CN101192791B - 一种emc共模滤波电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开的EMC共模滤波电路，包括滤波电感、第一级滤波电容、第二级滤波电容，滤波电感包括至少两个位于EMC共模滤波电路的输入线上的第一原绕组、第二原绕组，滤波电感的剩余空间里增绕有跨电势面绕组，跨电势面绕组跨接在两个不同的等电势面之间，第一级滤波电容连接在EMC共模滤波电路的一个输入线与第一等电势面之间，第二级滤波电容连接在EMC共模滤波电路的一个输出线与第二等电势面之间；跨电势面绕组与滤波电感的至少一个原绕组的同名端之间接有共模滤波电容，形成至少两级共模滤波电路。本发明增强了对共模干扰源的抑制能力，在实现同等抑制能力的情况下，本发明的EMC共模滤波电路相对于现有技术体积更小、成本更低。

Description

一种EMC共模滤波电路

技术领域

本发明涉及EMC(Electro Magnetic Compatibility，电磁兼容性)滤波电路，尤其涉及一种EMC共模滤波电路。 

背景技术

目前人们对电子设备的电磁兼容问题越来越关注，特别是电子设备的传导发射和辐射发射问题直接影响到人们的身体健康，所以对电子设备的EMC要求也越来越严酷和越来越规范。而电子设备的制造厂家们随着竞争的加剧对设备的成本和体积的要求也越来越高，成本越少、体积越小竞争力就越强。而EMC电路由于其宽频率范围的要求，体积很难做小，特别是滤波电感，为增加其滤波效果，我们通常用环形电感，环形电感绕线复杂，成本难以下降，体积也难以减小。另外高压X电容和Y电容由于现有工艺水平下也难以将容量做大，体积做小。所以在目前的电源模块产品中EMC滤波电路通常要占到整个电源模块体积的五分之一到二分之一左右，成本通常也要占十分之一到三分之一左右，特别是二次电源模块外围配置的EMC滤波电路有时比电源模块本身还要大。EMC干扰源中，可分为差模干扰模式和共模干扰模式，在实际应用中，特别是对电源产品，大多数情况下都是共模干扰影响为主要的，另一方面在传导高频段和辐射频段，共模干扰更是主要的干扰源头，所以在电源产品中为了解决共模干扰问题，常需要用多级共模滤波电路，极大地增加了产品的成本和体积压力。 

图1所示的电路就是现有的EMC共模滤波电路。这种EMC滤波电路的缺点如下：对于上述共模滤波电路，其对共模干扰源抑制能力有限。要实现对共模干扰较好的抑制，所需采用的共模滤波电路体积大、成本高。虽然可以通过两级共模级连增强共模滤波能力，但会极大地增加体积和成本。 

发明内容

本发明就是为了克服上述不足，提出一种EMC共模滤波电路，增强对共模干扰的抑制能力，且体积小、成本低。 

为此，本发明的EMC共模滤波电路，一种EMC共模滤波电路，包括滤波电感、第一级滤波电容、第二级滤波电容，所述滤波电感包括至少两个位于所述EMC共模滤波电路的输入线上的第一原绕组、第二原绕组，所述滤波电感的剩余空间里增绕有跨电势面绕组，所述跨电势面绕组跨接在两个不同的等电势面之间，所述第一级滤波电容连接在所述EMC共模滤波电路的一个输入线与第一等电势面之间，所述第二级滤波电容连接在所述EMC共模滤波电路的一个输出线与第二等电势面之间；所述跨电势面绕组与所述滤波电感的至少一个原绕组的互为同名端的各端之间接有共模滤波电容，形成至少两级共模滤波电路。 

优选地， 

所述跨电势面绕组是一个，所述等电势面为两个。 

所述共模滤波电容的一端与第一级滤波电容所连接的输入线相连，另一端与第二等电势面相连。 

所述共模滤波电容的一端与第二级滤波电容所连接的输出线相连，另一端与第一等电势面相连。 

所述跨电势面绕组是一个，所述等电势面为2个；所述跨电势面绕组跨接在第一等电势面和第二等电势面之间，所述滤波电感还包括第三原绕组，所述跨电势面绕组与至少一个原绕组的互为同名端的各端之间接有共模滤波电容，形成至少两级共模滤波电路。 

所述跨电势面绕组是两个，包括相互连接的第一跨电势面绕组和第二跨电势面绕组，所述第一跨电势面绕组和第二跨电势面绕组间接有第三等电势面，所述第一跨电势面绕组跨接在第二等电势面和第三等电势面之间，所述第二跨电势面绕组跨接在第一等电势面和第三等电势面之间，所述第一、二跨电势面绕组分别与所述滤波电感的至少一个原绕组的互为同名端的各端之间接有共模滤波电容，形成至少两级共模滤波电路。 

与现有技术相比，本发明的有益效果如下：通过在共模滤波电感中增设跨等电势面的绕组使单级共模滤波电路变换成两级或多级共模滤波电路，增强了对共模干扰源的抑制能力。本发明不改变其磁环大小和特性、不改变绕线线径和各绕组匝数的前提下，在保证绝缘强度的前提下，在原滤波电感上增加一个或多个跨等电势面的绕组，从而在实现同等抑制能力的情况下，本发明的EMC共模滤波电路相对于现有技术体积更小、成本更低。 

附图说明

图1是通常所用的EMC共模滤波电路； 

图2是图1对共模电压干扰源抑制的等效电路图； 

图3是图1对对共模电流干扰源抑制的等效电路图； 

图4是本发明具体实施方式一的示意图； 

图5是本发明具体实施方式一的等效电路图； 

图6是本发明具体实施方式一对L相的共模电压干扰源抑制的等效电路简化图； 

图7是本发明具体实施方式一对差模电流干扰源抑制的等效电路简化图； 

图8a是两种EMC电路对共模电压型噪音抑制能力对比图； 

图8b是两种EMC电路对共模电流型噪音抑制能力对比图； 

图9是本发明具体实施方式二的示意图； 

图10是本发明具体实施方式三的示意图； 

图11是本发明具体实施方式四的示意图； 

图12是本发明具体实施方式五的示意图。 

具体实施方式

为了便于下面的描述，下面先对现有的如图1所示的EMC共模滤波电路的工作原因进行说明并对这种单级共模滤波电路对噪音的抑制能力进行理论分析。 

先对L相的共模电压干扰和共模电流干扰的抑制能力进行分析，由于正常情况下电感L1两绕组匝数相同，绕在同一磁环上，电感量是相等的(为方便说明，假设两绕组电感量为L1A、L1B；L1A＝L1B)。它的对共模电压干扰源抑制的等效电路可简化成图2。如图2所示，Vci为从电路内的共模电压干扰源，为方便说明，忽略干扰源内阻Ri；Vcio为差模电压干扰源在电源端口匹配阻抗Zo上的分量。电路对干扰源的抑制能力从Vio与Vi的传递函数来表达，关系式如下： 

$\frac{\mathrm{Vcio}}{\mathrm{Vci}}=\frac{\mathrm{Zo}}{\mathrm{Zo}+S^{2}L1\mathrm{AC}5\mathrm{Zo}+\mathrm{SL}1A}$

分母量越大，电路对干扰源的抑制能力越强。 

对共模电流干扰源抑制的等效电路可简化成图3。如图3所示，电路对差模电流干扰源的抑制能力从Iio与Ii的传递函数来表达，关系式如下： 

$\frac{\mathrm{Icio}}{\mathrm{Ici}}=\frac{1}{1+\mathrm{SC}5\mathrm{Zo}+\mathrm{SC}7\mathrm{Zo}+S^{2}L1\mathrm{AC}7+S^{3}L1\mathrm{AC}5C7\mathrm{Zo}}$

对N相的共模干扰抑制能力应与L相同。 

$\frac{\mathrm{Icio}}{\mathrm{Ici}}=\frac{1}{1+\mathrm{SC}5\mathrm{Zo}+\mathrm{SC}{7}^{\′}\mathrm{Zo}+S^{2}L1\mathrm{AC}7+S^{3}L1\mathrm{AC}5C7\mathrm{Zo}}$

$=\frac{1}{1+\mathrm{SC}6\mathrm{Zo}+\mathrm{SC}{8}^{\′}\mathrm{Zo}+S^{2}L1\mathrm{BC}8+S^{3}L1\mathrm{BC}6C8\mathrm{Zo}}$

下面用几个具体实施方式介绍本发明在传统共模EMC电路基础上的改进型EMC共模滤波电路，其主要改进点在于：我们对传统的EMC共模滤波电路的滤波电感进行改进，我们在不改变其磁环大小和特性、不改变绕线线径和各绕组匝数的前提下，在保证绝缘强度的前提下，在原滤波电感上增加一个或多个跨等电势面的绕组，该跨等电势面的绕组跨接在两个不同的等电势面之间，从而减少内部共模干扰源直接通过回流路径传到端口的分量。该跨等电势面的绕组相对于滤波电感的原来两个共模绕组是相对独立的，它的匝数可以根据滤波电感的剩余空间进行灵活设计，它甚至可以在两个原绕组上分别增加若干匝数的线圈而形成，由于这个跨等电势面的绕组没有功率电流流过，主要考虑对地的浪涌电流和雷击电流能满足要求就可，故线径可以较细。这样，它对原共模电感两个绕组几乎没有影响，电感量不变，电感大小不变，电感尺寸不变，但对共模干扰的滤波能力可以从一级变为两级，且对于两相的共模干扰影响是一致的，即通过增加一个或多个跨等电势面的绕组，就可以使两相的共模滤波由一级变为两级或更多级。从而使它对共模干扰的滤波能力大大提高。 

具体实施方式一 

下面我们以一种带跨等电势面的绕组的单相共模滤波电路为例，从理论上分析此种改进的可行性和优越性，本具体实施方式的电路拓扑图如图4。如图4所示的EMC共模滤波电路，包括滤波电感L1、第一级滤波电容C5、C6、第二级滤波电容C7、C8；滤波电感L1包括位于所述EMC共模滤波电路的输入线上的第一原绕组L1A、第二原绕组L1B；在所述滤波 电感L1的剩余空间里增绕跨电势面绕组，所述跨电势面绕组跨接在第一等电势面E1和第二等电势面E2之间；第一级滤波电容C5、C6分别连接在所述EMC共模滤波电路的一个输入线与第一等电势面E1之间，第二级滤波电容C7、C8分别连接在所述EMC共模滤波电路的一个输入线与第二等电势面E2之间；所述跨电势面绕组L1E与第一原绕组L1A、第二原绕组L1B的同名端之间分别接有共模滤波电容C1、C2，形成两级共模滤波电路。所述共模滤波电容C1、C2连接在第一级滤波电容所连接的输入线与第二等电势面E2之间。图4的等效电路图如图5。 

我们从理论上进行计算分析，对于L相的共模电压干扰源抑制的等效电路可简化如图6。如图6所示，对共模电压干扰源的传递函数如下： 

$\frac{\mathrm{Vcio}}{\mathrm{Vci}}=\frac{\mathrm{Zo}}{S^2(L1\mathrm{AC}1+L1\mathrm{AC}5+L1\mathrm{EC}5)\mathrm{Zo}++S^{4}L1\mathrm{AL}1\mathrm{EC}{1}^{\′}C5\mathrm{Zo}+S^{3}L1\mathrm{AL}1\mathrm{EC}1+\mathrm{SL}1A+\mathrm{SL}1E+\mathrm{Zo}}$

同样，我们从理论上进行计算分析，对差模电流干扰源抑制的等效电路可简化如图7，如图7所示，对于L相的共模电流干扰源的传递函数如下： 

$\frac{\mathrm{Icio}}{\mathrm{Ici}}=\frac{1}{\mathrm{Zs}+1}$

Zs＝S⁵L1AL1EC7²C1Zo+S⁴L1AL1EC7C1+ 

S³(L1EC7C1Zo+L1AC7²Zo+L1AC7C1Zo+L1EC5C7Zo)+ 

S²(L1AC7+L1AC1+L1EC7)+S(ZoC1+C5Zo) 

对于N相共模电流干扰，其传递函数大小与L相是一致的。对于上述共模滤波电路和传统EMC滤波电路的对噪声的抑制能力从它们的传递函数无法直观看出。它们都是对频率的函数，下面我们作如下合理假设：C1＝C2＝C5＝C6＝C7＝C8＝4700pF；电感L1为T5材料，L1A、L1B的匝数为20T，电感量L1A与L1B相等，电感量为1mH；L1E为6T，则其电感量为La1＝La2＝90uH；电源端口匹配阻抗为纯阻性，阻值为50欧姆。 

另为方便对比，先假设这里的电容和电感的频率特性均为线性的；同时不考虑实际器件的寄生参数。 

表一：图1所示的改进前EMC共模滤波电路和图4所示的改进后EMC共模电路对不同干扰源的抑制能力情况对比表 

结合表一和图8a、图8b即可显示本发明与现有技术的差异。图8a中，横轴为频率，单位为KHz；纵轴为图4所示的改进后EMC共模滤波电路对共模电压干扰抑制能力除以图1所示的改进前EMC共模滤波电路对共模电压干扰抑制能力的倍数。图8b中，横轴为频率，单位为KHz；纵轴为图4所示的改进后EMC共模滤波电路对共模电流干扰抑制能力除以图1所示的改进前EMC共模滤波电路对共模电流干扰抑制能力的倍数。从中可以看出，对于EN55022规定的传导和发射频率段内，对于共模电压型噪音，500kHz以下频率段两种电路效果相差不大，500KHz以下频率段改进后的噪音抑制比是改进前的2.8~1.67×10⁷倍；对于共模电流型噪音，改进后的噪音抑制比是改进前的1.14~1.67×10⁷倍；可见改进后对中高频段对共模噪声的抑制能力提高是非常明显的。如果跨等电势面的绕组匝数增加，提高的倍数也越大；另一方面，如果跨等电势面的绕组由一个变为多个，共模滤波的级数也会相应地增加，对噪声的抑制能力也会更强。这样在保证一定的噪音抑制比前提下，改进后的电路的电容容量和电感的感量 就可以适当减小，有利于总体的体积的减小和成本的减少。 

需要说明的是电容和电感的频率特性一般均是非线性的，以电感为例，电感量是频率的函数： 

对于同一种磁芯，由于匝数不同的两个电感，电感量之比只与匝数比平方有关，与电感系数无关，也就是与频率无关，所以两种电路对噪音抑制比的比值也与频率无关，所以前面的假设不影响最后的分析结果。 

根据上面分析原理，可以做出各种改进的共模EMC滤波电路。下面几个具体实施方式并非穷举。 

具体实施方式二 

如图9所示，本具体实施方式与具体实施方式一的不同之处在于：第一共模滤波电容C1和第二共模滤波电容C2都分别连接在第一等电势面和第二级滤波电容所连接的输出线之间。 

具体实施方式三 

如图10所示，本具体实施方式与具体实施方式一的不同之处在于：所述跨电势面绕组L1E与第一原绕组L1A或第二原绕组L1B的同名端之间接有共模滤波电容C1，形成至少两级不对称共模滤波电路。 

这种形成至少两级不对称共模滤波电路的构思也可应用于三相或三相以上的共模滤波电路中。 

具体实施方式四 

如图11所示，本具体实施方式与具体实施方式一的不同之处在于：所述跨电势面绕组是两个，包括相互连接的第一跨电势面绕组L1E1和第二跨电势面绕组L1E2，所述第一跨电势面绕组L1E1和第二跨电势面绕组L1E2间接有第三等电势面E3，所述第一跨电势面绕组L1E1跨接在第二等电势面E2和第三等电势面E3之间，所述第二跨电势面绕组L1E2跨接在第一等电势面E1和第三等电势面E3之间；所述第一跨电势面绕组L1E1与所述第一原绕组L1A的同名端之间接有第一共模滤波电容C1，所述第一跨电势面绕组L1E1与所述第二原绕组L1A的同名端之间接有第一共模滤波电容C2、所述第二跨电势面绕组L1E2与所述第一原绕组L1A的同名 端之间接有第三共模滤波电容C3，所述第二跨电势面绕组L1E2与所述第二原绕组L1A的同名端之间接有第四共模滤波电容C4；所述第一、二、三、四共模滤波电容C1、C2、C3、C4都与第三等电势面E3相连。 

当然，也可以根据实际需要采用多于两个的跨等电势面的绕组。采用至少两个跨等电势面的绕组的构思也可应用于三相或三相以上的共模滤波电路中；应用于三相或更多相的共模滤波电路时，也可以同时采用具体实施方式三的不对称滤波方式的构思。 

具体实施方式五 

如图12所示，本具体实施方式与具体实施方式一的不同之处在于：所述共模滤波电路是三相共模滤波电路，所述滤波电感L1包括第一原绕组L1A、第二原绕组L1B和第三原绕组L1C，所述跨电势面绕组L1E与第一原绕组L1A、第二原绕组L1B和第三原绕组L1C的同名端之间接有共模滤波电容(C1、C2、C3)，形成至少两级共模滤波电路。 

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明由所提交的权利要求书确定的专利保护范围。 

Claims (6)

1.一种EMC共模滤波电路，包括滤波电感(L1)、第一级滤波电容、第二级滤波电容，所述滤波电感(L1)包括至少两个位于所述EMC共模滤波电路的输入线上的第一原绕组(L1A)、第二原绕组(L1B)，其特征是：

所述滤波电感(L1)的剩余空间里增绕有跨电势面绕组，所述跨电势面绕组跨接在两个不同的等电势面之间，所述第一级滤波电容连接在所述EMC共模滤波电路的一个输入线与第一等电势面之间，所述第二级滤波电容连接在所述EMC共模滤波电路的一个输出线与第二等电势面之间；所述跨电势面绕组与所述滤波电感(L1)的至少一个原绕组的互为同名端的各端之间接有共模滤波电容，形成至少两级共模滤波电路。

2.如权利要求1所述的EMC共模滤波电路，其特征是：所述跨电势面绕组是一个，所述等电势面为两个。

3.如权利要求2所述的EMC共模滤波电路，其特征是：所述共模滤波电容(C1、C2)的一端与第一级滤波电容所连接的输入线相连，另一端与第二等电势面相连。

4.如权利要求2所述的EMC共模滤波电路，其特征是：所述共模滤波电容(C1、C2)的一端与第二级滤波电容所连接的输出线相连，另一端与第一等电势面相连。

5.如权利要求1所述的EMC共模滤波电路，其特征是：

所述跨电势面绕组是一个，所述等电势面为2个；所述跨电势面绕组跨接在第一等电势面和第二等电势面之间，所述滤波电感(L1)还包括第三原绕组(L1C)，所述跨电势面绕组(L1E)与至少一个原绕组(L1A、L1B、L1C)的互为同名端的各端之间接有共模滤波电容(C1、C2、C3)，形成至少两级共模滤波电路。

6.如权利要求1所述的EMC共模滤波电路，其特征是：所述跨电势面绕组是两个，包括相互连接的第一跨电势面绕组(L1E1)和第二跨电势面绕组(L1E2)，所述第一跨电势面绕组(L1E1)和第二跨电势面绕组(L1E2)间接有第三等电势面，所述第一跨电势面绕组(L1E1)跨接在第二等电势面和第三等电势面之间，所述第二跨电势面绕组(L1E2)跨接在第一等电势面和第三等电势面之间，所述第一、二跨电势面绕组分别与所述滤波电感(L1)的至少一个原绕组(L1A、L1B)的互为同名端的各端之间接有共模滤波电容(C1、C2、C3、C4)，形成至少两级共模滤波电路。

Images