CN101102078A - 基于全桥结构的三相单级功率因数校正电路 - Google Patents

Abstract

基于全桥结构的三相单级功率因数校正电路，它属于有源功率因数校正技术领域，为了解决功率因数校正电路的电路结构复杂、控制不便、效率低的问题。本发明第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管组成桥电路，所述桥电路的桥臂直通，三相电源对第一电感、第二电感和第三电感充电，第一电感、第二电感和第三电感中的电流线性上升，储能增加；桥电路的桥对臂导通，第一输出二极管和第二输出二极管导通，第一电感、第二电感、第三电感和三相电源同时向负载电阻供电，第一电感、第二电感和第三电感中的电流近似线性下降，储能减少。本发明具有电路结构简单、控制方便、效率高等显著优点，具有广泛的应用领域和应用前景。

Description

基于全桥结构的三相单级功率因数校正电路

技术领域

本发明属于有源功率因数校正技术领域，特别涉及一种三相单极功率因数校正电路。

背景技术

有源功率因数校正技术(简称PFC技术)，分为三相和单相两大类。目前，单相功率因数校正技术已比较成熟；三相功率因数校正技术由于电路拓扑结构和控制都比较复杂，仍处于发展阶段。较常见的三相功率因数校正方式是三相单开关Boost型和三相六开关Boost型电路，前者电感工作在电流断续(DCM)状态，结构简单，无需对电流进行控制，但输出电压很高；后者输出电压较高，功率器件多、控制复杂。上述方式同时还存在以下问题：①交流侧和直流侧没有电气隔离；②由于他们的输出电压高，实际使用时均需要再加一级DC/DC变换器进行输出电压调节，但这又带来了元器件多、成本高、效率低以及可靠性差等问题。因此，三相单级功率因数校正技术成为电力电子技术领域中的重要研究方向。基于反激式结构的三相单级功率因数校正电路，其拓扑结构决定了它们不适合在中大功率场合应用；利用移相式全桥变换器构成的三相单级功率因数校正电路，可以实现功率因数校正和输出电压调节双重功能，但需要中线，失去了典型三相功率因数校正电路因不需要中线而具有的优势；基于双向开关的三相单级功率因数校正电路，虽不需要中线，但功率器件比传统的三相六开关Boost型电路还多，导致驱动、控制电路都很复杂。

发明内容

为了解决功率因数校正电路的电路结构复杂、控制不便、效率低的问题，本发明提供了一种基于全桥结构的三相单级功率因数校正电路。

本发明由第一电感、第二电感、第三电感、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第五二极管、第六二极管、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、高频变压器和带负载电阻的整流电路组成，所述的第一电感的一端连接三相电源的一相，第一电感的另一端连接第一二极管的正极和第二二极管的负极，第二电感的一端连接三相电源的另一相，第二电感的另一端连接第三二极管的正极和第四二极管的负极，第三电感的一端连接三相电源的又一相，第三电感的另一端连接第五二极管的正极和第六二极管的负极，第一二极管的负极连接第三二极管的负极、第五二极管的负极、第一开关管的一端和第三开关管的一端，第二二极管的正极连接第四二极管的正极、第六二极管的正极、第二开关管的一端和第四开关管的一端，第一开关管的另一端连接第二开关管的另一端和高频变压器原边的一端，第三开关管的另一端连接第四开关管的另一端和高频变压器原边的另一端，高频变压器副边连接整流电路；第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管组成桥电路，所述第一开关管和第二开关管同时导通，第三开关管和第四开关管截止，或者第三开关管和第四开关管同时导通，第一开关管和第二开关管截止，三相电源对第一电感、第二电感和第三电感充电，第一电感、第二电感和第三电感中的电流线性上升，储能增加；第一开关管和第四开关管同时导通，第二开关管和第三开关管截止，或者第二开关管和第三开关管同时导通，第一开关管和第四开关管截止，第一电感、第二电感、第三电感和三相电源同时向整流电路内的负载电阻供电，第一电感、第二电感和第三电感中的电流近似线性下降，储能减少。

本发明不需要任何其它的辅助元件即可实现四个开关管的软开关，利用电路中的高频变压器即可实现交流输入侧与直流输出侧的电气隔离，又可以对输出的直流电压进行适当的调整，以满足不同负载对电源输出电压等级的要求；本发明不需要中线，可以用于三相三线制供电场合，具有电路结构简单、控制方便、效率高的显著优点，具有广泛的应用领域和应用前景。

附图说明

图1是本发明的电路结构示意图，图2是具体实施方式三的结构示意图，图3是控制信号波形图，图4是一个开关周期内三相电感电流波形，图5是开关管控制过程的等效电路图。

具体实施方式

具体实施方式一：下面结合图1和图2具体说明本实施方式，本实施方式由第一电感La、第二电感Lb、第三电感Lc、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄、高频变压器T和带负载电阻RL的整流电路1组成，所述的第一电感La的一端连接三相电源的一相，第一电感La的另一端连接第一二极管D1的正极和第二二极管D2的负极，第二电感Lb的一端连接三相电源的另一相，第二电感Lb的另一端连接第三二极管D3的正极和第四二极管D4的负极，第三电感Lc的一端连接三相电源的又一相，第三电感Lc的另一端连接第五二极管D5的正极和第六二极管D6的负极，第一二极管D1的负极连接第三二极管D3的负极、第五二极管D5的负极、第一开关管S₁的一端和第三开关管S₃的一端，第二二极管D2的正极连接第四二极管D4的正极、第六二极管D6的正极、第二开关管S₂的一端和第四开关管S₄的一端，第一开关管S₁的另一端连接第二开关管S₂的另一端和高频变压器T原边的一端，第三开关管S₃的另一端连接第四开关管S₄的另一端和高频变压器T原边的另一端，高频变压器T副边连接整流电路1；第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄组成桥电路，所述第一开关管S₁和第二开关管S₂同时导通，第三开关管S₃和第四开关管S₄截止，或者第三开关管S₃和第四开关管S₄同时导通，第一开关管S₁和第二开关管S₂截止，三相电源对第一电感La、第二电感Lb和第三电感Lc充电，第一电感La、第二电感Lb和第三电感Lc中的电流线性上升，储能增加；第一开关管S₁和第四开关管S₄同时导通，第二开关管S₂和第三开关管S₃截止，或者第二开关管S₂和第三开关管S₃同时导通，第一开关管S₁和第四开关管S₄截止，第一电感La、第二电感Lb、第三电感Lc和三相电源同时向整流电路1内的负载电阻RL供电，第一电感La、第二电感Lb和第三电感Lc中的电流近似线性下降，储能减少。第一电感、第二电感和第三电感中的电流为断续模式，其平均值自动跟踪该相电压，实现功率因数校正的功能，其中第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄为全控型电力电子器件。

具体实施方式二：下面结合图1具体说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一的不同在于整流电路1由第一输出二极管D7、第二输出二极管D8、电容C和负载电阻RL组成，所述高频变压器T副边的一端连接第一输出二极管D7的正极，高频变压器T副边的另一端连接第二输出二极管D8的正极，第一输出二极管D7的负极连接第二输出二极管D8的负极、电容C的一端、和负载电阻RL的一端，电容C的另一端和负载电阻RL的另一端连接高频变压器T的中心抽头。

具体实施方式三：下面结合图2具体说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式二的不同在于整流电路1由第三输出二极管D9、第四输出二极管D10、第五输出二极管D11、第六输出二极管D12、电容C和负载电阻RL组成，所述高频变压器T副边的一端连接第三输出二极管D9的正极和第四输出二极管D10的负极，高频变压器T副边的另一端连接第五输出二极管D11的正极和第六输出二极管D12的负极，第三输出二极管D9的负极连接第五输出二极管D11的负极、电容C的一端和负载电阻RL的一端，第四输出二极管D10的正极连接第六输出二极管D12的正极、电容C的另一端和负载电阻RL的另一端。主电路中的四个开关管的驱动信号如图3所示，其中 $S_1={\stackrel{\‾}{S}}_3,$ $S_2={\stackrel{\‾}{S}}_4,$ 导通比都固定在50％；开关S₁、S₃对开关S₂、S₄的导通相位是可控的。其不同之处在于：工作过程中允许上下臂直通，不需要设置防止共态导通的死区时间，只需两个隔离驱动变压器即可，简化了控制电路。

以0≤ωt≤π/6阶段为例进行分析，在此阶段中-u_bn≥u_cn≥u_an≥0，由于工作在电流断续模式(DCM)，每个开关周期可分为四个阶段，一个开关周期内的三相电感电流波形如图4所示。

阶段1(t₀～t₁时刻)：这一阶段的等效电路如图5a所示。开关S₁和S₂同时导通、开关S₃和S₄截止，或开关S₃和S₄同时导通、开关S₁和S₂截止时(设此时为t₀＝0)，图1所示电路的三相交流输入电压通过输入电感L(La＝Lb＝Lc＝L)、导通的两只开关管和导通的二极管短路，每相输入电流以与各自相电压成正比的方式上升，升压电感储能增加，并且有如下关系：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{an}}-L\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+L\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}=v_{\mathrm{cn}}\\ v_{\mathrm{an}}-L\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}+L\frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}=v_{\mathrm{bn}}\\ v_{\mathrm{an}}+v_{\mathrm{bn}}+v_{\mathrm{cn}}=0\\ i_a+i_b+i_c=0\end{array}\right.---\left(1\right)$

解方程组(1)可得t₁时刻的电流，即各相电流峰值为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{Lap}}=\frac{t_1}{L}{u}_a\\ i_{\mathrm{Lbp}}=\frac{t_1}{L}{u}_b\\ i_{\mathrm{Lcp}}=\frac{t_1}{L}{u}_c\end{array}\right.---\left(2\right)$

阶段2(t₁～t₂时刻)：到t₁时刻，控制电路按其控制规律使开关S₁和S₄同时导通、S₂和S₃截止，或开关S₂和S₃同时导通、S₁和S₄截止时，升压电感中储存的能量对变换器中的滤波电容C和负载RL充电，升压电感中的电流将按由电源电压、输出直流电压、升压电感的电感量的大小决定的方式放电，等效电路如图5b所示。其中，U_O′是输出电压折算到高频变压器原边的等效电压、C′和R_L′是输出滤波电容C和负载R_L折算到高频变压器原边的等效电容和等效负载。在这一阶段，有如下关系：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{an}}-L\frac{{\mathrm{di}}_a}{\mathrm{dt}}-U_O^{\′}+L\frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}=u_{\mathrm{bn}}\\ u_{\mathrm{cn}}-L\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}-U_O^{\′}+L\frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}=u_{\mathrm{bn}}\\ u_{\mathrm{an}}+u_{\mathrm{bn}}+u_{\mathrm{cn}}=0\\ i_a+i_b+i_c=0\end{array}\right.---\left(3\right)$

可见，这一阶段各相电流与各自电压不成正比，解方程组(3)可得该阶段的电流变化规律为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_a=\frac{t_1}{L}{u}_{\mathrm{an}}-\frac{U_O^{\′}-3u_{\mathrm{an}}}{3L}(t-t_1)\\ i_b=\frac{t_1}{L}{u}_{\mathrm{bn}}+\frac{2U_O^{\′}+3u_{\mathrm{bn}}}{3L}(t-t_1)\\ i_c=\frac{t_1}{L}{u}_{\mathrm{cn}}-\frac{U_O^{\′}-{3u}_{\mathrm{cn}}}{3L}(t-t_1)\end{array}\right.---\left(4\right)$

阶段3(t₂～t₃时刻)：到t₂时刻，原来t₁时刻三相电感电流中绝对值最小的那一相先下降为零，即i_a＝0，这一阶段的等效电路如图5c所示。仍然是开关S₁和S₄同时导通、S₂和S₃截止，或开关S₂和S₃同时导通、S₁和S₄截止。在这一阶段，有如下关系：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{cn}}-L\frac{{\mathrm{di}}_c}{\mathrm{dt}}-U_O^{\′}+L\frac{{\mathrm{di}}_b}{\mathrm{dt}}=u_{\mathrm{bn}}\\ i_b+i_c=0\end{array}\right.---\left(5\right)$

解方程组(5)可得该阶段的电流变化规律为(其中i′是B相电感电流在t＝t₂时的值)：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_b=-i_c=\frac{u_{\mathrm{bn}}+U_O^{\′}-u_{\mathrm{cn}}}{2L}(t-t_2)+i^{\′}\\ i_a=0\end{array}\right.---\left(6\right)$

阶段4(t₃～T_S时刻)：到t₃时刻，i_b、i_c也同时下降到0，三相整流电路中的所有二极管均截止，负载中的电流由输出滤波电容的放电电流维持，这一阶段的等效电路如图5d所示。

以上四个阶段中，阶段1和阶段4的时间是可控的，而阶段2和阶段3的时间是不可控的；阶段1是电感电流的线性时间段，阶段2和阶段3是电感电流的非线性时间段。因此，当开关周期T_S≥(t₃-t₀)时候，才能实现电感电流的断续模式。即最大占空比为：

$D_{\max }=\frac{U_O^{\′}-\sqrt{3}{U}_{\mathrm{in}\max }}{U_O^{\′}}---\left(7\right)$

Claims (3)

1、基于全桥结构的三相单级功率因数校正电路，其特征在于它由第一电感(La)、第二电感(Lb)、第三电感(Lc)、第一二极管(D1)、第二二极管(D2)、第三二极管(D3)、第四二极管(D4)、第五二极管(D5)、第六二极管(D6)、第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)、第三开关管(S₃)、第四开关管(S₄)、高频变压器(T)和带负载电阻(RL)的整流电路(1)组成，所述的第一电感(La)的一端连接三相电源的一相，第一电感(La)的另一端连接第一二极管(D1)的正极和第二二极管(D2)的负极，第二电感(Lb)的一端连接三相电源的另一相，第二电感(Lb)的另一端连接第三二极管(D3)的正极和第四二极管(D4)的负极，第三电感(Lc)的一端连接三相电源的又一相，第三电感(Lc)的另一端连接第五二极管(D5)的正极和第六二极管(D6)的负极，第一二极管(D1)的负极连接第三二极管(D3)的负极、第五二极管(D5)的负极、第一开关管(S₁)的一端和第三开关管(S₃)的一端，第二二极管(D2)的正极连接第四二极管(D4)的正极、第六二极管(D6)的正极、第二开关管(S₂)的一端和第四开关管(S₄)的一端，第一开关管(S₁)的另一端连接第二开关管(S₂)的另一端和高频变压器(T)原边的一端，第三开关管(S₃)的另一端连接第四开关管(S₄)的另一端和高频变压器(T)原边的另一端，高频变压器(T)副边连接整流电路(1)；第一开关管(S₁)、第二开关管(S₂)、第三开关管(S₃)和第四开关管(S₄)组成桥电路，所述第一开关管(S₁)和第二开关管(S₂)同时导通，第三开关管(S₃)和第四开关管(S₄)截止，或者第三开关管(S₃)和第四开关管(S₄)同时导通，第一开关管(S₁)和第二开关管(S₂)截止，三相电源对第一电感(La)、第二电感(Lb)和第三电感(Lc)充电，第一电感(La)、第二电感(Lb)和第三电感(Lc)中的电流线性上升，储能增加；第一开关管(S₁)和第四开关管(S₄)同时导通，第二开关管(S₂)和第三开关管(S₃)截止，或者第二开关管(S₂)和第三开关管(S₃)同时导通，第一开关管(S₁)和第四开关管(S₄)截止，第一电感(La)、第二电感(Lb)、第三电感(Lc)和三相电源同时向整流电路(1)内的负载电阻(RL)供电，第一电感(La)、第二电感(Lb)和第三电感(Lc)中的电流近似线性下降，储能减少。

2、根据权利要求1所述的基于全桥结构的三相单级功率因数校正电路，其特征在于所述的整流电路(1)由第一输出二极管(D7)、第二输出二极管(D8)、电容(C)和负载电阻(RL)组成，所述高频变压器(T)副边的一端连接第一输出二极管(D7)的正极，高频变压器(T)副边的另一端连接第二输出二极管(D8)的正极，第一输出二极管(D7)的负极连接第二输出二极管(D8)的负极、电容(C)的一端、和负载电阻(RL)的一端，电容(C)的另一端和负载电阻(RL)的另一端连接高频变压器(T)的中心抽头。

3、根据权利要求1所述的基于全桥结构的三相单级功率因数校正电路，其特征在于所述的整流电路(1)由第三输出二极管(D9)、第四输出二极管(D10)、第五输出二极管(D11)、第六输出二极管(D12)、电容(C)和负载电阻(RL)组成，所述高频变压器(T)副边的一端连接第三输出二极管(D9)的正极和第四输出二极管(D10)的负极，高频变压器(T)副边的另一端连接第五输出二极管(D11)的正极和第六输出二极管(D12)的负极，第三输出二极管(D9)的负极连接第五输出二极管(D11)的负极、电容(C)的一端和负载电阻(RL)的一端，第四输出二极管(D10)的正极连接第六输出二极管(D12)的正极、电容(C)的另一端和负载电阻(RL)的另一端。

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