

在此，第一信号是由多个频带而成的频率信号，如图8所示，生成部32，通过对各个频带的信号独立地进行处理，而生成第二信号，例如，也可以如下构成，对低频带(例如，0～2或3kHz)的信号，通过延迟部301和第一滤波器302对信号进行处理，对高频带(例如，2或3～20kHz)的信号，只通过由滤波器等构成的加工部307对信号进行处理。

并且，也可以是，对低频带的信号的延迟量是与高于该频带的信号相比相等或大的值。并且，也可以是，对低频带的信号的第一滤波器302的滤波器次数是与高于该频带(加工部307)的信号相比相等或大的值。并且，也可以是，由高于规定的频带的滤波单元(加工部307)进行将输入信号旋转90度或-90度的处理。并且，也可以是，对低频带的信号的第一滤波器302，通过延迟部301和复数的All Pass Filter单元对信号进行处理，对高频带的信号的滤波单元(加工部307)，通过延迟单元和实数的All Pass Filter单元对信号进行处理。

下面，说明如上构成的信号处理装置3的工作。

首先，解码部10，对第一编码信号进行解码，而生成第一信号。在此，第一编码信号是，对缩混了两个音频信号而获得的单声道信号进行编码的信号，例如是，由MPEG方式AAC标准的编码器进行编码的信号。在此，该解码部10进行下列处理，即，到将对这些AAC标准的编码信号进行解码后而获得的PCM信号转换为由多个频带而成的频率信号为止的处理。

在生成部32中，通过如下处理，利用第一信号生成第二信号。

即，对于构成第一信号的多个频带中的低频带(例如，0～2或3kHz)，将信号延迟预先所设定的值N单位时间，对如此所延迟的信号实施次数为P次的复数的All Pass Filter的处理。在此，对于All PassFilter的处理，可以是以往所知的任何方法，例如，可以是在所述非专利文献1的8.6.4.5.2节中所述的All Pass Filter。

并且，对于高于上述频带的频带(例如，2或3～20kHz)的信号，将信号延迟与N相等、或小于N的值n(N≥n≥0)的时间单位，对如此所延迟的信号实施次数与P相等、或小于P的值p(P≥p≥0)次的All PassFilter的加工处理。或者，也可以是，不是All Pass Filter的处理，而是将输入信号旋转90度或-90度的加工处理。或者，也可以是，实数的All Pass Filter的处理。

即，信号的频带越低，由越多的延迟和越多的滤波抽头数的复数滤波器来提供越多的声音的扩展感、混响感；信号的频带越高，由越少的延迟和越少的滤波抽头数的复数滤波器或实数滤波器进行处理。

该理由是，一般而言，对于低频带的信号，由于对声音的混响感、扩展感的影响大、且对生成声场的影响大，因此试图用足够的运算量进行处理；对于高频带成分，由于对混响感、扩展感的影响不大，因此以减少运算量的观点来试图简化处理为目标。

并且，该另一个理由是，一般而言，因为考虑到低频带的信号对声音的混响感、扩展感的影响大，高频带的信号对声音的尖锐性的影响大。当然，在按每个更小的频带对听觉上的知觉特性精密地进行分析、并根据该结果的情况下，并不应当限于如上方法，即，随着从低频带到高频带变化，值也单纯减少。在此，重要的是，按每个频带独立地进行控制。

而且，如此生成的第二信号和第一信号，使用由混合系数决定部40决定的混合系数，在混合部50被混合，该工作可以与所述实施例1所示的工作相同。

如上所述，根据本实施例，在以两种混合比率(以h11和h21的组合进行混合的情况和以h12和h22的组合进行混合的情况的两种)来混合第一信号和利用第一信号生成的第二信号，从而生成两个信号的信号处理装置中具有：生成单元，利用第一信号生成第二信号；混合系数决定单元，决定混合比率；以及混合单元，根据由混合系数决定单元决定的混合比率来混合第一信号和第二信号，并且，在生成单元中：对于第一信号中的低频带的信号，通过延迟单元和复数的All Pass Filter来生成信号，该延迟单元延迟较大的值N(N＞0)单位时间，该复数的All Pass Filter具有较大的值P的次数；对于第一信号中的高频带的信号，通过另一延迟单元和实数的All Pass Filter(或者，只通过将输入信号旋转90度或-90度)来生成信号，该另一延迟单元延迟较小的值n单位时间(或者，完全不延迟)，该实数的All Pass Filter具有较小的值p的次数；从而在利用单声道化后的信号生成两声道的信号时，可以实现空间上的扩展感而获得较佳的立体声信号，并且，可以实现声音的时间上的变动的尖锐性、声像的稳定的定位，而且，可以简化高频带的信号处理，因此有利于减少运算量。

而且，在实施例2中，与输入信号的性质无关各个频带信号的处理方法(延迟量和滤波器次数)是固定的，但是，并不应当限于此，可以按照输入信号及时切换。例如，也可以是，在频带T以下时进行延迟和All Pass Filter的处理；在频带大于T时，延迟为0、滤波器只进行将输入信号旋转90度或-90度的处理，在该情况下按照输入信号及时切换上述T的值。

而且，在上述实施例1、2中，在求出混合系数h11、h21、h12、h22的公式中，在缩混前的原来的两个信号的强度比为L、以在缩混前的原来的两个信号的相关系数r为代表cos(θ)的值的情况下，根据该L和r，将混合系数h11、h21、h12、h22求出为

h11＝d1*(L+r)/((1+L²+2*L*r)^0.5)

h12＝d2*(1+L*r)/((1+L²+2*L*r)^0.5)

h21＝d1*(1-r²)^0.5/((1+L²+2*L*r)^0.5)

h22＝-h21，

但是，在r和L并不表示原来的两个信号之间的关系的情况下，也可以适用该公式。

例如，在近几年来广泛进行研究、开发的虚拟环绕声技术中，通过控制(变更)两个信号的相位差、强度比，从而可以增加再生声场的环绕感(例如，专利申请2005-161602)。例如，在试图通过将强度比为1.2倍、将相位差为π/4从而增加再生声场的环绕感的情况下，若上述r、L为将如下述变更后的r′、L′改为的r、L，并且将它们适用于上述公式，则由本实施例中的信号处理装置再生的再生声音会增加环绕感。

即，将由L′＝1.2*L、r′＝r*cos(π/4)-(1-r*r)^0.5*sin(π/4)来求出的L′、r′改为r、L。在此，求出r′的公式是，利用cos(θ+π/4)＝cos(θ)*cos(π/4)-sin(θ)*sin(π/4)的关系(三角函数的加法运算定理)来求出的，但是，作为将相位角度旋转的方法可以采用其它任何方法。

并且，在本实施例1、2中示出，将缩混了两个信号进行而获得的单声道信号分离为两个信号的处理，但是，本发明并不仅限于关于两个信号的处理。例如，针对原来是5.1声道(前方左(Lf)、前方右(Rf)、后方左(Ls)、后方左(Rs)、中央(C)，重低音(LFE))的信号，

缩混了Lf和Rf而获得的信号为F、

缩混了Ls和Rs而获得的信号为S、

缩混了C和LFE而获得的信号为CL、

缩混了F和CL而获得的信号为FCL、

缩混了FCL和S而获得的信号为M，

在将如此求出的单声道信号M经过与上述过程相反的过程来分离时，可以在各个分离过程中使用本实施例所示的处理过程。

当然，将多个声道的信号变成少声道的上述处理过程，只是一个例子，例如，也可以是，

缩混了Lf和Ls而获得的信号为L、

缩混了Rf和Rs而获得的信号为R、

缩混了C和LFE而获得的信号为CL、

缩混了L和R而获得的信号为LR、

缩混了LR和CL而获得的信号为M，

来求出单声道信号M，并且将求出的单声道信号M经过与此相反的过程来分离。

本发明涉及的信号处理装置，由于对以非常少的比特数来表现多个声道之间的相位差、强度比的编码信号，可以在保持音响上的特性的情况下进行解码、并且可以以较少的运算量来进行处理，因此可以适用于以低比特率的音乐广播服务、音乐分发服务以及该接收设备(例如，移动电话、数字音频播放器等)。

Claims

1.一种信号处理装置，其特征在于，包括：

生成单元，利用缩混了两个信号而获得的第一信号生成第二信号；

混合系数决定单元，根据表示所述两个信号之间的强度比的值L和表示相位差的值θ，来决定用于混合所述第一信号和所述第二信号的混合比率；以及

混合单元，根据由所述混合系数决定单元决定的混合比率，来混合所述第一信号和所述第二信号，

所述生成单元，具有：

第一滤波单元，利用所述第一信号中的低频带的信号生成所述第二信号中的低频带的信号；以及

第二滤波单元，利用所述第一信号中的高频带的信号生成所述第二信号中的高频带的信号，

所述第一滤波单元是一种滤波单元，针对复数的信号，通过延迟单元和全通滤波器将输入信号无相关化，并且附加混响成分，

所述第二滤波单元是与所述第一滤波单元不同的滤波单元。

2.如权利要求1所述的信号处理装置，其特征在于，

所述第二滤波单元是针对实数的信号的全通滤波器。

3.如权利要求1所述的信号处理装置，其特征在于，

所述第二滤波单元是正交旋转滤波器，将相位旋转90度或-90度。

4.如权利要求1所述的信号处理装置，其特征在于，

所述混合系数决定单元，用于求出四个混合系数的值h11、h12、h21、h22，

在由相邻的两边形成的角度为所述θ、长度比为所述L的平行四边形中、所述θ被该平行四边形的对角线分割而获得的角度为A以及B、按照所述强度比L决定的值为d1以及d2的情况下，

所述混合系数决定单元，

以d1*cos(A)来求出所述h11的值，

以d2*cos(B)来求出所述h12的值，

以d1*sin(A)或d2*sin(B)来求出所述h21的值，

以-h21来求出所述h22的值。

5.如权利要求4所述的信号处理装置，其特征在于，

在表示所述θ的量化值为qθ、表示所述L的量化值为qL时，

所述混合系数决定单元，

接受所述量化值qθ和所述量化值qL，将该接受到的qθ和qL分别转换为表示cosθ的值r、和L，

所述h11、h12、h21、h22，

在h11＝d1*(L+r)/((1+L²+2*L*r)^0.5)、

h12＝d2*(1+L*r)/((1+L²+2*L*r)^0.5)、

h21＝d1*(1-r²)^0.5/((1+L²+2*L*r)^0.5)、

h22＝-h21的情况下被求出。

6.如权利要求4所述的信号处理装置，其特征在于，

在表示所述θ的量化值为qθ、表示所述L的量化值为qL时，

所述混合系数决定单元，

具有以所述qθ和所述qL为地址的表，

使用该表来求出所述h11、h12、h21，

以h22＝-h21来求出所述h22。

7.如权利要求1所述的信号处理装置，其特征在于，

在以复数来表现所述第一信号时的实数部分为r1、虚数部分为i1，

且以复数来表现所述第二信号时的实数部分为r2、虚数部分为i2的情况下，

所述混合单元，

以h11*r1+h21*r2为第一个输出信号的实数部分，

以h11*i1+h21*i2为第一个输出信号的虚数部分，

以h12*r1+h22*r2为第二个输出信号的实数部分，

以h12*i1+h22*i2为第二个输出信号的虚数部分。

8.如权利要求1所述的信号处理装置，其特征在于，

在以实数来表现所述第一信号时的值为r1、以实数来表现所述第二信号时的值为r2的情况下，

所述混合单元，

以h11*r1+h21*r2为第一个输出信号，

以h12*r1+h22*r2为第二个输出信号。

9.一种信号处理方法，其特征在于，包括：

生成步骤，利用缩混了两个信号而获得的第一信号生成第二信号；

混合系数决定步骤，根据表示所述两个信号之间的强度比的值L和表示相位差的值θ，来决定用于混合所述第一信号和所述第二信号的混合比率；以及

混合步骤，根据由所述混合系数决定步骤决定的混合比率，来混合所述第一信号和所述第二信号，

所述生成步骤，具有：

第一滤波步骤，利用所述第一信号中的低频带的信号生成所述第二信号中的低频带的信号；以及

第二滤波步骤，利用所述第一信号中的高频带的信号生成所述第二信号中的高频带的信号，

所述第一滤波步骤是一种滤波步骤，针对复数的信号，通过延迟步骤和全通滤波步骤将输入信号无相关化，并且附加混响成分，

所述第二滤波步骤是与所述第一滤波步骤不同的滤波步骤。