CN101184077A - 一种多普勒频偏获取方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多普勒频偏获取方法，包括以下步骤：获取接收信号的延时扩展参数值、时隙中的同步信号的起始位置以及信噪比值；根据所述延时扩展参数值、时隙中的同步信号的起始位置以及信噪比值获取Doppler频偏。本发明还公开了一种Doppler频偏获取装置，用于实现Doppler频偏获取方法。通过使用本发明，在获取Doppler频偏时不依赖OFDM且精度较高。从而弥补了CMMB系统的Doppler频偏获取方法的缺失，避免了传统的Doppler频偏获取方法的缺点。

Description

一种多普勒频偏获取方法和装置

技术领域

本发明涉及无线通讯领域，尤其涉及一种多普勒(Doppler)频偏获取方法和装置。

背景技术

OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)系统是一种多载波通信系统，可用于传输较大的数据速率，如欧洲的DVB-T(Digital Video Broadcasting，数字视频广播)系统、中国的CMMB(ChinaMobile Multimedia broadcasting，中国移动多媒体广播)系统等都采用了OFDM技术作为调制传输技术。

在OFDM系统中，通常预先在发射机发射的信号的帧结构中插入导频(Pilot)，利用导频来辅助接收机进行快速高效的信道估计，从而可以对抗多种多样的信道类型，如高速移动信道、多径延时信道等。一种最常见的利用导频进行信道估计的方法是Wiener(维纳)滤波器法。

高速移动信道的一个最主要特征是拥有较高的移动速度，即移动信道的Doppler频偏数值较大，但同时移动终端也有静止不移动的情况；也就是说，移动终端经历的Doppler频偏取值范围较大。在接收端，为了获得更好的信道估计效果，预先估计出移动信道的Doppler频偏参数值是十分重要和有用的。

中国的CMMB系统是一种新研制的移动多媒体广播技术。迄今为止，现有技术中尚未提出关于Doppler频偏的获取方法。而以往的Doppler频偏估计算法，如应用于DVB-T系统的估计算法，往往利用OFDM符号的CP(CyclicPrefix，循环前缀)部分进行估计。由于受限于OFDM技术本身，CP的长度通常较短，因此，该传统的Doppler频偏估计方法估计性能相对较差，且严重受限于OFDM技术发展。

发明内容

本发明的目的在于提供一种可有效提高对Doppler频偏估计值的准确程度的Doppler频偏估计方法和装置。

为达到上述目的，本发明提供一种Doppler频偏获取方法，包括以下步骤：

获取接收信号的延时扩展参数值、时隙中的同步信号的起始位置以及信噪比值；

根据所述延时扩展参数值、时隙中的同步信号的起始位置以及信噪比值获取Doppler频偏。

其中，所述根据延时扩展参数值、时隙中的同步信号的起始位置以及信噪比值获取Doppler频偏具体为：

根据所述时隙中的同步信号的起始位置和延时扩展参数值，从所述接收信号时隙的两个同步信号中分别获取不受时延多径干扰的两个序列；

获取所述两个序列的实部均值、虚部均值、实部功率与虚部功率；

根据所述实部均值、虚部均值、实部功率与虚部功率，获取所述两个序列的实部商和虚部商；

根据所述两个序列的实部商和虚部商，获取估计值；

根据所述估计值和所述接收信号的信噪比值，获取第二估计值；

根据所述第二估计值获取Doppler频偏。

其中，所述根据所述两个序列的实部商和虚部商，获取估计值后还包括：

利用多个时隙分别获取多个估计值；

使用多次估计值获取的一平均估计值作为最终的估计值。

其中，所述第二估计值获取Doppler频偏具体为：

根据第二估计值进行求解，获取Doppler频偏；或

根据第二估计值、以及预先设置的Doppler频偏与第二估计值的对应关系，获取Doppler频偏。

本发明还提供一种Doppler频偏获取装置，包括：

延时扩展参数获取模块，用于获取接收信号的延时扩展参数值；

同步模块，用于获取接收信号的时隙中的同步信号的起始位置；

信噪比值获取模块，用于获取接收信号的信噪比值；

Doppler频偏参数获取模块，用于根据接收信号的延时扩展参数值、时隙中的同步信号的起始位置以及信噪比值，获取Doppler频偏参数值。

其中，所述Doppler频偏参数获取模块进一步包括：

信号序列获取子模块，用于从接收信号时隙的两个同步信号中分别获取不受时延多径干扰的两个序列；

实虚部均值获取子模块，用于获取所述两个序列的实部均值与虚部均值；

实虚部功率获取子模块，用于获取所述两个序列的实部功率与虚部功率；

实虚部商获取子模块，用于根据所述实虚部均值获取子模块和实虚部功率获取子模块获取的结果，获取所述两个序列的实部商和虚部商。

估计值获取子模块，用于根据两个序列的实部商和虚部商，获取估计值；

第二估计值获取子模块，用于根据所述估计值获取子模块获取的估计值和信噪比值，获取第二估计值，并获取Doppler频偏。

其中，所述Doppler频偏参数获取模块还包括：

平均估计值获取子模块，用于根据所述估计值获取子模块获取的多个估计值，获取平均的估计值作为最终的估计值。

其中，所述Doppler频偏参数获取模块进一步包括：

索引子模块，用于设置Doppler频偏与所述第二估计值的对应关系，并提供给所述第二估计值获取子模块用于获取Doppler频偏。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

通过接收信号的延时扩展参数值、时隙中的同步信号的起始位置以及信噪比值获取Doppler频偏，不依赖OFDM且精度较高。从而弥补了以往采用OFDM系统中其Doppler频偏估计的不足。

附图说明

图1是本发明实施例的应用环境之一的CMMB系统物理层的帧结构示意图；

图2是图1中信标的组成结构示意图；

图3是本发明使用的Bessel函数的单调性示意图；

图4是本发明Doppler频偏获取装置的结构示意图。

具体实施方式

以下结合附图和实施例，对本发明的实施方式作进一步说明。

本发明提供一种CMMB系统的Doppler频偏获取方法，使用接收信号的延时扩展参数值、时隙中的同步信号的起始位置以及信噪比值获取Doppler频偏。

OFDM系统有很多种，对不同种的OFDM系统，本发明的具体实施例有所不同。以下我们以本发明应用于CMMB这种OFDM系统的情况来作说明。

CMMB系统中物理层的帧结构如图1所示。将1秒等分为40个时隙，每个时隙由1个信标和53个OFDM符号组成。如图2所示，每个信标由一个TxID(发射机标识序列)和两个相同的SYNC(同步信号)组成。每个同步信号的时间长度为204.8微秒，远远大于OFDM符号的CP长度(51.2微秒)。

基于上述帧结构，本发明中Doppler频偏获取方法包括以下步骤：

步骤s301、获取接收信号的延时扩展参数值、信噪比值以及每个时隙中的同步信号的起始位置，用于获取Doppler频偏。对于该延时扩展参数值、信噪比值以及同步信号起始位置的获取方法，本发明不作限定。

步骤s302、取第1个同步信号的不受时延多径干扰的部分序列，记为第1部分序列。一种取法是从第1个同步信号的终止位置向前截取长度等于同步信号长度减去延时扩展参数值长度的部分信号序列。

为了更清楚的描述本发明中Doppler频偏的获取方法，以下结合公式详细描述本发明的各个步骤：

记一个SYNC信号的符号长度为L_SYNC(单位为基带样本数目)，时间长度为204.8微秒，基带样本数为2048个样本；估计出的延时扩展参数值为L_{delay_spread}，单位为基带样本数目。取一个信标中的第1个(即前面的)SYNC信号的后L_SYNC-L_{delay_spread}个样本为第1部分序列，记为S₁。

步骤s303、本步骤与步骤s302类似，从第2个同步信号中截取与第1部分序列同样长度、同样相对位置的部分序列，记为第2部分序列。即为：取第2个(即一个信标中的后面的)SYNC信号的后L_SYNC-L_{delay_spread}个样本为第2部分序列，记为S₂。S₂和S₁的长度相等，均为L_S＝L_SYNC-L_{delay_spread}个基带样本。并且，S₁的第i个样本和S₂的第i个样本相距L_SYNC个样本，其中，i＝0，1，…，L_S-1。

步骤s304、将第1部分序列的实部序列和第2部分序列的实部序列按元素对应相乘，并对相乘后的序列取均值，记为实部均值；同理，将第1部分序列的虚部序列和第2部分序列的虚部序列对应相乘，并对相乘后的序列取均值，记为虚部均值。

对于步骤s302和s303中所取的两个序列，记实部均值为M_I，虚部均值为M_Q；则其获取方法如下：

$M_I=\frac{1}{L_S}\underset{i=0}{\overset{L_s-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{1,I}\left(i\right)\×S_{2,I}\left(i\right)$

$M_Q=\frac{1}{L_S}\underset{i=0}{\overset{L_s-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{1,Q}\left(i\right)\×S_{2,Q}\left(i\right)$

其中，S_1，I和S_1，Q是部分序列S₁的实部序列和虚部序列，S_2，I和S_2，Q是部分序列S₂的实部序列和虚部序列。

步骤s305、将第2部分序列的实部序列按元素取平方，并对取平方后的序列取均值，记为实部功率；同理，将第2部分序列的虚部序列按元素取平方，并对取平方后的序列取均值，记为虚部功率。

对于步骤s302和s303中所取的两个序列，记实部功率为P_I，虚部功率为P_Q，则其获取方法如下：

$P_I=\frac{1}{L_S}\underset{i=0}{\overset{L_s-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{2,I}^2\left(i\right)$

$P_Q=\frac{1}{L_S}\underset{i=0}{\overset{L_s-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{2,Q}^2\left(i\right)$

其中，S_1，I和S_1，Q是部分序列S₁的实部序列和虚部序列，S_2，I和S_2，Q是部分序列S₂的实部序列和虚部序列。

步骤s306、将实部均值除以实部功率，记为实部商；将虚部均值除以虚部功率，记为虚部商。

步骤s307、将实部商和虚部商相加并除以2，获得估计值。

对于步骤s302和s303中所取的两个序列，初步估计值记为V_F，则：

$V_F=\frac{1}{2}[\frac{M_I}{P_I}+\frac{M_Q}{P_Q}]$

步骤s308、根据信道情况，可以选择多个时隙的数据，进行上述处理，获得多个估计值，然后对此多个估计值进行平均，获得平均估计值作为最终的估计值，以提高估计正确性，该步骤为可选。

初步平均估计值记为

公式为 ${\stackrel{\‾}{V}}_F=E\left(V_F\right),$ 其中E(·)表示取平均值，即先获得多个V_F值再取平均，求得一个平均值作为最终的估计值。

步骤s309、利用估计值和预先设置的信噪比值或者估计出的信噪比值，获得第二估计值，第二估计值是一个零阶贝赛尔(Bessel)函数。

根据以下公式： ${\stackrel{\‾}{V}}_F(1+\frac{1}{\mathrm{SNR}})=J_0\left(2\mathrm{\π}{f}_d{T}_{\mathrm{Symbol}}\right)$

其中，SNR表示预先设置的信噪比值，为了避免估计信噪比值，可以预先设置一个较为通用的固定值，或者之前估计出的信噪比值；J₀(·)为第一类零阶Bessel函数，f_d表示Doppler频偏，T_Symbol表示一个OFDM符号的时间长度。对于CMMB系统来说，T_Symbol＝(24+512+4096)*10^-7秒。

步骤s310、根据第二估计值，进行逆Bessel函数求解，获取Doppler频偏估计值。

考虑到接收机并不需要确切的Doppler频偏，并且零阶Bessel函数在一定自变量范围内是单调下降的，如图3所示，所以另一种Doppler频偏的获取方法是不进行逆Bessel函数求解，而是寻找并获取到Doppler频偏与第二估计值的对应关系，根据第二估计值、以及该对应关系直接获取与该第二估计值对应的Doppler频偏，从而可以进行与Doppler频偏相关的信号处理。

本发明的实施例还提供一种Doppler频偏的获取装置，可以应用于接收机等接收设备上，其结构如图4所示，包括：

信噪比值获取模块10，用于获取信噪比值并提供给Doppler频偏参数获取模块40。

延时扩展参数获取模块20，用于获取延时扩展参数值并提供给Doppler频偏参数获取模块40。

同步模块30，用于获取每个时隙中的同步信号的起始位置并提供给Doppler频偏参数获取模块40。

Doppler频偏参数获取模块40，用于根据上述信噪比值获取模块10、延时扩展参数获取模块20以及同步模块30提供的相关内容获取Doppler频偏参数值。

该Doppler频偏参数获取模块进一步包括：

信号序列获取子模块41，用于获取同步信号的不受时延多径干扰的部分序列。

实虚部均值获取子模块42，用于对信号序列获取子模块41获取的两个序列，分别获取两个序列的实部均值与虚部均值。

实虚部功率获取子模块43，用于对信号序列获取子模块41获取的两个序列，分别获取两个序列的实部功率与虚部功率。

实虚部商获取子模块44，用于根据实虚部均值获取子模块42和实虚部功率获取子模块43获取的实虚部均值以及实虚部功率，获取两个序列的实部商和虚部商。

初步估计值获取子模块45，用于根据实虚部商获取子模块44获取两个序列的实部商和虚部商，获取估计值。

初步估计平均值获取子模块46，用于根据初步估计值45获取的多个估计值进行平均，获取初步估计平均值作为最终的估计值。

第二估计值获取子模块47，用于根据初步估计值获取子模块45或初步估计平均值获取子模块46获取的估计值、以及预先设置的信噪比值，获取第二估计值。

索引子模块48，用于根据第二估计值获取子模块47获取第二估计值和预先设置的Doppler频偏与第二估计值的对应关系，获取Doppler频偏。

通过使用本发明提供的上述方法和装置，使用接收信号的延时扩展参数值、时隙中的同步信号的起始位置以及信噪比值获取Doppler频偏，不依赖OFDM且精度较高。从而弥补了CMMB系统的Doppler频偏获取方法的缺失，避免了传统的Doppler频偏获取方法的缺点。

由上可知，本发明是通过接收信号的延时扩展参数值、时隙中的同步信号的起始位置以及信噪比值来获取Doppler频偏，因此，Doppler频偏的获取不依赖于CP，因此，也就不需要依赖OFDM技术本身。其次，由于同步信号的长度远大于CP长度，因此，进行估计时所用的不受时延多径干扰的有效数据长度较传统的估计方法要长很多，因此，本发明的估计精度得到大幅提高。

通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到本发明可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件，但很多情况下前者是更佳的实施方式。基于这样的理解，本发明的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台设备执行本发明各个实施例所述的方法。

以上公开的仅为本发明的几个具体实施例，但是，本发明并非局限于此，任何本领域的技术人员能简单推导或联想的变化都应落入本发明的保护范围。

Claims (8)

1.一种多普勒频偏获取方法，其特征在于，包括以下步骤：

获取接收信号的延时扩展参数值、时隙中的同步信号的起始位置以及信噪比值；

根据所述延时扩展参数值、时隙中的同步信号的起始位置以及信噪比值获取Doppler频偏。

2.如权利要求1所述多普勒频偏获取方法，其特征在于，所述根据延时扩展参数值、时隙中的同步信号的起始位置以及信噪比值获取Doppler频偏具体为：

根据所述时隙中的同步信号的起始位置和延时扩展参数值，从所述接收信号时隙的两个同步信号中分别获取不受时延多径干扰的两个序列；

获取所述两个序列的实部均值、虚部均值、实部功率与虚部功率；

根据所述实部均值、虚部均值、实部功率与虚部功率，获取所述两个序列的实部商和虚部商；

根据所述两个序列的实部商和虚部商，获取估计值；

根据所述估计值和所述接收信号的信噪比值，获取第二估计值；

根据所述第二估计值获取Doppler频偏。

3.如权利要求2所述多普勒频偏获取方法，其特征在于，所述根据所述两个序列的实部商和虚部商，获取估计值后还包括：

利用多个时隙分别获取多个估计值；

使用多次估计值获取的一平均估计值作为最终的估计值。

4.如权利要求2所述多普勒频偏获取方法，其特征在于，所述第二估计值获取Doppler频偏值具体为：

根据第二估计值进行求解，获取Doppler频偏；或

根据第二估计值、以及预先设置的Doppler频偏与第二估计值的对应关系，获取Doppler频偏。

5.一种多普勒频偏获取装置，其特征在于，包括：

延时扩展参数获取模块，用于获取接收信号的延时扩展参数值；

同步模块，用于获取接收信号时隙中的同步信号的起始位置；

信噪比值获取模块，用于获取接收信号的信噪比值；

Doppler频偏参数获取模块，用于根据接收信号的延时扩展参数值、时隙中的同步信号的起始位置以及信噪比值，获取Doppler频偏参数值。

6.如权利要求5所述多普勒频偏获取装置，其特征在于，所述Doppler频偏参数获取模块进一步包括：

信号序列获取子模块，用于从接收信号时隙的两个同步信号中分别获取不受时延多径干扰的两个序列；

实虚部均值获取子模块，用于获取所述两个序列的实部均值与虚部均值；

实虚部功率获取子模块，用于获取所述两个序列的实部功率与虚部功率；

实虚部商获取子模块，用于根据所述实虚部均值获取子模块和实虚部功率获取子模块获取的结果，获取所述两个序列的实部商和虚部商。

估计值获取子模块，用于根据两个序列的实部商和虚部商，获取估计值；

第二估计值获取子模块，用于根据所述估计值获取子模块获取的估计值和信噪比值，获取第二估计值，并获取Doppler频偏。

7.如权利要求6所述多普勒频偏获取装置，其特征在于，所述Doppler频偏参数获取模块还包括：

平均估计值获取子模块，用于根据所述估计值获取子模块获取的多个估计值，获取平均的估计值作为最终的估计值。

8.如权利要求6所述多普勒频偏获取装置，其特征在于，所述Doppler频偏参数获取模块进一步包括：

索引子模块，用于设置Doppler频偏与所述第二估计值的对应关系，并提供给所述第二估计值获取子模块用于获取Doppler频偏。

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