CN101203773A - 使用双边带信号进行远距感测的系统和方法 - Google Patents

Abstract

提供了一种感测系统(100)，其包括收发器(102)。所述收发器包括发射器链和接收链，其中，所述发射器链发射具有第一频率分量和第二频率分量的双边带电磁波，所述接收链在双边带电磁波被目标反射后接收该双边带电磁波。系统(100)还包括用于从双边带电磁波中提取信息内容的基带电路(104)。所述第一频率分量与第二频率分量之间的间隔使得双边带电磁波一个边带产生的信号响应中的尖峰与双边带电磁波另一个边带产生的信号响应中的零点基本上交叠。

Description

使用双边带信号进行远距感测的系统和方法

技术领域

本发明涉及信号探测与处理领域，更具体地，涉及使用双边带信号进行探测。

背景技术

多普勒雷达运动感测系统一般发射连续波(CW)信号，该信号被目标反射，然后在接收器中解调。根据多普勒理论，位置随时间变化的、而不是净零速度(net zero velocity)的目标会在与随时间变化目标的位置成比例地对发射信号的相位进行调制后反射该发射信号。

现在，微波多普勒雷达在无线传感器应用中已使用了许多年。微波多普勒雷达比较普遍的应用有天气感测、位置和距离感测以及汽车速度感测。然而，最近微波多普勒雷达作为用于进行健康相关的以及生命体征的监测和探测的远距感测装置，受到越来越多的关注。在健康护理监测与生命体征感测领域中，微波多普勒雷达用于感测生理现象、感测生命体征以便对困在地震碎石中的人进行定位以及对患有睡眠呼吸暂停综合征的患者进行心肺监测。

例如，利用上述多普勒理论，能够将人(诸如受监测的患者)的胸壁作为目标，CW雷达型感测系统将接收到从该目标反射的信号，该信号类似于发射到该目标的信号。然而，反射信号的相位将被人的胸壁的随时间变化的位置所调制。人的心跳和/或呼吸信号能够通过相位解调进行监测，因此，其将提供与胸壁位置成比例的信号，从而提供与由于人的心跳和呼吸引起的动作有关的信息。

在大量情况下，需要探测和测量人的心肺活动。例如，在患者的内科诊断与治疗中，通常需要心肺测量。在许多情况下，需要对心肺活动进行持续监测。例如，在患者严重患病或者患慢性病的情况下。例如在患者患有心脏相关的以及呼吸相关的紊乱如睡眠呼吸暂停综合征的情况下，，监测心肺活动特别重要。监测心肺活动也可以适合成为对婴幼儿或老年人的护理的一部分。

使用微波多普勒雷达具有远距感测心肺活动的优势，允许不与患者直接接触而监测心跳和呼吸速率。如上所述，利用多普勒雷达，心脏和呼吸特征是基于受监测患者的胸部运动来确定的。

然而，这样使用微波多普勒雷达的重大限制在于，这种系统一般采用重的、体积庞大并且昂贵的波导部件，该波导部件通常只应用于特定应用。一种用于消除这些问题的方法是将微波多普勒雷达与射频集成电路(RFIC)技术结合。然而，这种结合产生其自身的一系列问题。一个问题是这种基于RFIC的系统中经常采用的互补金属氧化物半导体(CMOS)振荡器受到相当高的相位噪声的困扰，该噪声远远高于结合了片外的高质量电感器的混合振荡器的噪声。

高相位噪声问题是对CMOS运动探测雷达系统的重大限制。由于生理运动是以无线电信号的相位调制来进行编码的，所以近程距相位噪声(close-in phase noise)是关键参数。该问题能够通过利用程距相关相位噪声滤波器作用(range correlation phase noise filter effect)来减轻相位噪声的影响而得到解决。

然而，其余问题是关于基于RFIC的微波多普勒雷达系统的频率范围。常规的CW感测一般使用位于电磁频谱的低频范围内的波。靠近这种系统通常工作的频率范围的低端相当拥挤，这是由于许多其他应用工作在这种频率或接近这种频率处。例如，2.4GHz ISM频带用于无线LAN、无绳电话、蓝牙和其他类似应用。随着这类应用的数目不断增长，这个问题在将来可能会更严重。因此，低频带由于也是许多其他应用工作的频带，所以将被挤满。事实上，如果不是大多数的话，也是有许多工业、科学和医疗(ISM)设备在2.4GHz ISM频带内的RF频率下工作，在所述频带内，假如各种类型的设备都遵守最大发射功率限制进行工作，则所述设备都可以进行工作而无需操作者去获取许可证。

或许，更成问题的是以下事实，即所使用的低频电磁波具有较长的波长，使其对受监测目标的小位移较不敏感。降低的精确度对于生理和患者监测尤其是个问题，在所述生理和患者监测中，例如患者胸壁的小的动作是监测装置的目标。

因此，尤其对于监测心肺活动，需要一种远距探测系统，该系统能够工作在比可能干扰的应用的频率更高的频带中。另外，需要在更高频率带中工作时能够有效地且高效地执行远距探测的系统。

发明内容

本发明涉及一种方法和系统，该方法和系统使用双边带信号如Ka波段电磁波，该双边带信号是通过组合两个不同频率的信号使得所述频率之间的间隔减轻或消除与高频感测信号相关的严重的零点问题而产生的。本发明使得例如通过使用Ka波段电磁波进行的对小运动的探测具有显著提高的探测灵敏度。

本发明的一个实施例是一种远距感测的方法。该方法可以包括：发射包括第一频率分量和第二频率分量的双边带电磁波，在该电磁波被对象反射后接收该电磁波。使用该方法，第一频率分量和第二频率分量之间的间隔能够在对应于所述双边带电磁波的一个边带的信号响应中产生尖峰，来与对应于所述双边带电磁波的另一个边带的信号响应中的零点基本上交叠。

本发明的另一实施例是一种感测系统。该系统可以包括收发器，该收发器具有：发射器链，其发射具有第一频率分量和第二频率分量的双边带电磁波；以及接收器链，其在该双边带电磁波被目标反射后接收该双边带电磁波。所述系统还可以包括用于从双边带电磁波中提取信息内容的基带电路。另外，所述系统可以在第一频率分量和第二频率分量之间提供间隔，使得由双边带电磁波的一个边带产生的信号响应中的尖峰与由该双边带电磁波的另一个边带产生的信号响应中的零点基本上交叠。

本发明的另一实施例是一种用于感测心肺活动的系统。该系统可以包括Ka波段收发器，其用于向受监测对象发射感测信号和从所述受监测目标接收经调制的信号。更具体地，该感测信号可以具有在Ka波段范围的频率内的频率，并且经调制的信号可以基于受监测对象的心肺活动而被调制。所述系统还可以包括连接到Ka波段收发器的基带电路，该基带电路用于产生基于经调制的信号并且指示受监测对象的心肺活动的基带信号输出。

本发明的另一实施例是一种用于存储机器操纵的(machine-directing)指令的机器可读存储介质。存储的指令可以实现：发射包括第一频率分量和第二频率分量的双边带电磁波，以及在该电磁波被对象反射后接收该电磁波。第一频率分量和第二频率分量之间的间隔能够在对应于双边带电磁波的一个边带的信号响应中产生尖峰，来与对应于该双边带电磁波的另一个边带的信号响应中的零点基本上交叠。

附图说明

在附图中示出了目前优选的实施例，然而，应该理解，本发明不限于所示出的明确的装置和手段。

图1是根据本发明一实施例的用于远距感测心肺活动的系统的示意图。

图2是利用图1所示探测系统产生的输出频谱的示例性显示。

图3是图1所示探测系统工作时的示意图。

图4A和4B分别是建模的心跳信号和仿真的基带信号的示例性幅度时间曲线图，其仿真根据本发明另一实施例的探测系统的操作。

图5是一系列最优点和零点中各个之间的距离的示意图。

图6是一系列最优点和零点中各个之间的距离的示意图。

图7是一系列最优点和零点中各个之间的距离的示意图。

图8A-C是示例性的幅度距离曲线图，仿真了根据本发明又一实施例的探测系统的操作。

图9是根据本发明又一实施例的频率分隔单元的示意图。

图10是根据本发明又一实施例的远距感测目标的方法的示例性步骤的流程图。

图11是根据本发明又一实施例、确定用于远距感测目标的双边带Ka波段电磁波的频率分量间隔的方法的示例性步骤的流程图。

图12是根据本发明又一实施例的婴儿监测器的示意图。

图13是根据本发明又一实施例的锻练监测器的示意图。

具体实施方式

图1中示意性示出了根据本发明一实施例的用于远距感测的系统100。该系统100被示出为包括收发器如Ka波段收发器102，以及电耦合到该收发器的基带电路104。如下所述，Ka波段收发器向受监测对象(未示出)如内科患者或婴幼儿发射感测信号，并从该受监测对象接收经调制的信号。更具体地，所述感测信号具有可位于Ka波段范围频率内的频率。所述经调制的信号基于受监测对象的心肺活动而被调制。

更具体地，Ka波段收发器102可以包括接收器链和发射器链。如图所示，接收器链可以包括接收天线(Rx_Antenna)、低噪声放大器(LNA)、两个下变频器(Rx_Mixer1和Rx_Mixer2)和中频放大器(IF_AMP)。发射器链可以包括发射天线Tx_Antenna和两个上变频器(Tx_Mixer1和Tx_Mixer2)。基带电路104被示出为包括前置放大器(PreAMP)、带通滤波器(BPF)和低频放大器(LF_AMP)。

需要注意，如图所示，Ka波段收发器102还包括两个功率分离器。更具体地，相应的功率分离器中每个可以是3dB功率分离器。所述功率分离器将中频(IF)载波信号的功率分成两个分量：S₁(t)和S₂(t)。一半功率被馈送到发射器链，而另一半功率被馈送到接收器链。另外需要注意，Tx_Mixer1即第一上变频器的输入以50Ω的电阻器来终止。这种独特的部件排列能够将通用的Ka波段收发器进行变换，使其用作多普勒雷达传感器。

本领域的技术人员应当容易理解，如上所述，Ka波段收发器102是间接变换收发器，其采用两步变换以减轻严重的DC偏移问题，换句话说，DC偏移问题通常伴随直接变换接收器出现。该独特优势的实现归因于间接接收器的最后一级的混频器和VCO在低频工作。这减小了在基带的DC偏移和相关的1/f噪声。RF和IF频率可以被调谐，以避免测量中的“零”点。

发射和接收天线两者都可以是制作在Rogers RO3003 PTFE/陶瓷片上的4×4印刷贴片(printed patch)天线阵列，该Rogers RO3003 PTFE/陶瓷片的电介质常数ε_r＝3.0，并且衬底厚度是0.5mm。其中每个在28GHz可以具有12.9dB的最大天线增益，并且估计波束宽度为10°×10°。与单个贴片天线相比，该天线阵列具有较高的方向性增益。这增加了系统100的探测距离，并减少了来自其他方向的干扰。基带电路可以例如使用LM324低功率运算放大器来实现。带通滤波器BPF可以使得从0.1Hz到10Hz的信号频率通过。前置放大器PreAMP可与低频放大器LF_AMP具有相同频率，并可以具有从20dB到40dB的可变增益。

当发射器和接收器使用了相同的LO源时，程距相关作用(rangecorrelation effect)大大减小了基带的噪声频谱。因此，尽管存在VCO高相位噪声，VCO也能够被用作Ka波段多普勒雷达中的源。

本发明的一方面是使用双边带电磁波如Ka波段电磁波，用于探测目标的小的运动。Ka波段电磁波的使用提供了显著提高的探测灵敏度，但也引起严重的零点问题。然而，本发明的另一方面克服了该零点问题。如下更具体所述，本发明使用了根据本发明通过组合不同频率的两个信号使得所述频率之间的间隔减轻或消除零点问题而产生的双边带Ka波段电磁波。

利用本发明获得的提高的探测灵敏度使得小移动探测变得可行。本发明使得能够使用Ka波段频率范围中的电磁波对例如受监测患者胸壁的心跳引起的和/或呼吸引起的变化进行探测。本发明的其他应用包括与测谎相关的身体反应感测、其他类型的生物医学感测以及雷达感测，如单个战士使用的用于“墙后”感测的雷达。

仍参考图1，在实现根据本发明的两步信号变换时，第一低振荡器(LO1)产生频率为f₁的信号S₁(t)。第二低振荡器(LO2)产生频率为f₂的信号S₂(t)。本领域的技术人员应当容易理解，S₁(t)和S₂(t)的功率能够由两个功率分离器如示出的3dB功率分离器进行分离。一半功率被发送到发射器链，而另一半功率被发送到接收器链。

上变频器(Tx_Mixer)的输出T(t)不被滤波。因此，该输出具有两个主频率分量：下边带f_L＝f₂-f₁以及上边带f_U＝f₂+f₁。一般地，在上变频器(Tx_Mixer)的输出中还有一个频率分量f₂，其由来自第二低振荡器(LO2)的LO泄漏产生。

再参考图2，示出了在发射天线(Tx_Antenna)连接器测量的发射器的输出功率谱。就这个特定实施例而言，下边带和上边带的频率分别为26.52GHz和27.64GHz，其功率电平分别为-7.21OdBm和-9.64dBm。中间的27.08GHz频率是来自于第二低振荡器(LO2)由于上变频器(Tx_Mixer)的非理想隔离而引起的泄漏。如下所述，尽管LO泄漏明显，但其并不影响基带信号探测。

在Ka波段收发器102的接收器链中，接收到的信号R(t)是来自目标的反射波，该目标诸如是使用系统100探测和监测其心跳和/或呼吸的对象。接收信号R(t)与发射信号T(t)相关，但前一信号的相位被目标的随时间变化的位置所调制，该目标诸如是受监测患者的胸壁。经过第一下变频器(Rx_Mixer1)的第一下变换后，接收信号R₁(t)在频率f₁包括两个经调制的信号，这两个信号分别从下边带f_L＝f₂-f₁以及上边带f_U＝f₂+f₁下变换得到。

例如，胸壁位置信息被调制在频率f₁处的这两个信号的相位上。另外，接收信号R₁(t)也具有DC偏移和携带胸壁运动信息的基带信号，前者是由于LO2泄漏发射的自混合产生的，而后者是由接收信号R(t)中的f₂分量下变换得到的。

如果实行直接的下变换，则DC偏移会引入严重的问题，例如使基带电路饱和。同时，在更高频率混频器中难以通过利用隔离降低或减少LO泄漏来实现DC偏移的减小，这导致很大的DC偏移。因此，根据本发明，使用了间接变换接收器架构。很大的DC偏移和附近的DC信号通过中频放大器(IF_AMP)的带通频率响应移除。因此，在以下描述中，发射波中的f₂频率分量可以被忽略，因为其并不影响基带信号。经过第二下变频器(Rx_Mixer2)的下变换后，输出R₂(t)包括承载对象的胸部运动信息的基带信号以及在带通电路104中滤出的多余的高频毛刺(spur)。

根据本发明的另一实施例，使用了特别设计和制作的两类低剖面(low-profile)印刷贴片天线。一种是制作在电介质常数ε_r为3.2、衬底厚度为0.762mm的高频衬底材料GML1000上的印刷单贴片天线。该天线在30GHz具有3.9dB的最大天线增益，并且估计波束宽度为60°×80°。

另一天线是制作在电介质常数ε_r为3.0、衬底厚度为0.508mm的Rogers RO3003 PTFE/陶瓷片上的4×4印刷贴片天线阵列。总的大小是20.9×28.2mm²。根据本实施例，该天线阵列在28GHz具有的12.9dB的最大天线增益，并且估计波束宽度为10°×10°。其他类型的天线也能够用于发射和接收Ka波段信号，这些天线制作在一个共同的衬底上。天线阵列与单贴片天线相比具有更高的方向性增益，从而增加了探测距离，并减少了来自其他方向的其他无线电装置的干扰。

根据系统100的又一实施例，基带电路104包括两个LM324低功率运算放大器。带通滤波器(BPF)具有0.1Hz到10Hz的通带。根据本实施例，前置放大器(PreAMP)以及低频放大器(LF_AMP)两者都具有从20dB到40dB的可变增益。在测量阶段期间，可以使用22位的USB数据采集模块如IOtech Personal Daq/54(DAQ模块)来对基带信号进行采样。机器可读代码如Lab VIEW程序可以用于处理所采样的数据，进一步滤出多余的由于受监测对象的随机运动而产生的假响应。

此时，描述本发明的一些理论基础是有用的。由于只考虑相位调制，所以可以忽略幅度变化而不散失一般性。因此，分别由第一低振荡器(LO1)和第二低振荡器(LO2)产生的两个LO信号S₁(t)和S₂(t)，

可以写成：

S₁(t)＝cos(2πf₁t+φ₁(t))    (1)

S₂(t)＝cos(2πf₂t+φ₂(t))    (2)

其中，f₁和f₂分别是S₁(t)和S₂(t)的频率，t是经过的时间，而φ₁(t)和φ₂(t)分别是S₁(t)和S₂(t)的相位噪声。

如果发射信号T(t)仅有一个频率分量(单边带)f，那么

T(t)＝cos[2πft+φ(t))]    (3)

其中，φ(t)是来自发射器链中的信号源和混频器的总相位噪声。

当信号T(t)被相距d₀的目标(例如，患者的胸壁)反射回来时，其中该目标的随时间变化的动作由x(t)表示，则在发射器和接收器之间经过的总距离是2d(t)＝2d₀(t)+2x(t)。图3中示意性示出了在探测对象的心跳和/或呼吸的情况下的操作实现。接收到的信号可以近似为：

$R\left(t\right)\≈\cos [2\mathrm{\πft}-\frac{{4\mathrm{\πd}}_0}{\mathrm{\λ}}-\frac{4\mathrm{\πx}\left(t\right)}{\mathrm{\λ}}+\mathrm{\φ}(t-\frac{{2d}_0}{c})]---\left(4\right)$

其中，c是信号的传播速度，λ是在空气中的波长，等于c/f。

接收到的信号类似于发射信号，但具有时间延迟，该时间延迟由目标的距离以及由于该目标的周期性运动产生的相位调制来确定。如果将该信号与LO信号混合，其中LO信号源自与发射信号相同的源，则能够解调出关于目标(例如，对象的胸壁)的周期性运动的信息。这种雷达布局利用了针对发射器和接收器使用相同振荡器的能力，其使得这两个信号的相位噪声保持相关。

经过两步下变换后得到的基带信号B(t)近似为

$B\left(t\right)=\cos [\frac{{4\mathrm{\πd}}_0}{\mathrm{\λ}}+{\mathrm{\θ}}_0+\frac{4\mathrm{\πx}\left(t\right)}{\mathrm{\λ}}+\mathrm{\Δ\φ}\left(t\right)]---\left(5\right)$

其中4πd₀/λ是由到目标的距离d₀引起的恒定相移，而θ₀是由表面的反射以及无线电障碍之间的延迟引起的固定相移。Δφ(t)项是总的残余相位噪声，其在基带中由于程距相关作用而通常相当小。由于B(t)是x(t)的函数，因此能够从B(t)中提取例如周期性心跳和/或呼吸信号。

根据等式(5)，基带输出的经调制的相位4πx(t)/λ与波长成反比。对于同样的位移，系统100提供的波长越短，则产生的相位调制越大。Ka波段频谱可以从26GHz延伸到40GHz，对应于11.5mm到7.5mm的波长。因此，例如由30GHz(λ＝10mm)波产生的相位是在2.4GHz(λ＝125mm)产生的相位的12.5倍。较短的波长对小位移更加敏感。这是使用由系统100提供的Ka波段波的明显好处。

假设对象的由于心跳引起的胸壁运动幅度为1mm，并且其波形根据指尖传感器(finger-tip sensor)的参考心跳信号来修正，如图4A所示，则关于探测或监测例如对象的心跳和/或呼吸，可以对本发明的上述理论方面进行建模和仿真。忽略Δφ(t)且令θ₀为常数，则如图4B所示，当波长λ等于10mm(30GHz)时，基带信号B(t)随距离d₀而变化。如图4B所示，B(t)幅度从最大值到最小值周期性地变化。当B(t)的幅度在d₀＝2.23mm到达最小值时，可能难以获取心跳信号，因为该信号全部都隐盖在噪声中。在此，B(t)的幅度为最小值时的距离称为零点。一般地，在进行感测测量时，当感测系统和目标被分开引起零点的距离时，探测灵敏度最低，因此传感器具有最低的探测精确度。

相反的，当B(t)的幅度在d₀＝3.48mm达到最大值时，由于对应的速率分布(rate profile)具有与图4A所示的原始信号相同的形状，所以探测精确的心跳速率的难度大大降低。再次，将雷达系统和目标分隔、并且使B(t)的幅度最大的距离称为最优点。这使得测量具有大大提高的探测灵敏度和探测精确度。

图5示出了对于单边带发射波，零点和最优点随雷达系统到对象的距离的分布。对于30GHz波，相邻的零点和最优点之间的距离只有1.25mm(λ/8)，其大约与胸壁运动相似。该距离通常太小而无法容易得到足够有用的测量。

如果感测系统发射单音Ka波段波，则即使目标的移动很小，探测精确度也随其显著变化，使得在这种情况下获得所需探测精确度及其困难。因此，如果雷达系统只发射单音波，则其在较高频率无法胜任。

根据本发明，通过利用双边带波解决了零点问题。系统100使用具有两个Ka波段频率分量f_L和f_U的Ka波段波作为发射信号T(t)。因此，接收信号R(t)也具有这两个频率分量f_L和f_U。在下文中，B_L(t)和B_U(t)分别表示根据f_L和f_U频率分量得出的基带信号。因此，得到下列等式：

B(t)＝B_L(t)+B_U(t)    (6)

$B_L\left(t\right)=\cos [{\mathrm{\θ}}_L+\frac{4\mathrm{\πx}\left(t\right)}{{\mathrm{\λ}}_L}+{\mathrm{\Δ\φ}}_L\left(t\right)]---\left(7\right)$

$B_U\left(t\right)=\cos [{\mathrm{\θ}}_U+\frac{4\mathrm{\πx}\left(t\right)}{{\mathrm{\λ}}_U}+{\mathrm{\Δ\φ}}_U\left(t\right)]---\left(8\right)$

以及

${\mathrm{\θ}}_L=\frac{{4\mathrm{\πd}}_0}{{\mathrm{\λ}}_L}+{\mathrm{\θ}}_{0L},{\mathrm{\θ}}_U=\frac{{4\mathrm{\πd}}_0}{{\mathrm{\λ}}_U}+{\mathrm{\θ}}_{0U}---\left(9\right)$

其中，λ_L和λ_U分别是下边带和上边带的波长。波长λ_L和λ_U分别等于c/f_L和c/f_U。如上所述，θ_L和θ_U项是决定零点的位置和距离的相移。

根据以上讨论，B_L(t)或者B_U(t)都具有严重的零点问题，并且无法提供可靠的探测。然而，当B_L(t)和B_U(t)同时存在时，B(t)是B_L(t)和B_U(t)的叠加。B_L(t)和B_U(t)相似，但是它们之间具有相位差。根据本发明，当相位差被适当调谐时，基带输出B(t)具有的零点问题比单独B_L(t)或B_U(t)小得多。现在再参考图6，其中示意性地示出针对双边带波的零点和最优点的分布。如果LO1频率f₁被适当调谐，则来自下边带的零点和来自上边带的最优点彼此交叠，反之亦然。

需要注意，当来自一个边带的零点与来自另一个边带的最优点交叠时，探测精确度大大提高。即，当来自下边带的零点与来自上边带的最优点交叠时，探测精确度大大提高。同样，如果来自下边带的最优点与来自上边带的零点交叠，则探测精确度也大大提高。

由于程距相关的作用，等式(7)和(8)中相应的残余噪声Δφ_L(t)和Δφ_U(t)远远小于θ和相位调制4πx(t)/λ。因此，在以下讨论中，忽略了Δφ_L(t)和Δφ_U(t)的作用而不散失一般性。由于λ_L和λ_U非常接近，所以相位调制4πx(t)/λ_L和4πx(t)/λ_U具有几乎相等的幅度。

当θ_L和θ_U间隔π的偶数倍时，B_L(t)和B_U(t)同相且同步。因此，在相同地方，B(t)将产生与B_L(t)或B_U(t)单独产生的几乎相同的最优点和零点，并且存在降低探测精确度的近间隔零点的相同的问题。

当θ_L和θ_U间隔π的奇数倍时，B_L(t)和B_U(t)异相。由于B_L(t)和B_U(t)具有基本相同的幅度，但相位相反，所以它们彼此抵消。因此，B(t)的幅度相当小，难以探测。

因此，当θ_L和θ_U之间的相位差是π的整数倍时，在测量中出现新的零点情形。如果单边带的零点定义为局部零点，那么新的零点情形定义为全局零点。在该全局零点，探测精确度最低。相位差是：

${\mathrm{\θ}}_U-{\mathrm{\θ}}_L=\frac{{4\mathrm{\πd}}_0}{{\mathrm{\λ}}_U}-\frac{{4\mathrm{\πd}}_0}{{\mathrm{\λ}}_L}+{\mathrm{\Δ\θ}}_0=\mathrm{k\π},k=0,\±1,\±2,...,$

(10)

其中

Δθ₀＝θ_0U-θ_0L.

(11)

将λ_L＝c/f_L、λ_U＝c/f_U代入，得到下式：

$f_U-f_L=\frac{c}{{4\mathrm{\πd}}_0}(\mathrm{k\π}-{\mathrm{\Δ\θ}}_0),k=0,\±1,\±2,....$

(12)

将f_U＝f₁+f₂以及f_L＝f₂-f₁代入等式(12)中，于是得到：

$f_1=\frac{k}{d_0}\·37.5\mathrm{MHz}-\frac{c}{8{\mathrm{\πd}}_0}\·{\mathrm{\Δ\θ}}_0,k=0,\±1,\±2,\·\·\·,$

(13)

其中d₀是距离。

当θ_L和θ_U间隔π/2奇数倍时，B_L(t)与B_U(t)正交。B_L(t)和B_U(t)中至少一个不在零点。不在零点的那个将确定最终的输出B(t)。因此，在这种情况下，整体的探测精确度会高。该点被定义为全局最优点。

因此，θ_U和θ_L之间的差为

${\mathrm{\θ}}_U-{\mathrm{\θ}}_L=\frac{{4\mathrm{\πd}}_0}{{\mathrm{\λ}}_U}-\frac{{4\mathrm{\πd}}_0}{{\mathrm{\λ}}_L}+{\mathrm{\Δ\θ}}_0=\mathrm{k\π},k=0,\±1,\±2,...$

(14)

重复以上等式(10)-(13)所描述的过程，得到：

$f_1=\frac{2k+1}{d_0}18.75\mathrm{MHz}-\frac{c}{8{\mathrm{\πd}}_0}{\mathrm{\Δ\θ}}_0,k=\±1,\±2,...$

(15)

上述分析显示，当对象的位置固定时，通过适当选择f₁频率，可以将该位置设置成全局最优点或全局零点。例如，如果在f₁频率，d₀＝1m的对象位置恰好为零点，则如果根据等式(13)和(15)将频率f₁调谐到f₁±(2k+1)×18.75MHz，该零点就可以变成最优点。因此，通过调整f₁频率而无需移动对象的位置，总是能够在最优点实现精确的探测。

当f₁频率固定时，由于两个基带信号的叠加，针对双边带波的全局零点和最优点的分布与单边带情况不同。等式(13)和(15)可以分别重新写成：

$d_0=\frac{k}{8}{\mathrm{\λ}}_1-\frac{{\mathrm{\λ}}_1}{8\mathrm{\π}}\·{\mathrm{\Δ\θ}}_0,k=0,\±1,\±2,...$

(16)

以及

$d_0=\frac{(2k+1)}{16}\·{\mathrm{\λ}}_1-\frac{{\mathrm{\λ}}_1}{8\mathrm{\π}}\·{\mathrm{\Δ\θ}}_0,k=0,\±1,\±2,...,$

(17)

根据等式(16)和(17)，每λ₁/8出现零点，最优点也是如此。另外，相邻的零点和最优点间隔λ₁/16。图7示出了针对双边带信号的零点和最优点的分布。

通常，频率f₁比频率f₂低得多，因此相邻的全局零点和全局最优点之间的距离长很多。对于f₁＝500MHz，其远小于Ka波段频率，则每75mm出现零点，75mm相比针对单30GHz波的2.5mm长的多，因此，通过调节雷达的位置，可获得可靠的探测精确度以及避开零点。

等式(16)和(17)指出，频率f₁越低，则得到的零点相距越远。因此，零点问题在非常低的f₁得到解决。然而，当频率f₁太小时，很有可能在相当长的距离上零点由局部零点支配。图8A-8C分别示出了当f₂＝27.1GHZ时，针对f₁＝500MHz、f₁＝50MHz和f₁＝5MHz的局部零点和全局零点的不同分布。距离标绘在横轴上，信号的归一化幅度标绘在纵轴上。当信号到达谷值时，幅度最小，因此探测精确度最低。细实线和细虚线分别表示针对基带信号B_L(t)和B_U(t)的局部零点和最优点的分布。由于收发器的频率响应平坦度的原因，B_L(t)和B_U(t)的幅度具有小的差别，但是在这里，为了分析的方便，假设具有相同幅度。

根据曲线图，最接近的局部零点(谷值)间隔接近2.5mm。粗实线表示针对B(t)的全局零点和最优点分布。如图8A所示，当f₁＝500MHz时，全局零点间隔为75mm。然而，对于f₁＝5MHz，全局零点间隔为7.5m。如8(c)所示，在整个0.1m范围内，B(t)与B_L(t)和B_U(t)具有相同的零点和最优点，其在前文在性质上被定义为全局零点。从性质上，如果B(t)的信号谷值幅度降到B_L(t)或B_U(t)的峰值幅度的20％以下，则我们将B(t)定义为全局零点区域。利用该定义，B(t)针对f₁＝5MHz将保持在全局零点区域持续大约1m长，针对50MHz为0.1m，而针对500MHz为0.01m。

为了克服测量中的这种零点问题，以及为了获得高的探测精确度，最好是通过移动雷达位置或者改变f₁频率来在最优点或接近最优点进行测量。对于低至5MHz的LO1频率，难以将雷达移动3m距离之多以到达最接近的最优点，所以唯一的方式是调节LO1频率。

对于Ka波段波，随距离的信号损失相比低频波更高。对于接收器处相同的功率电平，Ka波段波的传播距离将短得多。在该测量中，如使用低功率发射，当距离增加到2.5m时，探测精确度开始快速下降。如果零点出现在d₀＝2.5m处，那么，为了将该零点转换成最优点，根据等式(15)，f₁频率需要改变至少7.5MHz。如果零点出现在d₀＝0.1m处，则最小的调谐阶梯将是187.5MHz，这对于第一低振荡器(LO1)是相当大的调谐范围。因此，当零点出现在接近系统100的距离处时，将一起考虑f₁频率的选择和VCO调谐范围。因此，优选将系统100的从450MHz到800MHz的调谐范围选择作为f₁源。同时，该VCO频率提供大约75mm的零点间隔，因此它也提供通过调节系统100的相对于目标的距离来避开零点的可能性。

当探测精确度很低时，可能出现以下问题：可能难以确定是否系统100探测到由零点引起的错误警告，还实实际上探测到重要结果，如针对受监测对象的警告。在这种情形下，如果通过调节系统100相对于目标的位置或者通过改变频率f₁可以显著提高探测精确度，则意味着是由零点引起的错误警告。否则，例如在患者监测的情况下，其指出患者可能具有心肺问题。

如上所述，探测精确度一般取决于目标的相对于所述系统的位置，所述目标位置可能在零点、最优点或两者之间的特定位置。然而，系统100能够通过调谐频率f₁获得最佳响应。因此，无论目标相对于系统100的位置如何，系统100都可获得高的探测精确度。

图9是根据本发明另一实施例的频率分隔单元900的示意图。频率分隔单元900确定用于感测目标的双边带Ka波段电磁波的第一频率分量f₁与第二频率分量f₂之间的所需间隔。如图所示，频率分隔单元900包括频率确定模块902、精确度估计模块904以及相互通信的频率控制模块906。

工作时，频率确定模块902接收对应于双边带Ka波段电磁波的信号S(t)。例如，可以将双边带Ka波段电磁波直接提供给该模块。或者，可以提供代表双边带Ka波段电磁波的物理参数的信号。代表双边带Ka波段电磁波的探测精确度的信号R(t)被提供给精确度估计模块904，该模块确定是否有必要对第一频率分量和第二频率分量即f₁和f₂的间隔进行调节。如果有必要，则频率控制模块906提供控制信号C(t)，该控制信号C(t)导致所述频率分量中的一者或两者发生变化以实现如上所述的所需频率间隔，该频率间隔将提高双边带Ka波段电磁波的感测精确度。

更具体地，如上所述，通过调节频率分量f₁和f₂中的一者或两者，使得由双边带Ka波段电磁波的一个边带引起的信号响应的最优点由于所述两个频率分量之间的间隔的原因，与双边带Ka波段电磁波的另一个边带引起的信号响应的零点完全或基本上交叠，从而显著增加感测精确度。

应当理解，更一般地但仍然与这里描述的技术一致，如果双边带Ka波段电磁波的一个边带引起的信号响应的尖峰与另一个边带引起的信号响应的零点完全或基本上交叠，则探测精确度得以提高。再次，根据本发明，这可以通过调节所述频率分量f₁和f₂中的一者或两者以便获得所述频率分量之间的所需间隔来实现。如这里限定的那样，尖峰是超过预定阈值的信号响应。

频率分隔单元900的每个示例性模块能够以硬连线电路和/或机器可读代码来实现。优选地，频率分隔单元900结合到前述感测系统100中或与其连接(见图1)。

图10是根据本发明另一实施例的用于远距感测目标的方法1000的示例性步骤的流程图。该方法包括：在步骤1002中，发射包括第一频率分量和第二频率分量的双边带Ka波段电磁波。在步骤1004中，方法1000在Ka波段电磁波被对象反射之后继续接收该Ka波段电磁波。如上所述，第一频率分量与第二频率分量之间的间隔使得对应于双边带Ka波段信号一边带的每个最优点与对应于该双边带Ka波段信号另一边带的每个零点基本上交叠。该方法结束于1006。

图11是根据本发明又一实施例，用于确定用来远距感测目标的双边带Ka波段电磁波的频率分量间隔的方法1000的示例性步骤的流程图。该方法包括：在步骤1102，对双边带Ka波段电磁波的第一频率分量和第二频率分量中的至少一个进行调解。在步骤1104中，发射该双边带Ka波段电磁波。在步骤1106中，发射波被反射和接收，之后，在步骤1108中，评估该波的探测精确度。如果根据预定阈值或准则，探测精确度不可接受，则重复前述步骤直到获得可接受的精确度。当获得了可接受的精确度时，在步骤1110，该方法结束。

更具体地，根据本发明，对第一频率和第二频率即f₁和f₂中的一者或两者进行调节，以致所述频率之间的间隔使得来自双边带Ka波段电磁波的一个边带的最优点与来自另一个边带的零点完全或基本上交叠。更一般地，如上所述，当对所述频率中的一者或两者进行调解以便实现频率之间的间隔时，其中，该间隔使得来自Ka波段电磁波的一个边带的尖峰与来自另一个边带的零点完全或基本上交叠，则探测频率得到提高。

如上所述，本发明在健康护理领域有着广泛的应用，例如用于诊断和监测患者或伤残者的心跳和呼吸。然而，本发明也涉及各种非医疗应用。图12示意性示出了根据本发明又一实施例的一个这种应用，其监测婴幼儿或小孩子1200的心跳或呼吸。如图所示，上述远距感测系统100可以结合到婴儿监测器1202中或与其连接。作为婴儿监测系统，系统100向婴儿1200发射信号1204，并且接收来自该婴儿的反射信号1206。同样如上所述，系统100相应地探测婴儿1200的胸部动作以监测该婴儿的心跳。

本领域的技术人员应当容易理解，系统100能够在集成芯片上实现且装入婴儿监测器1202的壳体中。(系统100所使用的功率较低，而Ka波段中信号的波长较短，这允许使用相对于常规装置其尺寸减小很多的天线，也是该系统能这样实现的原因)。在可替选实施例中，系统100可以安装在膝上型电脑、蜂窝式电话或其他手持装置中。另外，系统100可以包括用于将发射信号和反射信号1204、1206转换成数字形式以便在膝上型电脑、蜂窝式电话或其他手持装置的屏幕上创建如心电图之类的图像的硬件和/或软件。

根据本发明又一实施例，婴儿监测器1200可以包括连接到系统100的发射器(未明确示出)。该发射器能接收系统100的输出，以及将该输出发射到远离婴儿监测器1200的无线装置。例如，系统100的输出能被发射到具有屏幕的膝上型电脑或蜂窝式电话，在所述屏幕上能显示如心电图之类的图像或其他监测信息。本实施例提供如下优势，即父母或护士能够在远离婴儿房间的区域四处走动，同时仍能够密切监测婴儿。

图13示意性示出了根据本发明又一实施例、本发明的另一非医疗应用。根据本实施例，系统100用作锻练监测器。系统100被示出为装入壳体1300中，该壳体1300安装到锻练器械如踏车1302上或位于其附近。当系统100这样置于参加锻练或者在长时间健身期间休息的人1304附近时，系统100能够监测该人的心跳和/或呼吸。其他实施例包括，例如监测位于医疗机构如医院中的人以及监测位于诸如研究试验室等机构中的动物。

本发明具有多个独特的优势。一个优势是Ka波段频谱往往仅很少使用，因此减少了所述系统受到来自其他应用的干扰的风险。

另一优势这些频率处信号的相对较短的波长对小的位移更加敏感。基带输出中的经调制的相位与波长成反比。因此，对于同样的位移，波长越短，其产生的相位调制越大。例如，如果所述系统工作在26GHz到40GHz的频率范围中，则对应的波长是从11.5mm下降到7.5mm。因此，30GHz波(其对应的波长是10mm)产生的相位是2.4GHz波(具有125mm的相应波长)产生的相位的12.5倍，或者大接近22dB。

在实施本发明时使用的较短波长产生另一好处。例如，Ka波段中信号较短的波长使得允许使用相对于常规装置其尺寸减小很多的天线。事实上，如上所述，这里描述的尺寸足够小，使得能够集成在芯片上。

这里，具体说明了使用Ka波段中的双边带信号实施本发明的一些特定优势。然而，尽管这里主要是在使用Ka波段信号的情况下描述本发明，但很明显，本发明在这方面不限于此。事实上，很明显，这里描述的发明可以使用Ka波段以上的频率来实施。因此，尽管使用频率在Ka波段的双边带信号具有特定好处，但本发明也适用于频率在Ka波段以及Ka波段以上的双边带信号。

本发明能够以硬件、软件或硬件和软件的结合来实现。本发明能够以集中式在一个计算机系统中实现，或者以分布式实现，其中在分布式中，不同的元件散布在多个互联计算机系统。适于执行这里所述方法的任何类型的计算机系统或其他装置都是适合的。硬件和软件的典型组合可以是具有计算机程序的通用计算机系统，其中该程序被加载或执行时，控制该计算机系统使其执行这里所述的方法。

本发明也能嵌入到计算机程序产品中，该计算机程序产品包括使得能够实现这里所述的方法的全部特性，并且当被加载到计算机系统中时能够执行这些方法。在当前情况下，计算机程序表示一组指令中采用任何语言、代码或符号形式的任何表述，该组指令旨在使得具有信息处理能力的系统直接地或在以下任一者或两者之后执行特定的功能：a)转换成另外的语言、代码或符号；b)以不同的材料形式再现。

本发明在不背离其精神和实质性特点的前提下，可以以其他形式实施。因此，在指示本发明的范围时，应当参考所附权利要求，而不是前述说明书。

Claims (30)

1.一种远距感测的方法，该方法包括：

发射包括第一频率分量和第二频率分量的双边带电磁波；以及

在所述电磁波被对象反射后接收该电磁波；

其中，所述第一频率分量与所述第二频率分量之间的间隔使得对应于所述双边带电磁波一个边带的信号响应中的尖峰与对应于所述双边带电磁波另一个边带的信号响应的零点基本上交叠。

2.如权利要求1所述的方法，其中，所述尖峰包括最优点。

3.如权利要求1所述的方法，还包括确定所述第一频率分量与所述第二频率分量之间的、使得所述尖峰与所述零点基本上交叠的间隔。

4.如权利要求1所述的方法，还包括对所述第一频率分量和所述第二频率分量中的至少一个进行调节从而实现使所述尖峰与所述零点基本上交叠的间隔。

5.如权利要求4所述的方法，其中，确定所述间隔的步骤包括：对多个探测灵敏度测量值进行采样，其中每个测量值对应于不同的间隔；以及从所述不同的间隔中选出产生最高探测灵敏度的间隔。

6.如权利要求1所述的方法，还包括通过将第一信号与第二信号相乘产生所述双边带电磁波，其中，所述第一信号的频率等于所述第一频率分量，所述第二信号的频率等于所述第二频率分量。

7.如权利要求1所述的方法，其中，所述第一频率分量和所述第二频率分量的频率在电磁频谱的Ka波段内。

8.一种感测系统，该系统包括：

收发器，该收发器包括：

发射器链，其发射具有第一频率分量和第二频率分量的双边带电磁波，以及

接收链，其在所述双边带电磁波被目标反射后该接收双边带电磁波；

以及

基带电路，其用于从所述双边带电磁波中提取信息内容；

其中，所述第一频率分量与所述第二频率分量之间的间隔使得所述双边带电磁波一个边带产生的信号响应中的尖峰与所述双边带电磁波另一个边带产生的信号响应中的零点基本上交叠。

9.如权利要求8所述的系统，其中，所述尖峰是最优点。

10.如权利要求8所述的系统，其中，所述接收链是按照两步间接变换接收器架构而配置的。

11.如权利要求8所述的系统，其中，所述目标是受监测患者。

12.如权利要求8所述的系统，还包括频率确定单元。

13.如权利要求12所述的系统，其中所述频率确定单元包括频率确定模块、精确度估计模块和频率控制模块中的至少一个。

14.如权利要求8所述的系统，其中，所述系统包括婴儿监测器。

15.如权利要求8所述的系统，其中，所述系统包括用于对参加健身的个人进行监测的锻练监测器。

16.一种机器可读的存储介质，该存储介质包括机器操纵的指令，所述机器操纵的指令用于：

发射包括第一频率分量和第二频率分量的双边带电磁波；以及

在所述电磁波被对象反射之后接收该电磁波；

其中，所述第一频率分量和所述第二频率分量之间的间隔使得对应于所述双边带电磁波一个边带的信号响应中的尖峰与对应于所述双边带电磁波另一个边带的信号响应中的零点基本上交叠。

17.如权利要求16所述的存储介质，其中，所述尖峰是最优点。

18.如权利要求16所述的存储介质，还包括用于对所述第一频率分量和所述第二频率分量中的至少一个进行调节从而实现所述间隔的机器操纵的指令，其中所述间隔使所述尖峰与所述零点基本上交叠。

19.如权利要求16所述的存储介质，还包括用于确定所述第一频率分量与所述第二频率分量之间的所述间隔的机器操纵的指令，所述间隔使所述尖峰与所述零点基本上交叠。

20.如权利要求19所述的存储介质，其中，所述用于确定所述间隔的机器操纵的指令包括以下指令，该指令用于：对多个探测灵敏度测量值进行采用的指令，其中每个测量值对应于不同的间隔；以及从所述不同的间隔中选出产生最高探测灵敏度的间隔。

21.如权利要求16所述的存储介质，还包括用于通过将第一信号与第二信号相乘产生所述双边带电磁波的机器操纵的指令，其中，所述第一信号的频率等于所述第一频率分量，所述第二信号的频率等于所述第二频率分量。

22.一种用于感测心肺活动的系统，该系统包括：

Ka波段收发器，其用于向受监测对象发射感测信号以及从所述受监测对象接收经调制的信号，所述感测信号具有在Ka波段范围的频率内的频率，且所述经调制的信号是基于所述受监测对象的心肺活动而被调制的；以及

连接到所述Ka波段收发器的基带电路，所述基带电路用于产生基于所述经调制的信号且指示所述受监测对象的心肺活动的基带信号输出。

23.如权利要求22所述的系统，还包括连接到所述基带电路的、用于处理所述基带信号输出的信号处理器。

24.如权利要求23所述的系统，还包括连接在所述基带电路与所述信号处理器之间的信号数字转换器，所述信号数字转换器用于将所述基带信号输出数字化。

25.如权利要求22所述的系统，其中，所述Ka波段收发器包括间接变换收发器，所述间接变换收发器用于在所述Ka波段收发器接收到所述经调制的信号后，实现对该经调制的信号的两步变换，从而减轻潜在的DC偏移问题。

26.如权利要求21所述的系统，其中，所述Ka波段收发器包括：

发射器链；

接收器链；以及

第一功率分离器和第二功率分离器，每个功率分离器电连接在所述发射器链和接收器链中的不同点之间，以便分离所述发射器链和所述接收器链之间的载波信号的功率。

27.如权利要求26所述的系统，还包括连接到所述第二功率分离器的压控振荡器，且其中所述发射器链包括：

发射天线，所述感测信号通过所述发射天线发射；

第一上变频器和第二上变频器，其用于将所述载波信号与所述感测信号混频；

其中，所述第一上变频器被连接到所述第一功率分离器，且所述第二上变频器被连接到所述第二功率分离器。

28.如权利要求26所述的系统，还包括连接到所述第二功率分离器的压控振荡器，且其中所述接收器链包括：

接收天线，通过该接收天线接收所述经调制的信号；以及

第一下变频器和第二下变频器，其用于将所述载波信号与所述经调制的信号混频；

其中，所述第一下变频器被连接到所述第二功率分离器，且所述第二上变频器被连接到所述第一功率分离器。

29.如权利要求27所述的系统，还包括连接在所述接收天线与所述第一下变频器之间的低噪声放大器，以及连接在所述第一下变频器与所述第二下变频器之间的中频放大器。

30.如权利要求22所述的系统，其中，所述基带电路包括前置放大器、连接到所述前置放大器的带通滤波器和连接到所述带通滤波器的低频放大器。

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