CN101102164A - 基于能量检测的超宽带系统同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于无线通信技术领域，具体涉及一种基于能量检测的超宽带(UWB)通信系统同步方法。首先利用UWB信号内在的循环稳定性，将接收到的波形按帧叠加，然后引入一个能量检测的过程，通过检测信号区域中的能量分布找到帧头；最后通过TH码找到该帧在符号中所处的位置。与传统的最小二乘方方法比较，本发明提出的方法能更有效地抑制能量收集过程中的噪声分量，从而提高了同步均方差性能。

Description

基于能量检测的超宽带系统同步方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，具体涉及一种应用于脉冲体制超宽带(IR-UWB)通信系统的同步方法。

背景技术

近年来，超宽带(Ultra-wideband，UWB)无线通信系统受到工业界和学术界的广泛重视。

根据FCC公布的超宽带定义，若一个信号所占用的瞬时带宽超过500MHz，或者相对带宽大于0.2，则此信号为UWB信号。相对带宽(或分数带宽，Fractional Bandwidth)定义为能量带宽与中心频率的比值。

UWB通信技术能够在极宽的频谱上实现信息传播，具有高传输速率、低发射功率、低成本、低功耗等特点，在各种通信网络和系统中具有广阔的应用前景。尤其是极窄脉冲体制的UWB通信系统(IR-UWB)采用与传统载波调制不同的思路，在基带上直接发射携带信息的脉冲，简化了射频，便于集成设计。

但是随着信号带宽的增加，极短的脉冲宽度和丰富的多径分量让UWB信号同步的难度也进一步增加。作为接收端首先要解决的问题，同时也是接收端最重要的组成部分之一，同步已经成为UWB系统设计的关键问题，即使很小的定时误差都会引起性能的急剧下降。

有文献提出一种数据辅助(DA)的UWB系统同步方法，它利用接收信号生成噪声模板(Noise Template，NT)，然后采用条件似然估计的方法(Conditional Maximum Likelihood，CML)得到定时信息。一种基于同步叠加模板(Synchronized Aggregate Template，SAT)的盲估计方法也被提出，该方法通过检测SAT的能量达到同步的目的。以上方法中的模板包含了信道信息，可直接用于解调，从而绕过了复杂的信道估计，但是同步中需要用大量的导频符号(Pilot Symbols)，从而降低了频带利用率。最近，一种基于最小二乘方(LeastSquare，LS)的同步方法被提出，该方法在同步过程中，同时得到信道信息，允许低复杂度解调，而且需要的导频符号更少，但是该方法在低信噪比下对噪声的干扰十分敏感。

发明内容

鉴于上述现存同步方法存在各个方面的缺点，本发明的目的在于提供一种基于能量检测的超宽带系统同步方法，该方法采用较少的导频符号，而且即使在较低信噪比下也能达到较好的同步性能。

本发明提供的超宽带系统同步方法，是一种数据辅助(Data-Aided，DA)同步方法，将导频符号分成两部分：前导频用作脉冲级同步(Pulse-level Timg Timing)，采用未经跳时(Time-Hopping)调制的符号信息；后导频用来帧级同步(Frame-level Timing)，采用跳时调制的符号信息。

同步过程具体步骤如下：

a)利用前导频符号构建噪声模板(Noise Template)。根据信号的周期循环特性，采用延迟线结构，将信号以帧为单位长度叠加，然后平均，得到帧级噪声模板。其中，叠加操作是为了抑制噪声。

b)引入一个能量检测过程用于找到帧头，即脉冲级偏移量(Pulse-level Offset)。在该过程中，采用窄的能量窗口检测帧级噪声模板，对于IEEE802.15.3a的CM1信道，能量检测窗口长度仅为10ns。检测遍历帧级噪声模板，找出信号能量最大值，并得到脉冲级偏移量。该步骤包含平方，位移，积分和比较操作。

c)利用后导频符号得到帧级偏移量(Frame-level Offset)。通过已经得到的噪声模板、脉冲级偏移量和本地已知的TH码，采用最小二乘方方法，最小化接收波形和估计波形之间的欧式距离，估计得到帧级偏移量。

有益效果

本发明提供的同步方法采用的能量检测过程充分利用了UWB室内信道的特性，只搜寻信号区域的部分能量，与同类算法比较，减少了估计算法中的噪声分量，提高了同步均方差性能，在低信噪比下亦有较好性能。

附图说明

图1给出了导频符号序列结构。其中，斜线部分为符号信号区域。其余部分为保护间隔区域。

图2给出的是脉冲级同步阶段除去噪声分量的接收波形结构示意图。其中，斜线部分为信号能量区域。波形以T_f为周期，信道响应长度为T_h。ε为接收机与发射机之间的时间偏移量。

图3给出了本发明方法的实现结构框图。其中r(t)为接收波形，r₁(t)为用于脉冲级同步的接收波形。r₂(t)为用于脉冲级同步的接收波形，T_f为延迟时间，N为用于同步的帧数，Δε为移位步进长度，T_e为能量检测积分参数，r₂(t)为估计波形。

图4给出的是在IEEE802.15.3a的CM1情况下，当τ₀＝50ns时

的波形。其中，左边给出的是E_b/N_o＝20dB时的波形，右边的是E_b/N_o＝20dB时的波形。

图5给出的是在IEEE802.15.3a的CM1情况下，当τ₀＝50ns时 的波形。其中，左边给出的是E_b/N_o＝20dB时的波形，右边的是E_b/N_o＝20dB时的波形。

图6给出了采用不同能量检测参数T_e的同步方法的性能，其中N₁＝20，N₂＝5，Δε＝T_p。

图7给出了当N₂＝5，ΔT_p，T_e＝10ns时，不同的导频个数下同步方法的MSE性能；同时与LS方法做了比较。

图8给出了当N₁＝20，N₂＝5，T_e＝10ns时，不同的搜索步进长度下的MSE性能。

具体实施方式

本发明是一种数据辅助的同步方法，通过发送一串接收端已知的导频符号得到发射机与接收机之间的同步偏移量。

导频符号序列的结构由图1给出。其中，斜线部分为符号信号区域。其余部分为保护间隔区域。导频分为前后两个部分：前导频采用未经跳时调制的符号信息，用作脉冲级同步；后导频采用跳时调制的符号信息，用来帧级同步(Frame-level Timing)。前导频，后导频和数据之间用保护间隔分隔。

前导频信号除去噪声分量的示意图由图2给出。斜线部分为信号能量区域。波形以T_f为周期，信道响应长度为T_h，并有T_f＞T_h。ε为发射机与接收机之间的同步偏移量。接收波形可以表示为：

$r_1\left(t\right)=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}\underset{j=0}{\overset{N_f-1}{\mathrm{\Σ}}}{p}_h(t-{\mathrm{iT}}_s-{\mathrm{jT}}_f-n_f{T}_f-\mathrm{\ϵ})+w\left(t\right)$

$=\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{p}_h(t-{\mathrm{mT}}_f-\mathrm{\ϵ})+w\left(t\right)---\left(1\right)$

其中p_h(t)为脉冲p(t)和信道冲激响应h(t)的卷积，N_f为每个符号包含的帧数，帧间隔为T_f，符号宽度定义为T_s：＝N_fT_f。每个帧包含一个宽度为T_p超短脉冲p(t)。w(t)为热噪声和多用户干扰(MAI)的和，可近似认为是双边功率谱密度为N₀/2的加性高斯白噪声(AWGN)。令τ₀＝n_fT_f+ε为第一径到达的时间，  n_f：＝_τ₀/T_f_为接收信号和发射信号之间的帧偏移量(Frame-level Offset)，ε：＝τ₀-n_fT_f表示脉冲级偏移量(Pulse-level Offset)。

接收波形的期望为

$E\left[r_1\left(t\right)\right]=\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{p}_h(t-{\mathrm{mT}}_f-\mathrm{\ϵ})---\left(2\right)$

那么，信道脉冲相应p_h(t)表示为

p_h(t)＝E[r₁(t+ε)]，t∈[0，T_f)    (3)

令脉冲级偏移量的试验值为 $\widetilde{\mathrm{\ϵ}}\∈[0,T_f),$ 考察目标函数

$J\left(\widetilde{\mathrm{\ϵ}}\right):={\∫}_0^{T_e}{E}^2\left[r_1(t+\widetilde{\mathrm{\ϵ}})\right]\mathrm{dt}---\left(4\right)$

上式中的积分区间[0，T_e]为能量检测窗口。对于室内无线通信，信道响应的绝大部分能量集中在的p_h(t)起始部分，因此，当 $\widetilde{\mathrm{\ϵ}}=\mathrm{\ϵ}$ 时， 达到最大值J_max＝E_p， $E_p={\∫}_0^{T_e}{p}_h^2\left(t\right)\mathrm{dt}$ 为收集到的p_h(t)的能量。ε的估计由下式给出：

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=\arg \underset{\widetilde{\mathrm{\ϵ}}\∈[0,T_f)}{\max }J\left(\widetilde{\mathrm{\ϵ}}\right)$

$=\arg \underset{\widetilde{\mathrm{\ϵ}}\∈[0,T_f)}{\max }{\∫}_0^{T_e}{E}^2\left[r_1(t+\widetilde{\mathrm{\ϵ}})\right]\mathrm{dt}---\left(5\right)$

由于E[r₁(t)]以T_f为周期，所以将r₁(t)以T_f为单位长度做平均叠加可以得到：

$\stackrel{-}{r_1}\left(t\right)=\frac{1}{N_f{N}_1}\underset{m=0}{\overset{N_f{N}_1-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_1(t+{\mathrm{mT}}_f),t\∈[0,T_f)---\left(6\right)$

其中，N₁为估计ε需要的导频符号个数。将式(6)带入式(5)，得到

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=\arg \underset{\widetilde{\mathrm{\ϵ}}\∈[0,T_f)}{\max }{\∫}_0^{T_e}{\stackrel{\‾}{r_1}}^2\left[{(t+\widetilde{\mathrm{\ϵ}})}_{\mathrm{mod}{T}_f}\right]\mathrm{dt}---\left(7\right)$

然后将上式带入式(3)，得到

${\hat{p}}_h\left(t\right)=\stackrel{\‾}{r_1}\left[{(t+\widehat{\mathrm{\ϵ}})}_{\mathrm{mod}{T}_f}\right],t\∈[0,T_f)---\left(8\right)$

下面进一步估计帧级偏移量n_f。

后导频符号设计成接收端已知的符号序列，并加入TH码调制。为便于分析，假设这个序列全为1。那么，用于估计n_f的信号可以表示成

$r_2\left(t\right)=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}\underset{j=0}{\overset{N_f-1}{\mathrm{\Σ}}}{p}_h(t-{\mathrm{iT}}_s-{\mathrm{jT}}_f-c_j{T}_c-n_f{T}_f-\mathrm{\ϵ})+w\left(t\right)---\left(9\right)$

其中，每一帧被平均划分成N_c个码片，一个码片时间(Chip Time)为T_c：＝_T_f/N_c_(_x_表示对x向下取整)，而且有T_p＜T_c。{c_j}表示用户的伪随机跳时码，通常c_jT_c＜T_f，_j∈[0，N_f-1]。

假设接收端观察N₂个符号，观察起始点定为t＝0，观察区间为t∈[0，N₂T_s]。根据最小二乘方的方法，观察到的波形与估计波形的欧式距离为

$D^2({\tilde{n}}_f,{\tilde{p}}_h,\widetilde{\mathrm{\ϵ}})={\left|\right|r_2\left(t\right)-\underset{i}{\mathrm{\Σ}}\underset{j=0}{\overset{N_f-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{p}}_h(t-{\mathrm{iT}}_s-{\mathrm{jT}}_f-c_j{T}_c-{\tilde{n}}_f{T}_f-\widetilde{\mathrm{\ϵ}})\left|\right|}^2,t\∈[0,N_2{T}_s]---\left(10\right)$

和

分别为n_f，p_h和ε的试验值。将 ${\tilde{p}}_h={\hat{p}}_h,$ $\widetilde{\mathrm{\ϵ}}=\widehat{\mathrm{\ϵ}}$ 带入上式，通过最小化欧式距离，得到n_f：

${\hat{n}}_f=\underset{{\tilde{n}}_f\∈[0,N_f-1]}{\arg \min D^2({\tilde{n}}_f,{\hat{p}}_h,\widehat{\mathrm{\ϵ}})}---\left(11\right)$

图3给出了本发明方法的实现结构框图。该框图主要包含以下模块：

a)延迟线模块，用于叠加接收波形。

b)能量检测模块，包含平均，平方，位移，积分和比较操作子模块。输出为脉冲级偏移量和信道响应的估计值。

c)最小二乘方估计模块，根据脉冲级偏移量和信道响应构造估计接收波形，并计算估计波形和实际接收波形之间的最小欧式距离。输出为帧级偏移量的估计值。

图4给出的是在IEEE8020.15.3a的CM1情况下，当τ₀＝50ns时

的波形，图5为

的波形。由图中观察到，当信噪比较低时(10dB)，噪声分量明显增多。对于基于LS和SAT的同步方法都是搜集所有信号区域的能量，但是随着信噪比降低，收集的噪声分量增多，使得估计性能变差。在信道响应的尾部，信号基本淹没在噪声中，本发明采用更窄的能量检测宽度T_e，可以有效排除这些噪声。参数T_e是能量检测中的重要参数，它的选取对同步性能产生重要影响，如果值太大，会引入过多噪声，相反，如果值太小，会导致搜集不到足够的信号能量。

本发明的有益效果可以由性能仿真图体现。

在仿真中，采用T_p＝1ns的二阶高斯波形，N_f＝25，T_f＝1OOns，T_c＝2ns。多径信道采用IEEE802.15.3a小组提出的CM1(0～4mLOS)信道。每条曲线都是对1000个信道作平均的结果，而每次仿真过程中，系统延时参数τ₀和信道都随机产生。性能由归一化均方误差(Normalized MSE，NMSE)表示 $\mathrm{NMSE}=E\left[{|({\widehat{\mathrm{\τ}}}_0-{\mathrm{\τ}}_0)/T_s|}^2\right]=E\left[{|(\widehat{\mathrm{\ϵ}}+{\hat{n}}_f{T}_f-{\mathrm{\τ}}_0)/T_s|}^2\right].$

图6给出了采用不同能量检测参数T_e的同步方法的性能，其中N₁＝20，N₂＝5，Δε＝T_p。结果表明，在CM1信道下，取T_e＝l0ns，可以达到更好的同步性能。

图7给出了当N₂＝5，Δε＝T_p，T_e＝10ns时，不同的导频个数下同步方法的MSE性能；同时与LS方法做了比较。通过比较可以观察到该方法的性能优于LS。从该图中还可观察到，随着导频个数的增加，MSE下降，说明了更多的导频符号可以更好地抑制噪声的影响，使得同步性能提高。

图8给出了当N₁＝20，N₂＝5，T_e＝10ns时，不同的搜索步进长度下的MSE性能。随着步进长度的增加，估计性能的下降比较明显。在实际设计中，需要根据系统要求和硬件限制，合理选择步进长度。

以上所述为本发明的较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本领域的技术人员在本发明说明的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。

Claims (2)

1、一种基于能量检测的超宽带系统同步方法，其特征在于具体步骤如下：将导频符号分成两部分：前导频用作脉冲级同步，采用未经跳时调制的符号信息；后导频用来帧级同步，采用跳时调制的符号信息；同步过程具体步骤如下：

a)利用前导频符号构建噪声模板；根据信号的周期循环特性，采用延迟线结构，将信号以帧为单位长度叠加，然后平均，得到帧级噪声模板；

b)引入一个能量检测过程用于找到帧头，即脉冲级偏移量，在该过程中，采用窄的能量窗口检测帧级噪声模板，检测遍历帧级噪声模板，找出信号能量最大值，并得到脉冲级偏移量；该步骤包含平方，位移，积分和比较操作；

c)利用后导频符号得到帧级偏移量，通过已经得到的噪声模板、脉冲级偏移量和本地已知的TH码，采用最小二乘方方法，最小化接收波形和估计波形之间的欧式距离，估计得到帧级偏移量。

2、如权利要求1所述的基于能量检测的超宽带系统同步方法，其特征在于所述能量检测中的积分操作采用[0，T_e]，对于IEEE 802.15.3a的CM1信道，T_e取10ns，Te为能量检测窗口长度。

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