CN101095289A - 超宽带射频发射器和脉冲发生器 - Google Patents

Abstract

脉冲发生器包括振荡器(1)，所述振荡器提供给定频率的正弦信号，和带阻滤波器(2)，所述带阻滤波器的抑制频率对应由振荡器提供的正弦信号的频率。振荡器产生的正弦信号供应给带阻滤波器的输入。上述脉冲发生器还可以包括高通滤波器(3)或者带通滤波器，在这种情况下，由带阻滤波器(2)提供的信号分别被供应到高通或者带通滤波器的输入。

Description

超宽带射频发射器和脉冲发生器

技术领域

本发明涉及脉冲发生器领域，特别是超宽带(UWB)类型的脉冲发生器，以及包含脉冲发生器的射频发射器。

背景技术

UWB技术以非常短的持续时间的射频脉冲的发送为基础，典型地为几皮秒到几纳秒的序列，并且他们的频率带宽非常宽，通常至少500MHz或者甚至更宽。

UWB的应用是多样化的，显著地高或者低速率的数字数据无线本地传输，还有雷达和医学图像系统或其他。

目前，为了获准UWB技术在内地的使用，正在改变规则。因此，在美国，到2002年2月14日，FFC已经批准了在其文件FCC 02-48中的该项使用。所述文件指定UWB设备是部分带宽大于0.25或者占有至少1.5GHz的频谱。其指定部分带宽等于：2x(f_H-f_L)/(f_H+f_L)，其中，f_H为在-10dB处传输点的高频率，f_L为在-10dB处传输点的低频率。

并且，根据预期的申请，文件定义了将要观察的光谱传输掩模(mask)。下面表1给出了对预期的应用定义的掩模(mask)总图：图示出了相关频带的限制的平均传输功率，单位为dBm/MHz.

表1

频带(MHz)	成像，低  于960MHz	成像，中频	成像，高频	户内应用	便携设备包括户外设备	车辆雷达
							960-1610	-65.3	-53.3	-65.3	-75.3	-75.3	-75.3
1610-1990	-53.3	-51.3	-53.3	-53.3	-63.3	-61.3

1990-3100	-51.3	-41.3	-51.3	-51.3	-61.3	-61.3
							3100-10600	-51.3	-41.3	-41.3	-41.3	-41.3	-61.3
10600-22000	-51.3	-51.3	-51.3	-51.3	-61.3	-61.3
							22000-9000	-51.3	-51.3	-51.3	-51.3	-61.3	-41.3
29000以上	-51.3	-51.3	-51.3	-51.3	-61.3	-51.3

特别对于室内设备，所谓的手持设备和高频率成像应用，批准的带宽为从3.1GHz到10.6GHz，具有限制的平均传输功率-41.3dBm/MHz。

ETSI发行了一技术报告，参考文件TR 101 994-1v.1.1.1(2004-01)，其第一部分涉及用于通信的UWB应用。

UWB的优点是公知的，尤其，与标准窄带系统共存而不扰乱无线射频通信系统。

然而，在发射器方面，应用UWB需要脉冲发生器，所述脉冲发生器能够产生需要的超短脉冲，并且与强加的频率模板(imposedfrequency template)一致。

传统的理论方法建议使用具有非常短持续时间的高斯脉冲类型(Gaussian monocycle type)。该方法例如在US-A-5687169和US-A-5677927中有所描述。

实际上，US-A-5586145公开了基于雪崩晶体管的脉冲发生器。在名字为“Lesgénérateursd′impulsions”(脉冲发生器)，J.P.Vabre的卷III中，脉冲发生器被提议采用带有隧道二极管的单稳态电路。在“2003超宽带系统的国际研讨会(IWUWBS)”中，该会议在芬兰Oulu大学从6月3日到5日举行，在“一种用于高斯脉冲产生的新的低成本的超带宽微带脉冲形成网络”中，Buchegger和Gerald Oβberger提出了一种基于SRD二极管的脉冲发生器。

然而，这种类型的脉冲发生器不是令人满意的。首先，频谱难以被控制由于其依赖于部件的本质特性。而且，他们的能量效率不足，并且需要昂贵的UWB放大器。而且，在产生脉冲之后，这些发生器用于返回平衡和用于允许产生新脉冲的潜在时间是非常重要的，这限制了脉冲重复频率。最后，这些技术不适用于连同信号处理电子装置的低成本集成。

Thomas Buchegger和Gerald Oβberger在前述文件中还提出了脉冲发生器，所述脉冲发生器采用阶梯信号发生器，其后跟随提供脉冲的差分器，所述脉冲然后被应用于提供高斯脉冲的微带网络。但是，阶梯信号发生器和差分器是复杂的、昂贵的并且不可聚合(non-integrable)的部件。

发明内容

本发明的目的在于提供一种脉冲发生器，所述脉冲发生器可以显著地被用于UWB传输并且至少部分地克服前述缺点。

更尤其，本发明提供一种UWB脉冲发生器，制造简单，成本低，但是对于UWB仍然可靠和显著地可用。

对于此目的，本发明提出了一种脉冲发生器，包括提供一给定频率的正弦信号的振荡器，和带阻滤波器，所述带阻滤波器的抑制频率对应由振荡器提供的正弦信号频率，在所述振荡器中，所述正弦信号被应用到带阻滤波器的输入。

根据优选的实施例，脉冲发生器包括下面特征中的一个或多个：

带阻滤波器是大于或者等于2阶的；

带阻滤波器是2阶的，并且具有大于或者等于0.1并且小于或等于

的阻尼系数；

脉冲发生器还包括高通滤波器，由带阻滤波器提供的信号被应用到高通滤波器的输入；

高通滤波器是2阶的，在这种情况下，带阻滤波器优选为2阶，带阻滤波器的阻尼系数和高通滤波器的阻尼系数大于或者等于0.3，并且小于或者等于

，而且，高通滤波器的阻尼系数还可能有利地等于带阻滤波器的阻尼系数。

脉冲发生器还包括带通滤波器，由带阻滤波器提供的信号被应用到带通滤波器的输入端；

高通滤波器是四阶的；

滤波器具有谐振峰值，选择峰值的频率和幅度，以使最低频率处的峰值和最高频率处的峰值小于或者等于15dB，或者甚至多于优选地10dB；

脉冲发生器设计成用于提供UWB脉冲；

所述给定的频率大于或者等于900MHz并且优选3GHz；

脉冲发生器还包括用于调制所述正弦信号的开/关开关调制电路，其中，调制的正弦信号被用于带阻滤波器的输入；

数字信号的前缘同步于由振荡器提供的正弦信号的过零点(zero-crossing)；

调制电路包括介于振荡器和带阻滤波器之间的开关，所述开关由要发射的数字信号控制；

调制电路包括执行正弦信号和要被发射的数字信号之积的混频器，结果信号应用于带阻滤波器的输入。

根据另一个方面，本发明还提出了一种包含本发明的脉冲发生器的射频发射器。

本发明还提出了一种包含多个本发明的脉冲发生器的射频发射器，每个发生器提供各自频带内的脉冲。

最后，本发明公开了提供给定频率的正弦信号的振荡器，和带阻滤波器的使用，所述带阻滤波器的抑制频率对应所提供的正弦信号的频率以产生UWB脉冲。

附图说明

结合附图阅读说明书，本发明的其他特征和优点将变得更清楚，所述说明书后跟随作为例子给出的本发明的优选实施例。

图1示出了本发明的脉冲发生器的框图，并且

图2是图1的带阻滤波器的实施例；

图3a和3b示出了图2的带阻滤波器的波特图；

图4a-4c示出了在本发明的实施例的发生器的不同点的时间信号，图4d示出了对应的频谱曲线；

图5示出了2阶高通滤波器的实施例；

图6a和6b示出了2阶带阻滤波器的阻尼系数在频谱上的影响，以及对时间响应的影响。

图7a-7f示出了本发明的采用2阶带阻滤波器和四阶高通滤波器的实施例。

图7g-7j示出了本发明的采用2阶带阻滤波器和四阶高通滤波器的另一个实施例。

图8示出了本发明的UWB射频发射器的框图，以及图9示出了在发射器的不同点处获得的时间图；

图10示出了图8的可选的框图，和图11是对应的时间图；

图12-14示出了图7的三种可能的应用的框图；

图15示出了与产生的UWB脉冲有关的时间图，所述UWB脉冲与发送的数字信号有关。

具体实施方式

本发明的脉冲发生器以指数衰减正弦信号的产生为基础。信号的频率和其衰减被选择以占有至少需要的频谱宽度。对于此，采用提供应用到带阻滤波器输入端的正弦信号的振荡器是极有可能的，所述带阻滤波器的抑制频率(rejection frequency)对应正弦信号的频率。

如果必要的话，指数衰减的正弦信号可以被处理，例如高通或者带通滤波以使其频谱适应期望的频谱模板(spectrum template)。

通过以适当的方式，定义带阻滤波器，和如果必要，其后的滤波器，可以提供期望的超带宽脉冲。尤其，本发明产生适合表1的掩模(mask)的脉冲是可能的。

在本发明的范围内，在时间域内脉冲不是必须对应信号的单峰，但是其可以对应交错序列，所述交错序列通过衰减结束。而且，在本发明的范围内，通过超带宽脉冲是指：

任一个脉冲，其部分带宽大于0.1，优选0.2并且更有利地为0.25。

或者在-10dB处占用至少100MHz宽度的频谱带宽的脉冲，或者甚至优选在-10dB处占用至少500MHz宽度的频谱带宽的脉冲。

图1示出了电路的框图，通过所述电路，由振荡器1和带阻滤波器2的方式，提供指数衰减正弦信号。振荡器1有利地为本地振荡器。振荡器1提供正弦信号，所述正弦信号被应用到带阻滤波器2的输入。滤波器2的抑制频率选择等于由振荡器1提供的正弦信号的频率。因此，滤波器2在输出端提供指数衰减的正弦信号。

当然，振荡器1提供了时间信号，所述时间信号表达为：E(t)＝A.sinω₀t，其中，ω₀＝2π.f₀，并且f₀是由振荡器1提供的正弦信号的频率，并且拉普拉斯变换是：A.ω₀/(ω₀ ²+p²)

而且，指数衰减正弦信号的时间方程可以表达为：

$S\left(t\right)=K\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{\sqrt{1-m^2}}{e}^{-m{\mathrm{\ω}}_{t}t}\·\sin \left({\mathrm{\ω}}_0\sqrt{1-m^2}t\right)$

其拉普拉斯变换是 $\frac{K}{1+\frac{2m}{{\mathrm{\ω}}_0}p+{\left(\frac{p}{{\mathrm{\ω}}_0}\right)}^2}$

通过省略K/A因子，从E(t)到S(t)的透射比(transmittance)因此可以表达为：

$T\left(p\right)=\frac{S\left(p\right)}{E\left(p\right)}=\frac{\frac{p^2}{{\mathrm{\ω}}_0}+{\mathrm{\ω}}_0}{1+\frac{2m}{{\mathrm{\ω}}_0}p+{\left(\frac{p}{{\mathrm{\ω}}_0}\right)}^2}=\left[{\mathrm{\ω}}_0\right]\×\left[{\frac{1+\left(\frac{p}{{\mathrm{\ω}}_0}\right)}{1+\frac{2m}{{\mathrm{\ω}}_0}p+{\left(\frac{p}{{\mathrm{\ω}}_0}\right)}^2}}^2\right]$

对于最后的形式，2阶带阻滤波器的拉普拉斯变换在增益系数内是公知的。

对于参数K、m和ω₀，衰减正弦信号可进行如下控制：

K：静态增益，并且能够调整放大等级；

m：是衰减系数，并且能够调整振荡的消振率(extinction rate)；和

ω₀：是特征角频率并且使得频谱锁定在期望的频带上。

对于脉冲发生器，为了提供具有期望带宽的脉冲，通过考虑下面的事项，设置f₀和m。频率f₀对应在带阻滤波器2的输出端获得的频谱的上限频率，超过上限频率，频谱减少。随着阻尼系数的变化，获得的频谱的形状的宽度可以变化：后面我们将涉及阻尼系数的影响。

在一个实施例中，带阻滤波器2是2阶的。所述带阻滤波器可以显著地为图2所示的RLC无源类型。在这种情况下，带阻滤波器2包括电阻器4、电感5和电容6。振荡器1在带阻滤波器的输入端提供正弦波电压V_s。

通常，具有如下关系：

${\mathrm{\ω}}_0=\frac{1}{\sqrt{\mathrm{LC}}}$ $m=\frac{\mathrm{RC}}{2}{\mathrm{\ω}}_0=\frac{\mathrm{RC}}{2\sqrt{\mathrm{LC}}}$ $Q=\frac{1}{2m\sqrt{1-m^2}}$

因此，选择L和C以获得期望的频率f₀，与R一起，可以有利地调整阻尼系数m(和品质因数Q)到期望的值而不影响滤波器的抑制频率。

表2通过设置每种情况下的电容的电容值C到1pF和阻尼系数m到0.39，示出了对于不同频率f₀的不同部件值。

表2

f0〔GHz〕	3	4	5	6	7	8	9	10
									ω0〔Grad/s〕	18.85	25.13	31.42	37.7	43.98	50.57	56.55	62.83
R〔Ω〕	42	31.5	25	21	18	16	14	12.6
									L〔pH〕	2814	1583	1013	704	517	396	312.7	253
C〔pF〕	1	1	1	1	1	1	1	1
									m	0.39	0.39	0.39	0.39	0.39	0.39	0.39	0.39
Q	1.37	1.37	1.37	1.37	1.37	1.37	1.37	1.37
									T0/2〔ps〕	167	125	100	83.3	71.4	62.5	55.5	50

表的最后一行给出了对应频率f₀的半个周期T₀/2持续时间。在这种情况下，产生的脉冲具有持续时间T₀，同时忽略信号的剩余，所述信号很强地衰减。

图3a和3b分别示出了带阻滤波器2的幅度和相位的波特图，所述带阻滤波器具有抑制频率10GHz。

图4a和4b示出了当f₀等于10GHz时，时间域内的曲线。图4a示出了由振荡器1提供的正弦信号Ve，而图4b示出了在带阻滤波器2的输出端获得的信号Vs。对于这两幅图，x轴代表时间，以10^-10秒变化。在图4a中，y轴以伏特变化，而在图4b中，以十分之一伏特变化。可以清楚看到，由振荡器1提供的峰值电压为1伏特。

图4d的曲线8示出了在带阻滤波器2的输出端的信号频谱。可以清楚看到，频谱是超带宽类型由于其从0延伸到10GHz，然后减少。

当期望频谱不延伸到非零频率限(non-zero frequency limit)以下时，通过把带阻滤波器2的输出应用到高通滤波器3的输入，获得的信号可以进行简单校正-比较图1-所述高通滤波器3的截至频率高于或者等于所述下限。

在高通滤波器3的截至频率为3GHz时，在输出端获得信号，所述信号在图4c中以时间域示出，轴以与图4b相同的方式变化。分离的高通滤波器3的特性曲线以附图标记8a在图4d中示出。在高通滤波器3的输出端的发生器的结果频谱(resulting spectrum)在图4d中以附图标记8示出。

在这种情况下使用的高通滤波器为图5中示出的2阶的RLC无源类型。

该高通滤波器的透射比(transmittance)的拉普拉斯变换可以写为：

$T\left(p\right)=\frac{S\left(p\right)}{E\left(p\right)}=\frac{\frac{P^2}{{{\mathrm{\ω}}_{0\mathrm{ph}}}^2}}{1+\frac{{2m}_{\mathrm{ph}}}{{\mathrm{\ω}}_{0\mathrm{ph}}}p+{\left(\frac{p}{{\mathrm{\ω}}_{0\mathrm{ph}}}\right)}^2}$

其中： ${\mathrm{\ω}}_{0\mathrm{ph}}=\frac{1}{\sqrt{\mathrm{LC}}}$ $m_{\mathrm{ph}}=\frac{\mathrm{RC}}{2}{\mathrm{\ω}}_{0\mathrm{ph}}=\frac{\mathrm{RC}}{2\sqrt{\mathrm{LC}}}$

R、L、C为电阻器20、电容器21和电感器22的各自的值。

在这种情况下，示出的曲线对应当高通滤波器3由42欧的电阻器20、1pF的电容器21和2.184nH的电感器22构成时，所述高通滤波器具有0.39的阻尼系数M_ph。

如已经涉及的，随着带阻滤波器2的阻尼系数m的变化，在输出端获得的频谱的宽度和形状可以变化。图6a和6b分别示出了在具有不同阻尼系数m的带阻滤波器2的输出端获得的频谱和时间响应。因此，m越大，正弦信号衰减越快。当m小于/2，也就是0.707时，频谱具有靠近抑制频率的谐振峰(resonance peak)。当m大于/2时，频谱不再具有任何谐振，但是频谱随着频率逐渐减少，因为m比较大，这种减少很快。优选m小于或者等于/2，因为获得基本平坦的频率同时避免带阻滤波器2的输出端的信号等级的太大的衰减。类似，优选地，m应该大于或者等于0.3以获得基本平坦的频谱因为在较低值时，频谱具有相对于(relatively to)较低邻近频率的非常高的谐振峰值。

当使用2阶的高通滤波器时，由于相同的原因也优选在这些限制内，具有带阻滤波器2的阻尼系数m，但是另外，调整高通滤波器3的阻尼系数m_ph到基本相等的值。因此，高通滤波器和带阻滤波器中的每个分别由具有相同值的RLC部件构成。在这种情况下，高通滤波器3的频谱具有相同幅度的谐振(resonance)但是接近滤波器3的截至频率。通过叠加带阻滤波器2和高通滤波器3，则在期望的频率带内，频谱可以为对称的并且平坦的。在图4d中示出了这种情况，带阻滤波器2和高通滤波器3的阻尼系数都等于0.39，高通滤波器具有3GHz的截至频率。如已示出的，曲线8是在带阻滤波器2的输出端获得的频谱，振荡器1的10GHz的正弦信号被应用到所述带阻滤波器2。曲线8a是分离地高通滤波器3的频谱响应曲线。曲线9是在高通滤波器3输出端的结果信号，所述高通滤波器3与由振荡器1提供输入的带阻滤波器2叠加。优选保持带阻滤波器2和带阻滤波器3的阻尼系数大于或者等于0.3，因为，低于此值，结果频谱具有两个谐振峰值，所述谐振峰值形成其间的井，而不是在期望的频率带内基本平坦。

至于带阻滤波器2，采用小于0.3的阻尼系数m是可能的。在这种情况下，优选采用高通滤波器3，通过高通滤波器3，脉冲的频谱可以等于期望频带内的一定范围。这样可以显著地通过4阶高通滤波器3实现，例如，在稍后将要描述的实施例中，参考图7g-7j。但是甚至在该情况下，优选地保持阻尼系数m大于或者等于0.1，以提供有关频带内的充分相等。

通常，优选地，带阻滤波器2的谐振频率和高通滤波器3的谐振频率，或者甚至该情况下的带通滤波器的谐振频率应该在频带范围内，在所述频率范围内将执行该应用。在这种情况下，带阻滤波器2的谐振频率和高通滤波器3的谐振频率，或者甚至这种情况下带通滤波器的谐振频率，和对应峰值的幅度可以被选择以提供频带范围内的脉冲频谱的平衡，所述频带从第一峰值(具有最低频率的峰值)到最后一个峰值(具有最高频率的峰值)。他们有利地被选择以使得在频带范围内的频谱的变化小于或者等于15dB，或者甚至更优选为10dB。

在这种情况下，当期望具有在高频率一边(side)获得的脉冲频谱的快速减少时，可以采用大于2阶的带阻滤波器2。类似地在低频率一边(side)，可以采用大于2阶的高通滤波器。当使用带通滤波器而不是高通滤波器3时，这些事项也是可应用的。

还可能作用在振荡器1的频率和/或高通滤波器3的截至频率，以使得获得的频谱在期望的频谱模板(spectrum template)内。更尤其，振荡器1的频率可以被选为小于要观察的频谱模板的上限，以使得获得的频谱保持在高频率一边的模板内，振荡器1的频率等于带阻滤波器2的截至频率。类似，高通滤波器3的截至频率选择高于要观察的频谱模板的下限，以使得获得的频谱被保持在的低频率边的模板内。

尤其，如果希望应用本申请的脉冲发生器到室内应用、手持设备和高频率图像应用的FCC掩模，优选至少高通滤波器3或者甚至带阻滤波器2应该为4阶。

图7a-7f示出了本发明的实施例，其提供脉冲、所述脉冲的频谱在3和10GHz之间延伸。振荡器1提供5GHz的正弦信号。带阻滤波器2的抑制频率因此为5GHz。带阻滤波器2为2阶的RLC滤波器，所述滤波器具有等于0.318的阻尼系数m和1.66的品质因数。参考图2，通过18欧的电阻器4、1nH的电感器和1pF的电容器获得带阻滤波器。高通滤波器3是具有5.6GHz截至频率的4阶滤波器。在例子中，高通滤波器通过如图7a所示的叠加的两个2阶的RLC单元获得。这样的高通滤波器的透射比的拉普拉斯变换可以写成：

$T_{\mathrm{PH}\_4}\left(p\right)=\frac{\mathrm{\α}\·p^4}{\mathrm{\α}\·p^4+\mathrm{\β}\·p^3+\mathrm{\χ}\·p^2+\mathrm{\δ}\·p+1}$

其中，

α＝L₂·L₃·C₂·C₃

β＝C₂·C₃·(L₂·R₂+R₃)+L₃·R₂)

χ＝C₂·(C₃·R₂·R₃ +L₂)+C₃·(L₂+L₃)

d＝R₂·C₂+R₃·C₃

在这种情况下，R₂＝R₃＝18欧，L₂＝L₃＝0.8nH，和C₂＝C₃＝1pF。

图7b、7c和7d分别示出了在振荡器1、带阻滤波器2和高通滤波器3的输出端的时间域内获得的信号，x轴以10^-10秒变化，图7b中y轴以伏特变化，并且图7c和图7d中以十分之一伏特变化。

图7e示出了单独的带阻滤波器2的频谱响应曲线和单独的高通滤波器3的频谱响应曲线。图7f示出了对应在发生器的高通滤波器3的输出端提供的脉冲的结果频谱。

图7g-7j示出了另一个实施例，其中振荡器1还提供5GHz的正弦信号。带阻滤波器2的截至频率因此也是5GHz。但是带阻滤波器2的阻尼系数m等于0.11。参考图2，带阻滤波器由7欧的电阻器4、1nH的电感器5和1pF的电容器获得。高通滤波器3是具有截至频率5GHz的4阶滤波器。在该例子中，获得了如图7a所示的叠加的2阶的两个RLC单元。在这种情况下，R₂＝1欧，R₃＝14欧，L₂＝L₃＝1nH，和C₂＝C₃＝1DF。

图7g、7h和7i分别示出了在振荡器、带阻滤波器2和高通滤波器3的输出端的时间域内获得的信号，x轴以10^-10秒变化并且y轴以伏特变化。

图7j示出了在发生器的高通滤波器3的输出端提供的脉冲频谱。频谱有利地位于大于或者等于0dB处，在从3到10GHz范围的整个带宽范围内，所述带宽范围在5GHz处具有13dB。在这种情况下，通过将带阻滤波器2的谐振峰值设置到高通滤波器3的两个谐振峰值之间来获得。而且，在该实施例中，带阻滤波器2和高通滤波器3可以完全以分离的部件获得。

通常，尽管未在不同的图中示出，振荡器1和带阻滤波器2之间的阻抗匹配，还有带阻滤波器2和高通滤波器3之间阻抗匹配以标准形式提供，如果必要的话。

通过本发明的几个脉冲发生器的方式，还可能获得由FCC批准的UWB频域内的多频带的应用。例如，有关带宽具有从500到800MHz的宽度。对于每个带，使用特定的脉冲发生器。因此该脉冲发生器的不同部件的参数被设置，所述参数前面已经讨论过。在带阻滤波器2和高通滤波器3为2阶的情况下，选择较小的对应阻尼系数的值是有利的，小于0.3，以把信号的能量集中在有关带内。可选地，各对振荡器1和阻带滤波器2被用于每个频带内，各对振荡器1和阻带滤波器2对于每个频带都是相同的，并且提供覆盖整个频带的频谱。在频带上校准的带通滤波器被添加到每个振荡器/带阻滤波器对，而不是高通滤波器3。

阻带滤波器2可以不仅仅为所描述的2阶的无源RLC类型，而是还可以为其他类型，例如，双T无源单元、一系列低通滤波器和高通滤波器或者有源滤波器。然而采用2阶的RLC结构是有利的，因为其简单并且成本低。高通滤波器3还可以为任意公知的适合的类型，而不是2阶或者四阶的RLC结构，但是在此，因为其简单并且成本低，RLC基础结构(based structure)是有利的。

如表2的结果，带阻滤波器2可以与分离的部件一起显著地应用到CMS技术中至少达到5GHz的频率。在此基础上，对于高通滤波器3或者带通滤波器也是这样的。带阻滤波器2、高通滤波器3或者带通滤波器还可以制成尤其适用于非常高频率的传输线或者微带。滤波器显著地需要小于1pF的电容或者小于1nH的电感。

如所示出的，带阻滤波器2的抑制频率等于振荡器1的频率。在此该等式不能严格地被观察到，在带阻滤波器2的输出端获得永久正弦信号，由于误差是基本的所述正弦信号具有比较大的振幅，并且如果出现该种情况，除了期望的脉冲，在高通滤波器3的输出端获得永久正弦信号。在实际中，这些误差在下述范围内是可以接受的，在滤波器2的输出端的结果永久正弦信号的振幅充分低而不危害UWB应用的正确操作。可接受的误差范围取决于带阻滤波器2的技术。对于2阶的RLC类型的带阻滤波器2，优选地，振荡器1的频率等于抑制频率，允许有±2％的波动。但是，带阻滤波器2可以设计成不会具有简单的抑制峰值(rejection peak)如对于标准RLC滤波器的情形，比较图3a，但是，具有振荡器1的频率的抑制范围包括在该范围内。

在带阻滤波器2为RLC类型时，通过选择R值相对于寄生电阻充分地大，来考虑电感器L和电容器C具有的寄生电阻，以避免在抑制滤波器2的输出端产生永久正弦信号或者将其保持在充分低的振幅而不会危害UWB应用的正确操作。

在各种UWB应用中，由脉冲发生器产生的脉冲由适当的电路在期望的时间被触发，这些时间可以由控制信号确定。参考结合图1描述的图8的脉冲发生器，我们将说明UWB数字无线传输应用的电路。在这种情况下，实际上脉冲控制信号对应要传送的数字信号。

如早期所看到的，当振荡器1的正弦信号被应用到带阻滤波器2的输入端时，脉冲发生器产生脉冲。因此，为了产生脉冲序列，当期望脉冲产生时，充分地把正弦信号应用到带阻滤波器2的输入端。对于此，一个方案：在带阻滤波器2的输入端输入所述数字信号11之前，所谓的开/关开关(OOK)通过要发送的数字信号11调制由振荡器1提供的正弦信号，如图8所示。调制器引用附图标记10。在高通滤波器3的输出端提供的脉冲序列，或者在带阻滤波器2的输出端默认的脉冲序列，被应用到UWB发射天线，如果需要的话，可以通过宽带放大器，此处为了便利而未示出。

图9示出了在电路不同点处获得的时间图：

-在振荡器1的输出端获得的时间图(a)；

-时间图(b)为将要传送的数字信号；

-时间图(c)是在用将要发送的数字信号调制振荡器1的正弦信号后获得的；

-在带阻滤波器2的输出端获得的时间图(d)；和

-在高通滤波器3的输出端获得的时间图(e)。

如在时间图上清楚示出的，脉冲出现在数字信号的每个阶跃上，在下降沿和上升沿上。如果期望仅仅在一个边沿而不是两个边沿传送信号，通过压缩边缘来改变要传送的数字信号就行了，对于所述边缘而言避免触发脉冲是所期望的。如图10所示，这可以通过应用要发送的数字信号到电路的输入端或者D触发器的输入端来实现，所述电路以2划分频率，所述D触发器的输出调制由振荡器1提供的正弦信号。驱动电路或者D触发器为附图标记13。图11示出了在电路的不同点的时间图，除了定义(b₁)为要发送的数字信号和(b₂)为在压缩信号(b₁)的下降沿后获得的数字信号，所使用的字母定义图8和图9中的相同的点。显而易见，脉冲仅仅在要发送的数字信号(b₁)的上升沿触发。

图12示出了由振荡器1提供的信号的OOK调制的优选应用，所述振荡器1在如前面所描述的沿中的一个的可能压缩后，采用要发送的数字信号。OOK调制器10在此被应用为开/关开关或者开关10a，所述开关10a由要发送的数字信号b₂控制。

因此，当数字信号b₂处于高位(high state)时，开关10a是关闭的，当数字信号b₂处于低位时，开关10a是开的。当开关10a改变到关闭状态时，由振荡器1提供的正弦信号被应用到带阻滤波器2的输入端，所述带阻滤波器引起脉冲的产生。由于脉冲的产生对应由带阻滤波器2产生的瞬间状态，只要开关保持关闭，没有其他脉冲产生，在永久状态的带阻滤波器在输出端不提供任何信号。然后，当开关10a改变到开状态时，产生新的脉冲。

开关10a为任意恰当的类型，例如，MOSFET、FET或者两极类型的晶体管，或者PIN二极管。优选地，与要传送的数字信号b₂的周期相比，开关10a选择具有高的转换率。开关10a的转换的事实是瞬间的，引起振荡器1的正弦信号的封装(envelope)，所述正弦信号被应用到带阻滤波器2的输入端。这样引起了在带阻滤波器2的输出端获得的脉冲频谱的低频率边的收缩(shrinking)，该收缩取决于开关10a的转换率的斜率。该效果对于不被FCC批准的低频率范围不是损害。而且，在设计电路时，考虑开关10a的寄生电容。

可选地，低通滤波器可以连接到振荡器1的输出端和调制器10的输入端-在开关10a的情况下-用于压缩振荡器1的谐波(harmonics)以获得输出端的纯正弦信号。

与结合图12描述的应用比较，图13示出了OOK调制的可选的应用。OOK调制器10在此被应用作混频器或者乘法器电路10b。由振荡器1提供的正弦信号和将要传送的数字信号b₂被应用到混频器10b的输入端，所述混频器10b在输出端提供两输入信号的乘积。

与结合图12描述的应用进行比较，图14示出了OOK调制的可选应用。OOK调制器10在此被通过转换器(transformer)T应用到转换器的初级电路，振荡器1提供的正弦信号被通过电阻器R应用。开关，例如MOS类型的晶体管T_r被插入到初级电路中并且通过要传送的数字信号控制。转换器T的次级电路连接到带阻滤波器2的输入端。仅仅当将要发送的数字信号b₂处于高位时，振荡器1的正弦信号因此被应用到转换器T的初级电路，并且转换器的次级电路提供期望的调制信号。

与图13和图14所示比较，由于简单、低成本并且集成到电子芯片内的可能性，基于开/关开关或者结合图12描述的开关的应用是优选的。

在数据无线传输应用中，要传送的数字信号由数字编码数据产生。尤其，描述的UWB发射器可以有利地应用PPM类型编码，也就是，通过脉冲位置调制(脉冲位置调制)用于发送数字信号。当然，本发明的发射器具有在潜伏期的时间准确性以产生与要发送的数字信号的触发沿有关的UWB脉冲，比基于晶体管的雪崩效果或者隧道二极管的现有技术的发射器电路好。

通常，优选地，要发送的数字信号的两连续边沿应该通过持续时间分离，所述持续时间比由脉冲发生器产生的脉冲长以确保每次产生的脉冲具有期望的频谱。脉冲的持续时间可以被通常设定，例如，通过考虑脉冲结束在持续时间T₀的n个周期后，具有由振荡器1传送的信号的周期T₀，由脉冲发生器提供的信号的随后间隔的振幅小于1/50，或者甚至信号达到的最大振幅的1/100。

图15提供了在脉冲发生器在表2的f₀栏等于10GHz的情况下的图示。在高通滤波器3的输出端的由脉冲发生器产生的脉冲的持续时间例如可以为5.T₀，当信号的剩余(reminder)强烈地衰减时，并且不再提供期望地频谱。因此，在上升沿和数字信号b₂的后续的下降沿之间的持续时间T_H优选大于5.T₀。类似地，下降沿和要发送的数字信号b₂的后续的上升沿之间的持续时间T_B优选地大于5.T₀。

最后，优选地，同步OOK调制与由振荡器1提供的过零点的信号，以确定产生的脉冲都具有相同的频谱和时间形状。例如，在图1 2中，开关10a的关闭和打开同步于振荡器1的过零点。同步可以用公知的方式获得。

本发明的UWB发射器可以用于单频带应用。在多频带应用的情况下，充分的使用特定的UWB发射器到每个带。

当然，本发明不限于描述和示出的例子和实施例，但是许多选择对于本领域技术人员是可使用的。尤其，本发明的脉冲发生器和发射器可以用于本申请中而不是无线通信中，例如图像或者雷达应用中。而且，在被应用到带阻滤波器2的输入之前，由振荡器1提供的正弦信号在其封装(envelope)上可以变化，例如为了优化在滤波器2的输出端获得的频谱。最后，描述的实施例涉及微波频域和FCC的频谱传输掩模(mask)，但是本发明可应用到任意其他范围的波，其显著地为电磁波或者声波。还应该注意，本发明还应用与大于10GHz的振荡器频率。

Claims (19)

1.一种脉冲发生器包括：

振荡器(1)，所述振荡器提供给定频率的正弦信号；和

带阻滤波器(2)，带阻滤波器(2)的抑制频率对应由振荡器提供的正弦信号；

其中，所述正弦信号被应用到带阻滤波器的输入。

2.根据权利要求1所述的发生器，其特征在于，带阻滤波器为大于或者等于2阶的。

3.根据权利要求1所述的发生器，其特征在于，带阻滤波器为2阶的，具有大于或者等于0.1并且小于或者等于

的阻尼系数。

4.根据权利要求1到3所述的发生器，其特征在于，还包括高通滤波器(3)、由带阻滤波器(2)提供的信号被应用到高通滤波器的输入端。

5.根据权利要求4所述的发生器，其特征在于，高通滤波器(3)是2阶的。

6.根据权利要求5所述的发生器，其特征在于，带阻滤波器是2阶的，带阻滤波器的阻尼系数和高通滤波器的阻尼系数大于或者等于0.3并且小于或者等于

7.根据权利要求5或者6所述的发生器，其特征在于，带阻滤波器(2)是2阶的，高通滤波器(3)的阻尼系数(m_ph)等于带阻滤波器的阻尼系数(m)。

8.根据权利要求1到3所述的发生器，其特征在于，还包括带通滤波器，由带阻滤波器(2)提供的信号被应用到带通滤波器的输入端。

9.根据权利要求4所述的发生器，其特征在于，高通滤波器是四阶的。

10.根据权利要求1到9任意一项所述的发生器，其特征在于，滤波器具有谐振峰，峰的频率和振幅被选择以使得最低频率的峰和最高频率的峰之间的频谱变化小于或者等于15dB，或者甚至更优选为10dB。

11.根据权利要求1到10任意一项所述的发生器，其特征在于，设计为提供UWB脉冲。

12.根据权利要求1到11任意一项所述的发生器，其特征在于，所述给定频率大于或者等于900MHz并且更优选3GHz。

13.根据权利要求1到12任意一项所述的发生器，还包括调制由振荡器(1)提供的所述正弦信号的开/关开关调制电路(10)，其中，调制的正弦信号被应用到带阻滤波器(2)的输入端。

14.根据权利要求13所述的发生器，其特征在于，数字信号的边沿同步于由振荡器提供的正弦信号的过零点(zero-crossing)。

15.根据权利要求13或14所述的发生器，其特征在于，调制电路包括位于振荡器(1)和带阻滤波器(2)之间的开关(10a)，所述开关由将要发送的数字信号控制。

16.根据权利要求13或14所述的发生器，其特征在于，调制电路包括混频器电路(10b)，所述混频器电路形成正弦信号和要发送的数字信号的积，结果信号被应用到带阻滤波器(2)的输入端。

17.一种射频发射器，其包括权利要求1到16任意一项所述的脉冲发生器。

18.一种射频发射器，其包括多个权利要求1到16任意一项所述的脉冲发生器，每个发生器提供各个频带。

19.振荡器(1)和带阻滤波器(2)的使用，所述振荡器(1)提供给定频率的正弦信号，所述带阻滤波器的抑制频率对应正弦信号的频率，以产生UWB脉冲。

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