CN101123594A - 用于多入多出基带处理的系统、装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种多入多出(MIMO)系统，尤其指用于多入多出系统基带处理的系统、用于发射机基带处理的装置及方法。其中：用于发射机基带处理的装置包括自适应空时分组编码器，其特点是：该自适应空时分组编码器是由线性空时分组码(STBC)和预编码联合设计而形成的结构。它还包括一根据联合设计标准离线生成的查找表。该联合设计标准是星座集合里发送码字与其他码字之间的具有体现反馈信道状态信息延迟和量化误差的成对符号错误概率(PEP)上限的和。本发明具有：可离线进行预编码和线性STBC的联合设计的编码设计过程，并可通过使用查找表有效实现传输方案。此外，本发明可采用全局数值优化算法SGA替代作为局部优化算法的梯度搜索技术，可避免具有不同初始化的冗长重复搜索。

Description

用于多入多出基带处理的系统、装置及方法

技术领域

本发明涉及一种多入多出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)系统，尤其指用于多入多出系统基带处理的系统、用于发射机基带处理的装置及方法。

背景技术

在MIMO系统中，利用发射机信道状态信息(CSI)的传统方法是通过自适应预编码，预编码可对发送信号进行加权处理以达到信号建设性的合并，产生额外的阵列增益，从而增加链路容量。

一般在无限精确的即时反馈的理想条件下，预编码在慢变的平滑衰落的情况下，相对没有反馈CSI的系统可提供稳固的性能增益和实现全分集。

然而，预编码在实际应用中会遇到一些问题，包括反馈延迟期间的信道变化、由反馈链路引入的误码、CSI的量化误差、接收机的信道估计误差等。尽管我们一般假设接收机的信道估计是理想的，但是反馈延迟和反馈链路引入的误码将严重损害系统性能，导致预编码的渐进分集增益为1(参见A.Hottinen，O.Tirkkonen和R.Wichman，Multi-Antenna Transceiver Techniques for 3G andBeyond.John Wiley and Sons，2003)。预编码的这一缺陷使其应用依赖于系统的操作点。

为了减少信道信息误差所带来的危害，一种考虑了到达发射机CSI正确程度的预编码和空时分组码(STBC)的组合系统被提出了。该系统甚至在发射端CSI不理想的情况下，仍能保持较高的分集阶数。

现有文献提出了两类预编码和STBC组合的闭环MIMO系统。

第一类是由G.Jongren、M.Skoglund和B.Ottersten在“Combiningbeamforming and orthogonal space-time block coding”(IEEE Transactions onInformation Theory，Vol.48，No.3，pp.611-627，Mar.2002)文献中和J.Liu和E.Gunawan在“Exact bit-error rate analysis for the combined system of beamformingand Alamouti’s space-time block code”(IEEE Microwave and WirelessComponents Letters，Vol.14，No.8，pp.298-400，Aug.2004)文献中提出的预编码和预定的正交空时分组码(OSTBC)组合的传输方案，它考虑了发射端可用的CSI的正确程度。该组合方案可平衡阵列增益(由预编码产生)和分集增益(由OSTBC产生)。由于该方案在缺少反馈CSI的情况下保持纯开环原理，因此即使是在反馈CSI质量较差的情况下，该组合传输方案也能继续良好地工作。预编码矩阵的优化是凸优化问题，这意味着所有局部最小值也是全局最小值。尽管在一般情况下，我们都只能得到这个优化问题的数值解，但是在某些特殊情况下，我们可以得到它的封闭解。

第二类是G.Jongren，M.Skaglund和B.Ottersten，在“Design ofchannel-estimate-dependent space-time block coding”(IEEE Transactions onCommunications，Vol.52，No.7，pp.1191-1203，Jul.2004)文献中提出的依赖CSI的无结构STBC，它可被看作一种预编码和无结构STBC的联合设计。通过运用一般界原理以及成对符号错误概率(PEP)的上限，所采用的设计标准可以经由上限界定以CSI为条件的块(码组)差错率(BLER)来获得。该联合设计的传输矩阵的优化是非凸的优化问题，通常难以得到解析解。因此需要数值优化技术来实现它的设计过程。该文献采用的梯度搜索技术被用于寻找合适的依赖CSI的无结构STBC。

上述第一类预编码和预定的OSTBC的组合方案是次优化的。因为在这种方案中，OSTBC是预先确定的，只有预编码的加权矩阵是可根据发射机CSI调节的自由参数。从性能角度看，STBC和预编码应该被联合调节设计。此外，第一类方案没有考虑CSI量化的模式。

对于上述第二类依赖CSI的无结构STBC，由于其码字具有非线性的无结构特性，而使它存在解码复杂的重要问题。它需要靠在所有码字中进行穷搜索解码。在码字数量不大的情况下，这种方案所导致的计算复杂度也许还可以容忍。但是对于高速应用，由于这种方案的解码复杂度高，它基本上不可能被使用。梯度搜索技术是一种局部的数值优化过程，它必须靠付以不同的初始值进行重复搜索来获得可能的全局最优解。

综上，根据现有联合设计系统的卓越性能和有寻找更简单系统的必要性，本申请人提出了采用预编码和线性STBC联合设计的多入多出系统的基带处理技术。

发明内容

本发明旨在提供一种结构简单的、且能达到更优联合设计性能的用于多入多出系统基带处理的系统、装置及方法。

本发明之一，一种用于多入多出系统发射机基带处理的装置。它包括自适应空时分组编码器，其特征在于：该自适应空时分组编码器是由线性空时分组码(STBC)和预编码联合设计而形成的结构，即：将线性空时分组码的加权矩阵和预编码的加权矩阵集合成一联合加权矩阵。

上述装置还进一步包括一根据联合设计标准离线生成的供所述自适应空时分组编码器查询联合加权矩阵的查找表。

所述的联合设计标准为：星座集合里发送码字与其他码字之间的具有体现反馈信道状态信息(CSI)延迟和量化误差的成对符号错误概率(PEP)上限的和。

在上述装置中，在查找表内存储的联合加权矩阵是根据不同的CSI和发送字符串星座集合里不同的码字而变化的，并且，查找表的大小是由CSI量化精度和发送字符串星座集合的大小来确定的。

此外，上述装置更包括与接收机连接的量化处理器，该量化处理器通过反馈链路将量化的CSI反馈至查找表。

所述量化处理器可采用一致的相位量化法进行量化处理，此时查找表可为简化式查找表，即：该简化式查找表里存储的是反馈CSI为零的情况下发送字符串星座集合里不同的码字所对应的加权矩阵，并且所述的联合加权矩阵是通过该加权矩阵乘以由发射机根据反馈的CSI所构建的一旋转矩阵所获得的，并且，查找表的大小是由发送字符串星座集合的大小来确定的。

在上述装置中，联合加权矩阵可选用简单遗传算法(SGA)搜索得到。

本发明之二，一种用于多入多出系统发射机基带处理的方法。该方法为：对调制符号序列以线性STBC和预编码联合设计的方式进行自适应空时分组编码。其中：

自适应空时分组编码是将线性STBC的加权矩阵和预编码的加权矩阵集合成一联合加权矩阵，且该联合加权矩阵是通过按联合设计标准离线生成的查找表所查得。

所述的联合设计标准为：星座集合里发送码字与其他码字之间的具有体现反馈CSI延迟和量化误差的成对符号错误概率PEP上限的和。

在上述方法中，查找表可存储的是不同的CSI和发送字符串星座集合里不同的码字所对应的联合加权矩阵。

在上述方法中，联合加权矩阵可根据发射机接收到的量化的CSI，从查找表里查出。

当量化信道状态信息的方法优选为一致的相位量化法时，所述的查找表可采用简化式查找表，即：该简化式查找表里存储的是反馈CSI为零的情况下发送字符串星座集合里不同的码字所对应的加权矩阵，并且所述的联合加权矩阵是通过该加权矩阵乘以由发射机根据反馈的CSI所构建的一旋转矩阵所获得的。

在上述方法中，联合加权矩阵可选用SGA搜索得到。

本发明之三，一种用于多入多出基带处理的系统。它包括在发射机内设置的相连的自适应空时分组编码器和查找表、在接收机内设置的量化处理器，以及设置在发射机和接收机之间的反馈链路，其中：该自适应空时分组编码器是由线性STBC和预编码联合设计而形成的结构，即：将线性空时分组码的加权矩阵和预编码的加权矩阵集合成一联合加权矩阵。

在上述的系统中，查找表是根据联合设计标准离线生成的，所述联合设计标准是星座集合里发送码字与其他码字之间的具有体现反馈CSI延迟和量化误差的成对符号错误概率PEP上限的和。

在上述的系统中，查找表存储的可以是不同的CSI和发送字符串星座集合里不同的码字所对应的联合加权矩阵。

在上述的系统中，量化处理器可优选一致的相位量化法进行量化处理，此时，所述的查找表可以是简化式查找表，即：该简化式查找表里存储的是反馈CSI为零的情况下发送字符串星座集合里不同的码字所对应的加权矩阵，并且所述的联合加权矩阵是通过该加权矩阵乘以由发射机根据反馈的CSI所构建的一旋转矩阵所获得的。

本发明之四，一种正交频分复用-多入多出(OFDM-MIMO)的宽带无线通信系统发射机基带处理装置。该装置包括自适应空时分组编码器，其特征在于：该自适应空时分组编码器是由线性STBC和预编码联合设计而形成的结构，即：将线性空时分组码的加权矩阵和预编码的加权矩阵集合成一联合加权矩阵。

采用了上述的技术解决方案，本发明与现有第一类预编码和预定OSTBC的组合方案相比，可离线进行预编码和线性STBC的联合设计的编码设计过程，并可通过使用查找表有效实现传输方案。而本发明与现有第二类基于CSI的无结构STBC的联合设计概念相比，线性编码构造能够使用具有比穷搜索复杂性低得多的解码算法，并且由于联合设计标准是星座集合里其他码字与发送码字之间的PEP上限的和，因此具有更佳的联合设计性能。同时本发明可采用全局数值优化算法SGA替代作为局部优化算法的梯度搜索技术，可避免赋不同的初始值而进行的繁琐重复搜索。

附图说明

通过以下对本发明用于多入多出系统基带处理的系统、用于发射机基带处理的装置及方法的实施例结合其附图的描述，可以进一步理解本发明的目的、具体结构特征和优点。

图1是本发明用于闭环的多入多出基带处理的系统示意图；

图2是本发明所提出的联合设计系统与现有的第一类预编码和预定的OSTBC的组合系统的误码率(BER)性能比较的曲线示意图。其中，现有的第一类组合系统中STBC采用了预定的Alamouti的STBC(即：一种用于两个发射天线的OSTBC)。为了保持比较的公平性，相比较的两个系统都是CSI有附加噪声的模式下，每次输入编码器的字符数N＝2，码字块长度L＝2以及星座集合里码字总数K＝4；

图3是本发明提出的联合设计与现有的第二类基于CSI的无结构STBC的BLER性能比较的曲线示意图(比较的条件是发射的天线数M_t＝2，N＝L＝2，K＝4以及量化CSI比特数b＝2)；

图4是本发明提出的联合设计与现有的第二类基于CSI的无结构STBC的BLER性能比较的曲线示意图(比较的条件是M_t＝4，N＝L＝4，K＝16以及b＝6)；

图5是本发明用于多入多出系统发射机基带处理的装置的示意图；

图6是本发明OFDM-MIMO的宽带无线通信系统发射机基带处理装置的示意图。

具体实施方式

本发明的总体思想是：通过提供含有预编码和线性STBC的联合设计技术的用于MIMO(多入多出)基带处理的系统、用于发射机基带处理的装置及方法，以及可延展到用于OFDM-MIMO的宽带无线通信系统发射机基带处理的装置，来实现卓越性能并且结构和解码相对简单的系统。

本发明之一，一种用于多入多出系统发射机基带处理的装置。

参见图5，该装置包括自适应空时分组编码器11、一根据联合设计标准离线生成的供所述自适应空时分组编码器查询联合加权矩阵的查找表12和与接收机连接的量化处理器13，该量化处理器13通过反馈链路14将量化的CSI反馈至查找表12。

该自适应空时分组编码器11是由线性空时分组码(STBC)和预编码联合设计而形成的结构，即：将线性空时分组码的加权矩阵和预编码的加权矩阵集合成一联合加权矩阵。

联合设计标准为：星座集合里发送码字与其他码字之间的具有体现反馈信道状态信息(CSI)延迟和量化误差的成对符号错误概率(PEP)上限的和。

在查找表12内存储的联合加权矩阵是根据不同的CSI和发送字符串星座集合里不同的码字而变化的，并且，查找表的大小是由CSI量化精度和发送字符串星座集合的大小来确定的。

量化处理器13可采用一致的相位量化法进行量化处理，此时查找表12可为简化式查找表，即：该简化式查找表里存储的是反馈CSI为零的情况下发送字符串星座集合里不同的码字所对应的加权矩阵，并且所述的联合加权矩阵是通过该加权矩阵乘以由发射机根据反馈的CSI所构建的一旋转矩阵所获得的，并且，查找表的大小是由发送字符串星座集合的大小来确定的。

本发明之二，一种用于多入多出系统发射机基带处理的方法。该方法为：对调制符号序列以线性STBC和预编码联合设计的方式进行自适应空时分组编码。其中：

自适应空时分组编码是将线性STBC的加权矩阵和预编码的加权矩阵集合成一联合加权矩阵，且该联合加权矩阵是通过按联合设计标准离线生成的查找表所查得。

联合设计标准为：星座集合里发送码字与其他码字之间的具有体现反馈CSI延迟和量化误差的成对符号错误概率PEP上限的和。

查找表可存储的是不同的CSI和发送字符串星座集合里不同的码字所对应的联合加权矩阵。

联合加权矩阵可根据发射机接收到的量化的CSI，从查找表里查出。

当量化信道状态信息的方法优选为一致的相位量化法时，所述的查找表可采用简化式查找表，即：该简化式查找表里存储的是反馈CSI为零的情况下发送字符串星座集合里不同的码字所对应的加权矩阵，并且所述的联合加权矩阵是通过该加权矩阵乘以由发射机根据反馈的CSI所构建的一旋转矩阵所获得的。

本发明之三，一种用于多入多出基带处理的系统。

参见图1，该系统包括在发射机内设置的相连的自适应空时分组编码器21和查找表22、在接收机内设置的量化处理器23，以及设置在发射机和接收机之间的反馈链路24，其中：该自适应空时分组编码器21是由线性STBC和预编码联合设计而形成的结构，即：将线性空时分组码的加权矩阵和预编码的加权矩阵集合成一联合加权矩阵。

查找表22是根据联合设计标准离线生成的，所述联合设计标准是星座集合里发送码字与其他码字之间的具有体现反馈CSI延迟和量化误差的成对符号错误概率PEP上限的和。

查找表22存储的可以是不同的CSI和发送字符串星座集合里不同的码字所对应的联合加权矩阵。

量化处理器23可优选一致的相位量化法进行量化处理，此时，所述的查找表22可以是简化式查找表，即：该简化式查找表里存储的是反馈CSI为零的情况下发送字符串星座集合里不同的码字所对应的加权矩阵，并且所述的联合加权矩阵是通过该加权矩阵乘以由发射机根据反馈的CSI所构建的一旋转矩阵所获得的。

本发明之四，一种正交频分复用-多入多出(OFDM-MIMO)的宽带无线通信系统发射机基带处理装置。

参见图6，该装置包括自适应空时分组编码器31，该自适应空时分组编码器是由线性STBC和预编码联合设计而形成的结构，即：将线性空时分组码的加权矩阵和预编码的加权矩阵集合成一联合加权矩阵。

上述这些发明中，联合设计标准，是对传统所使用的一般界标准进行了调整，使其能考虑到当前所发送的字符串，从而更加行之有效。一般界标准是星座集合里的所有码字之间的成对符号错误概率(PEP)上限的和。而本发明中的设计标准只是星座集合里其他码字与发送码字之间的PEP上限的和。

通过使设计标准最小化，联合的加权矩阵可以用简单遗传算法(SGA)搜索得到。SGA是全局优化算法。

由于联合设计标准考虑到从接受机反馈到达发射机的CSI的延迟和量化误差，因此所得到的加权矩阵也考虑了反馈CSI延迟和量化的特点。

下面就上述发明内容进行详细说明。

一、系统模型

考虑利用基于发射机可用CSI的线性STBC的多发多收(MIMO)窄带无线通信系统。

如图1所示，用于闭环的多入多出(MIMO)系统的基带处理系统包括在发射端内设置的自适应空时分组编码器1、查找表2、在接收机内设置的检测器3、CSI量化处理器4，和反馈链路5，以及M_t发送天线和M_r接收天线。

通过反馈链路将CSI从接收机反馈回发射机，或在双工方案中使用互易性估计CSI。除了由反馈延迟引起的误差外，还假设信道信息受到由CSI量化所引起的误差。假设接收机处的信道估计是理想的，并且使用线性STBC。现有的线性STBC(E.G.Larsson and P.Stoica，Space-Time Block Coding for Wireless Communications.Cambridge University Press，2003)中的码字矩阵是由一些信息符号线性组合而成，其中每一个字符由相应的矩阵进行加权从而使该信息扩展到时间和空间上。

根据现有的线性STBC技术，线性STBC选择从一组N个符号到一个M_t×L维的矩阵S的线性映射，如下所示：

$S=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(s_n{\hat{A}}_n+s_n^{*}{\hat{B}}_n)---\left(1\right)$

其中s_n(n＝1，...，N)是调制信息数据，L表示码字块的长度，而(·)^*表示共轭算子。

一般， ${\{{\hat{A}}_n,{\hat{B}}_n\}}_{n=1}^N$ 是一组M_t×L维的固定矩阵，并且码率为R＝N/L。因此，Alamouti的STBC是具有正交性的2×2维的线性STBC的子类，并且 ${\{{\hat{A}}_n,{\hat{B}}_n\}}_{n=1}^N$ 的每一个元素取自{1，0，-1}。

在现有的预编码和OSTBC的组合系统中，OSTBC的加权矩阵是预定的，只有预编码矩阵W根据发射机的CSI进行自适应调节。由于OSTBC正交性的限制以及仅仅预编码矩阵W是可调节的自由参数，传统组合系统的性能是不理想的。

在本发明中，我们根据发射机的CSI联合设计预编码和线性STBC。联合设计的传输矩阵C可表示为：

$C=\mathrm{WS}=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(s_{n}W{\hat{A}}_n+s_n^{*}W{\hat{B}}_n)=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}(s_n{A}_n+s_n^{*}{B}_n)---\left(2\right)$

其中{A_n，B_n}_n＝1 ^N对于给定调制符号序列s₁，s₂，...，s_N是根据发射机的CSI进行调节。设E_s表示每信息符号的平均能量，而K表示每个编码 $C={\left\{C_k\right\}}_{k=1}^K$ 的码字个数。对于M-PSK调制，我们有M＝2^m且K＝2^mN，其中m是调制吞吐量。为了确保每个符号周期的平均输出功率为E，在假设所有码字等概率发送的情况下施加如下约束：

$\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|C_k\left|\right|}_F^2=E_{s}K{\log }_{2}K---\left(3\right)$

其中||·||_F表示Frobenius范数。

可将接收到的复基带数据模型表示如下：

Y＝HC+E    (4)

其中接收数据Y是M_r×L维矩阵，而E是均值为零并且每维方差为σ²＝N₀/2的独立AWGN采样。MIMO信道由M_r×M_t矩阵表示：

$H=\left[\begin{array}{cccccc}{h}_{11}& h_{12}& .& .& .& h_{{1M}_t}\\ h_{21}& h_{22}& .& .& .& h_{{2M}_t}\\ .& .& .& & & .\\ .& .& & .& & .\\ .& .& & & .& .\\ h_{M_{r}1}& h_{M_{r}2}& .& .& .& h_{M_r{M}_t}\end{array}\right]---\left(5\right)$

其中h_ij是表示从第j个发送天线到第i个接收天线的信道系数的复标量。为了便于描述，我们用一个1×M_tM_r的行向量表示MIMO信道：

h＝rvec(H)   (6)

其中rvec(·)表示行向量化算子，它将其自变量的行串行化为行向量。

A.信道模型

在本发明中，假设相关衰落模型为所谓的简化衰落场景。信道系数是归一化的统计独立同分布系数。h的每一个元素都是均值为零并且方差为 ${\mathrm{\σ}}_h^2=E\left[{\left|h_i\right|}^2\right]$ 的循环复高斯分布的信道参数。假设信道是时间相关的，并且满足准静态平滑瑞利衰落，即在一个编码块的传输期间信道是不变的，但是从一个编码块到另一个编码块信道是可变的。

B.反馈链路

使用具有1×M_tM_r个元素{γ_i}的行向量γ表示接收机的初始信道信息，该初始信道信息会被反馈回发射机。根据熟知的Jakes衰落模型，以下假设是合理的。由于反馈延迟和无线信道的时间变化特性，初始信道信息γ是当前真实信道h的延迟副本。由于信道系数是时间相关的，因此这个过时的信道信息γ与当前真实信道h是相关的。在简化的衰落场景下，每个元素γ_i与对应的真实信道系数h_i相关，并且与所有其他的真实信道系数都不相关。该相关性的程度由反馈CSI所花费的时间来确定。我们引入归一化相关系数ρ来描述相关程度，其中 $\mathrm{\ρ}=E\left[h_i{\mathrm{\γ}}_i^{*}\right]/{\mathrm{\σ}}_h^2,$ 它被用来评估初始信道信息的质量。更精确地，我们进一步假设h和γ是联合复高斯分布的，因为它们是相同的静态时间相关的高斯随机过程的采样。它们的分布完全可以由均值向量m_h＝m_γ＝0、协方差矩阵 $R_{\mathrm{hh}}=R_{\mathrm{\γ\γ}}={\mathrm{\σ}}_h^2{I}_{M_t{M}_r}$ 和互协方差矩阵 $R_{\mathrm{h\γ}}={\mathrm{\σ}}_h^2\mathrm{\ρ}{I}_{M_t{M}_r}$ 来表征，其中I_MtMr是M_tM_r维单位矩阵。由现有技术可知，h以γ为条件的均值和协方差矩阵分别表示为：

m_h|γ＝ργ_t $R_{\mathrm{hh}|\mathrm{\γ}}={\mathrm{\σ}}_h^2(1-{\left|\mathrm{\ρ}\right|}^2)I_{M_t{M}_r}=\mathrm{\α}{I}_{M_t{M}_r}---\left(7\right)$

将初始信道信息量化为b个比特整数p＝f_n(γ)∈{0，1，...，2^b-1}，它通过指定的反馈链路被传送到发射机。假设反馈链路具有理想反馈信道，即它不会引入任何比特错误。因此，整数p表示发射机可用的量化CSI。发射机中的查找表存有2^b个不同的联合设计编码组C(p)。发射机根据这个整数p查出对应的编码组C。这样，信道信息就可能遭受反馈延迟和量化误差。

C.量化方案

对于该闭环MIMO系统模型，我们将γ_i/γ₁(i＝2，...，M_tM_r)的相位量化成b比特的一致标量。量化器f_n(γ)根据映射γ∈O_pf_n(γ)＝p将初始信道信息向量γ的空间分为2^b个区域{O_p}_p＝0 ^2b-1。码表向量 ${\left\{\widehat{\mathrm{\γ}}\left(p\right)\right\}}_{p=0}^{2^b-1}$ 由以下给出：

$\widehat{\mathrm{\γ}}\left(p\right)=\left[\begin{array}{cccc}1& \exp \left(j{\mathrm{\φ}}_{{\mathrm{\τ}}_0\left(p\right)}\right)& ...& \exp \left(j{\mathrm{\φ}}_{{\mathrm{\τ}}_{M_t{M}_r-2}\left(p\right)}\right)---\left(8\right)\end{array}\right]$

其中φ_τv(p)＝2πτ_v(p)/2^b，v＝0，...，M_tM_r-2， $\stackrel{\‾}{b}=b/(M_t{M}_r-1)$ 表示每复值维数的比特数，而τ_v(p)是通过关系式 $p={\mathrm{\Σ}}_{v=0}^{M_t{M}_r-2}{\mathrm{\τ}}_v\left(p\right)2^{\stackrel{\‾}{b}v}$ 隐含定义的。这样，该特定量化函数被定义为：

$p=f_n\left(\mathrm{\γ}\right)=\arg \underset{p\∈\{\mathrm{0,1},...{,2}^b-1\}}{\min }{\left|\right|\frac{\mathrm{\γ}}{{\mathrm{\γ}}_1}-\widehat{\mathrm{\γ}}\left(p\right)\left|\right|}^2---\left(9\right)$

该量化方案是非常实用的，因为它是与3G WCDMA系统闭环模式所采用的反馈方案有密切关系的。除了标量量化，还可使用向量量化。然而，由于这超出了本发明的讨论范围，这里就不予讨论。

二、联合设计的设计标准

实际中，接收机通过导频符号或训练序列来估计信道信息。发送加权矩阵也可以通过相同的方法来获得。更特别的，我们甚至可以通过相同的导频符号或训练序列来联合检测发送加权矩阵和信道信息。在这种情况下，发送加权矩阵的检测不会严重增加接收机的复杂性。然而，发送加权矩阵检测和信道估计这两者都超出了本发明的讨论范围。因此，这里假设接收机可获得理想信道估计和理想发送加权矩阵。该假设允许我们独立讨论发射机信道信息的准确程度对于系统性能的影响。在该假设下，我们为预编码和线性STBC的联合设计提出了新的标准。

从现有预编码和预定OSTBC的文献中，我们可知对于预编码和预定OSTBC的组合系统以发射机CSI为条件的最差情况PEP是一致限的主要项。因此，预编码和预定OSTBC的的设计标准的封闭表达式是从以发射机CSI为条件的最坏情况的PEP的上限推导得出。然而，在本发明中的设计标准是针对当前发送的码字，通过以发射机CSI为条件的相关PEP的加权和推出。由于没有正交性的要求，线性STBC的最差情况PEP不再是一致限的主要项。鉴于这一事实，新的联合设计标准是合理的。同时，本发明联合设计标准也不同于现有的依赖CSI无结构的STBC所使用的设计标准，该标准是基于纯粹的一致限原理，而不考虑当前发送的码字。以下，我们在发射机可得到量化CSI的情况下开发联合设计的线性编码的标准。

给定量化CSI、整数p，发射机从一组编码{C(p)}确定当前信道编码 $C={\left\{C_k\right\}}_{k=1}^K.$ 利用把发送C_k ^(p)解成C_l ^(p)的条件PEP的上限，我们可以得到：

$P(C_k^{\left(p\right)}\→C_l^{\left(p\right)}|h,\mathrm{\γ})=Q\left(\sqrt{d^2(C_k^{\left(p\right)},C_l^{\left(p\right)})\frac{1}{{2N}_0}}\right)$

$\begin{array}{c}\≤\frac{1}{2}\exp \left({-d}^2(C_k^{\left(p\right)},C_l^{\left(p\right)})\frac{1}{{4N}_0}\right)\\ =\frac{1}{2}\exp \left({-\left|\right|h(C_k^{\left(p\right)}\→C_l^{\left(p\right)})\left|\right|}_F^2\frac{1}{{4N}_0}\right)\end{array}---\left(10\right)$

其中Q(·)表示Q函数。由于h和γ的联合复高斯关系，以γ为条件的h的概率密度函数(PDF)表示为：

$p_{h|\mathrm{\γ}}\left(h\right|\mathrm{\γ})=\frac{\exp [-(h-m_{h|\mathrm{\γ}})R_{\mathrm{hh}|\mathrm{\γ}}^{-1}{(h-m_{h|\mathrm{\γ}})}^H}{{\mathrm{\π}}^{M_t{M}_t}\det \left(R_{\mathrm{hh}|\mathrm{\γ}}\right)}---\left(11\right)$

用(11)的分布在(10)两侧取平均，我们有：

$P(C_k^{\left(p\right)}\→C_l^{\left(p\right)}|\mathrm{\γ})\≤\frac{\exp \left[m_{h|\mathrm{\γ}}{R}_{\mathrm{hh}|\mathrm{\γ}}^{-1}({\left({\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{kl}}^{\left(p\right)}\right)}^{-1}-R_{\mathrm{hh}|\mathrm{\γ}})R_{\mathrm{hh}|\mathrm{\γ}}^{-1}{m}_{h|\mathrm{\γ}}^H\right]}{2\det \left(R_{\mathrm{hh}|\mathrm{\γ}}\right)\det \left({\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{kl}}^{\left(p\right)}\right)}---\left(12\right)$

其中

${\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{kl}}^{\left(p\right)}=(C_k^{\left(p\right)}\→C_l^{\left(p\right)}){(C_k^{\left(p\right)}\→C_l^{\left(p\right)})}^H/{4N}_0+R_{\mathrm{hh}|\mathrm{\γ}}^{-1}---\left(13\right)$

我们忽略参数独立项并重新组织(12)中的指数项，可将含有发射机量化CSI的所谓码字对标准表示为：

$V(C_k^{\left(p\right)}\→C_l^{\left(p\right)}|p)=\frac{\exp \left\{\mathrm{tr}\left({\left({\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{kl}}^{\left(p\right)}\right)}^{-1}{R}_{\mathrm{hh}|\mathrm{\γ}}^{-1}E\right[m_{h|\mathrm{\γ}}^H{m}_{h|\mathrm{\γ}}\left|p\right]R_{\mathrm{hh}|\mathrm{\γ}}^{-1})\right\}}{\det \left({\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{kl}}^{\left(p\right)}\right)}---\left(14\right)$

其中tr(·)表示轨迹算子，而从(7)中可以得到

$E\left[m_{h|\mathrm{\γ}}^H{m}_{h|\mathrm{\γ}}\right|p]={\left|\mathrm{\ρ}\right|}^{2}E[{\mathrm{\γ}}^H\mathrm{\γ}\left|p\right]---\left(15\right)$

从对应的采样估值中获得(15)的表达式中的期望值，而采样估值是通过反馈链路的量化过程的Monte Carlo(蒙特卡罗)仿真取得的。

现在我们的注意力转向如何获取以发射机CSI为条件的相关PEP的加权和。设 $s^{\left(k\right)}=\left[\begin{array}{cccc}{s}_1^{\left(k\right)}& s_2^{\left(k\right)}& ...& s_N^{\left(k\right)}\end{array}\right]$ 表示对应于码字C_k ^(p)输入到联合设计编码器的信息串序列。由于该输入信息序列s^(k)是发射机已知的，因此仅需要计算与C_k ^(p)相关的PEP的加权和，而不是误码率(BER)的一致限。因此，在发射机可获得量化CSI的情况下，对于当前发送码字C_k ^(p)，联合设计的线性STBC的设计标准是与C_k ^(p)相关的PEP的加权和，如下给出：

$W\left({\{A_n^{\left(p\right)},B_n^{\left(p\right)}\}}_{n=1}^N\right|p,s^{\left(k\right)})=\underset{\underset{l\≠k}{l=1}}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{q}_{\mathrm{kl}}V(C_k^{\left(p\right)}\→C_l^{\left(p\right)}|p)---\left(16\right)$

其中q_kl是码字对C_k ^(p)、C_l ^(p)之间的误比特数。由于{A_n ^(p)，B_n ^(p)}_n＝1 ^N是根据当前发送的码字和发射机CSI进行调节，每个码字都应该考虑功率限制。在本发明中，我们将每个符号周期的输出功率限制为E_s，那么每符号周期的平均输出功率就肯定为E_s。这样，新设计标准的功率约束条件修改为：

${\left|\right|C_k\left|\right|}_F^2=E_s{\log }_{2}K---\left(17\right)$

从现有文献中我们可知如果E[m_h|γ ^Hm_h|γ|p]和R_hh|γ ^-1可写为以下形式，则反馈场景是对称的：

$E\left[m_{h|\mathrm{\γ}}^H{m}_{h|\mathrm{\γ}}\right|p]=\tilde{D}\⊗{\mathrm{\θ}}_p{\mathrm{U\θ}}_p^H---\left(18\right)$

$R_{\mathrm{hh}|\mathrm{\γ}}=D\⊗I_{M_t}---\left(19\right)$

其中θ_p是依赖于p的M_t×M_t的酉矩阵，U是M_t×M_t的常数矩阵， $\tilde{D}=\mathrm{diag}({\tilde{d}}_1,{\tilde{d}}_2,...,{\tilde{d}}_{M_r}),$ 而 $D=\mathrm{diag}(d_1,d_2,...,d_{M_r}).$ 对于简化的衰落场景，从(7)中，可以得到 $D=\frac{1}{\mathrm{\α}}{I}_{M_r},$ 而从(15)中可以得到 $\tilde{D}={\left|\mathrm{\ρ}\right|}^2\hat{D}$ 且 $\hat{D}\⊗{\mathrm{\θ}}_p{\mathrm{U\θ}}_p^H=E\left[{\mathrm{\γ}}^H\mathrm{\γ}\right|p].$ 一致相位量化方法和反馈方法的对称性(即某量化区域可以由其他量化区域旋转而得到)，减小了编码设计方法的计算复杂性。这里，U可从对应的采样估值获得，而采样估值是通过反馈链路中量化函数的蒙特卡罗仿真获得。由于其对于码字的独立性，U可以在码字搜索之前预先算出。

为了延续反馈的对称性到码字对应的对称性，我们遵循有赖于量化CSI的无结构STBC中的方法设 $C_k^{\left(p\right)}={\mathrm{\θ}}_p{\tilde{C}}_k,$ 其中 ${\tilde{C}}_k={\mathrm{\Σ}}_{n=1}^N[s_n^{\left(k\right)}{\tilde{A}}_n+{\left(s_n^{\left(k\right)}\right)}^{*}{\tilde{B}}_n].$ 将该映射以及(18)和(19)代入(14)，可得码字对标准的新形式：

$V({\mathrm{\θ}}_p{\tilde{C}}_k\→{\mathrm{\θ}}_p{\tilde{C}}_l|p)=\frac{\exp \left\{({\left|\mathrm{\ρ}\right|}^2/\mathrm{\α})\mathrm{tr}\right[{\widetilde{\mathrm{\Ψ}}}_{\mathrm{kl}}^{-1}(\hat{D}\⊗U)\left]\right\}}{\det \left({\widetilde{\mathrm{\Ψ}}}_{\mathrm{kl}}\right)}=V({\tilde{C}}_k\→{\tilde{C}}_l)---\left(20\right)$

其中

${\widetilde{\mathrm{\Ψ}}}_{\mathrm{kl}}=I_{M_r}\⊗({\tilde{C}}_k\→{\tilde{C}}_l){({\tilde{C}}_k\→{\tilde{C}}_l)}^H\frac{1}{{4N}_0}+\frac{1}{\mathrm{\α}}{I}_{M_t{M}_r}---\left(21\right)$

很明显，(19)独立于整数p，则(16)的所提出的设计标准可变为独立于p的形式：

$W\left({\{{\tilde{A}}_n,{\tilde{B}}_n\}}_{n=1}^N\right|s^{\left(k\right)})=\underset{\underset{l\≠k}{l=1}}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{q}_{\mathrm{kl}}V({\tilde{C}}_k\→{\tilde{C}}_l)---\left(22\right)$

这样，我们仅需要通过最小化以上的设计标准(22)同时受限于(17)中的功率约束条件来联合设计特定编码 $\tilde{C}={\left\{{\tilde{C}}_k\right\}}_{k=1}^K$ 从而得到

${\{{\tilde{A}}_n,{\tilde{B}}_n\}}_{n=1}^N=\arg \underset{{\left|\right|{\tilde{C}}_k\left|\right|}_F^2{=E}_s{\log }_{2}K}{\min }W\left({\{{\tilde{A}}_n,{\tilde{B}}_n\}}_{n=1}^N\right|s^{\left(k\right)})---\left(23\right)$

对应于量化CSI^p的联合设计编码C(p)可通过线性映射 $A_n^{\left(p\right)}={\mathrm{\θ}}_p{\tilde{A}}_n$ 和 $B_n^{\left(p\right)}={\mathrm{\θ}}_p{\tilde{B}}_n.$ 通过聚集对应于不同量化CSI^p的2^b个联合设计的编码形成整个查找表{C(p)}。因此，量化CSI测量模型的设计过程是非常迅速的，并且存储编码所需的存储空间也可大大减少。

三、数值优化

公式(23)的优化问题不是凸优化问题，一般难以得到解析解。因此需要数值优化技术来实现设计过程。依赖于量化CSI的无结构STBC使用的是简单的梯度搜索算法，但是所得的解可以预计仅仅是局部最佳的。该算法必须通过使用不同的初始猜测而重复几次梯度搜索来修正。本发明使用了简单遗传算法(SGA)来找出全局最佳数值解。SGA是一种随机的全局搜索算法，它通过应用最适者生存原理从而产生出越来越接近的近似解。因此不需要使用不同初始猜测而进行重复搜索。

完成这样的联合设计过程所花费的时间取决于该问题的尺寸大小。每个加权矩阵中元素的数量是M_t×L。对于每个码字有N＝log₂K个加权矩阵。这里，通过采用SGA中的Gray编码将每个加权矩阵中元素的实部和虚部分别编码为二进制字符串。因此，设计标准中的参数个数就为N_par＝2M_tLlog₂K。

值得注意的是，该设计过程是可以离线进行的，并且可通过使用查找表和量化方法的对称特性有效实现传输方案。对于K个码字，在设计过程中需要搜索的参数总数为N_tpar＝N_parK＝2M_tLKlog₂K。很明显设计过程所需时间随着K变大而变得过长，从而导致实质不可解的编码设计问题。然而，由于每个码字的SGA搜索是独立的，因此可同时执行K次SGA搜索，这样大大减轻了在K值较大情况下的编码设计问题所需的复杂度负担。

四、数值结果

为了说明本发明中基于新的设计标准的编码联合设计的有效性，我们通过下面一些例子来验证它的性能。

为了证明联合设计的传输方法性能超越组合系统的非集成设计，我们比较了联合设计的自适应线性STBC与预编码和预定Alamouti的STBC的组合系统。由于后者是在噪声和无量化的过时CSI的情况下被讨论的，因此我们也在该假设条件下评估联合设计系统以保证比较的公平性。发射机可用CSI对于两个系统是相同的，而并将初始信道信息质量设为ρ＝0.9。图2显示了这两个系统BER作为E_b/N₀函数的曲线。

如图2所示，在CSI有噪声影响、N＝L＝2以及K＝4的情况下本发明所提出的联合设计的自适应线性STBC与预编码和预定Alamouti的STBC的组合系统之间的BER性能比较，图中：对于两个发射天线(2-Tx)的联合设计编码；对于两个发射天线的预编码和预定Alamouti的STBC的组合系统；对于四个发射天线(4-Tx)的联合设计的编码；对于四个发射天线的预编码和预定Alamouti的STBC的组合系统。

由此可见，在1×10^-4的BER水平，对于M_t＝2和M_t＝4，本发明中的联合设计具有超过预编码和Alamouti的STBC的组合系统大约2.5dB的性能增益。当然，该性能优势是以较高计算复杂度为代价的。

为了证明本发明基于新联合设计标准的自适应线性STBC的优点，我们将其方案与现有的基于CSI的无结构STBC进行比较。图3示出了对于两个发射天线，这两个方案的BLER性能。

如图3所示，在M_t＝2，N＝L＝2，K＝4且b＝2的情况下，本发明联合设计的自适应线性STBC与现有的基于CSI的无结构STBC的BLER性能比较，图中：传统的正交STBC；对于ρ＝0的无结构编码；对于ρ＝0.95的无结构编码；对于ρ＝0的自适应线性STBC；对于ρ＝0.95的自适应线性STBC。

不管初始信道信息质量ρ为多少，本发明提出的联合设计的自适应线性STBC在高SNR处具有超越无结构编码大约3.5dB性能增益，这证明考虑当前发送码字的联合设计标准确有优势。

对于四个发送天线，在M_t＝4，N＝L＝4，K＝16且b＝6的情况下，从图4中可以发现所提出的联合设计自适应线性STBC具有超越现有基于CSI的无结构STBC大多于6dB的BLER性能增益。图中：传统的正交STBC；对于ρ＝0的无结构编码；对于ρ＝0.95的无结构编码；对于ρ＝0的自适应线性STBC；对于ρ＝0.95的自适应线性STBC。

综上所述，本发明所提出的联合设计的自适应线性STBC方案和现有的预编码和预定的OSTBC的组合传输方案对比如下：

发送结构不同。现有的预编码和预定OSTBC的组合方案根据发射端机得到的反馈CSI仅仅调节预编码的加权矩阵。也就是说只有预编码的加权矩阵是可调的自由参数。而在本发明方案中，预编码的加权矩阵和线性STBC的加权矩阵都是可调的自由参数，并且它们是联合调节的。

反馈测量模型不同。现有的预编码和OSTBC的组合方案没有考虑反馈链路中量化过程所引入的误差。而本发明方案采用了量化CSI测量模型。

优化问题不同。现有的预编码和OSTBC的组合方案具有凸优化问题，因此，在某些特定情况具有封闭解。而本发明方案的优化问题不为凸，需要数值优化算法。

本发明方案与现有的依赖CSI的无结构STBC方案对比如下：

STBC的结构不同。与本发明方案相反，为了使编码构造的自由度最大，现有方案的码字是无结构的。而所提方案的STBC采用了线性结构。而线性结构允许使用更简单的解码算法。

设计标准不同。现有方案的设计标准没有考虑当前所发送的码字。它是从BLER的一般界原理推导出来的。该一般界就是发送字符串星座集合里所有码字PEP的和，包括未在当前时刻发送的码字之间的PEP。而本发明方案的设计标准只是当前发送的码字和星座集合里的其他码字之间的PEP的求和。

优化搜索技术不同。现有方案采用剃度搜索技术，而本发明方案采用SGA技术。

尽管本发明对结构特征和/或方法功用是以具体语言作说明的，但应理解，所附权利要求书所限定的本发明并非一定得限于所说明的具体特征或功用。相反，这些具体特征和功用只是作为所要求保护的本发明的示范性实施方式加以披露的。

Claims (23)

1.一种用于多入多出系统发射机基带处理的装置，包括自适应空时分组编码器，其特征在于：该自适应空时分组编码器是由线性空时分组码(STBC)和预编码联合设计而形成的结构，即：将线性空时分组码的加权矩阵和预编码的加权矩阵集合成一联合加权矩阵。

2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于：它还包括一根据联合设计标准离线生成的供所述自适应空时分组编码器查询联合加权矩阵的查找表。

3.根据权利要求2所述的装置，其特征在于：所述联合设计标准是星座集合里发送码字与其他码字之间的具有体现反馈信道状态信息(CSI)延迟和量化误差的成对符号错误概率(PEP)上限的和。

4.根据权利要求3所述的装置，其特征在于：在所述查找表内存储的联合加权矩阵是根据不同的信道状态信息(CSI)和发送字符串星座集合里不同的码字而变化的。

5.根据权利要求4所述的装置，其特征在于：所述查找表的大小是由信道状态信息(CSI)量化精度和发送字符串星座集合的大小来确定的。

6.根据权利要求1或3所述的装置，其特征在于：所述联合加权矩阵用简单遗传算法(SGA)搜索得到。

7.根据权利要求3所述的装置，其特征在于：它还包括与接收机连接的量化处理器，该量化处理器通过反馈链路将量化的信道状态信息(CSI)反馈至查找表。

8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于：所述量化处理器采用的是一致的相位量化法进行量化处理。

9.根据权利要求8所述的装置，其特征在于：所述的查找表为简化式查找表，即：该简化式查找表里存储的是反馈信道状态信息(CSI)为零的情况下发送字符串星座集合里不同的码字所对应的加权矩阵，并且所述的联合加权矩阵是通过该加权矩阵乘以由发射机根据反馈的信道状态信息(CSI)所构建的一旋转矩阵所获得的。

10.根据权利要求9所述的装置，其特征在于：所述的查找表的大小是由发送字符串星座集合的大小来确定的。

11.一种用于多入多出系统发射机基带处理的方法，其特征在于：对调制符号序列以线性空时分组码(STBC)和预编码联合设计的方式进行自适应空时分组编码。

12.根据11所述的方法，其特征在于：所述自适应空时分组编码是将线性空时分组码(STBC)的加权矩阵和预编码的加权矩阵集合成一联合加权矩阵，且该联合加权矩阵是通过按联合设计标准离线生成的查找表所查得。

13.根据权利要求12所述的方法，其特征在于：所述联合设计标准是星座集合里发送码字与其他码字之间的具有体现反馈信道状态信息(CSI)延迟和量化误差的成对符号错误概率(PEP)上限的和。

14.根据权利要求13所述的方法，其特征在于：所述的查找表存储的是不同的信道状态信息(CSI)和发送字符串星座集合里不同的码字所对应的联合加权矩阵。

15.根据权利要求11或13所述的方法，其特征在于：所述联合加权矩阵用简单遗传算法(SGA)搜索得到。

16.根据权利要求13所述的方法，其特征在于：所述联合加权矩阵是根据发射机接收到的量化的信道状态信息(CSI)，从查找表里查出。

17.根据权利要求16所述的装置，其特征在于：所述量化方法为：一致的相位量化法。

18.根据权利要求17所述的装置，其特征在于：所述的查找表为简化式查找表，即：该简化式查找表里存储的是反馈信道状态信息(CSI)为零的情况下发送字符串星座集合里不同的码字所对应的加权矩阵，并且所述的联合加权矩阵是通过该加权矩阵乘以由发射机根据反馈的信道状态信息(CSI)所构建的一旋转矩阵所获得的。

19.一种用于多入多出基带处理的系统，其特征在于：它包括在发射机内设置的相连的自适应空时分组编码器和查找表、在接收机内设置的量化处理器，以及设置在发射机和接收机之间的反馈链路，其中：该自适应空时分组编码器是由线性空时分组码(STBC)和预编码联合设计而形成的结构，即：将线性空时分组码的加权矩阵和预编码的加权矩阵集合成一联合加权矩阵。

20.根据权利要求19所述的系统，其特征在于：所述查找表是根据联合设计标准离线生成的，所述联合设计标准是星座集合里发送码字与其他码字之间的具有体现反馈信道状态信息(CSI)延迟和量化误差的成对符号错误概率(PEP)上限的和。

21.根据权利要求20所述的系统，其特征在于：所述的查找表存储的是不同的信道状态信息(CSI)和发送字符串星座集合里不同的码字所对应的联合加权矩阵。

22.根据权利要求20所述的系统，其特征在于：所述的量化处理器采用的是一致的相位量化法进行量化处理时，所述的查找表为简化式查找表，即：该简化式查找表里存储的是反馈信道状态信息(CSI)为零的情况下发送字符串星座集合里不同的码字所对应的加权矩阵，并且所述的联合加权矩阵是通过该加权矩阵乘以由发射机根据反馈的信道状态信息(CSI)所构建的一旋转矩阵所获得的。

23.一种正交频分复用-多入多出的宽带无线通信系统发射机基带处理装置，包括自适应空时分组编码器，其特征在于：该自适应空时分组编码器是由线性空时分组码(STBC)和预编码联合设计而形成的结构，即：将线性空时分组码的加权矩阵和预编码的加权矩阵集合成一联合加权矩阵。

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