CN101084637A - 正交频分多路复用(ofdm)无线通信系统中链结适应方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明揭示一种正交频分多路复用(OFDM)无线通信系统中链结适应的方法及系统。全部子信道被分为多组。针对各组，信道品质指标(CQI)是以各组信道品质状况为基础而产生，且通信参数是依据信道品质指标来调整。

Description

正交频分多路复用(OFDM)无线通信系统中链结适应方法及系统

技术领域

本发明有关一种正交频分多路复用(OFDM)无线通信系统。更特别是，本发明是有关一种正交频分多路复用无线通信系统中链结适应方法及系统。

背景技术

目前无线通信系统是提供如对用户无线网际网络存取的宽频服务。这些宽频服务是需多路衰落信道上的可靠及高速率通信。正交频分多路复用是为减轻多路衰落效应解决方案之一。多输入多输出(MIMO)及正交频分多路复用的组合(OFDM-MIMO)技术可将高频宽效率带给区域网络(LAN)或广域网络(WAN)环境。

为了有效操作无线通信系统，是需要通信参数的链结适应。链结适应是为选择包含编码速率，调变设计，传送功率或类似者的通信参数以最大化产出之一方法。

多输入端输出及正交频分多路复用组合系统中，注水功率/位分配(WP)是被强烈建议来最大化下链容量。为了正确决定注水功率/位分配方案，不仅要知道子信道相关，还要知道子信道功率相关。此信息的传送需颇多支出。于是，预期具有发送该讯息的替代方法。

发明内容

正交频分多路复用无线通信系统中链结适应方法及系统被提供。子信道是被分为多组。信道品质指标(CQI)是以各组子信道的信道品质状况为基础被产生给各组，而各子信道的通信参数是依据信道品质指标来调整。

附图说明

图1显示针对当P＝256时，α若干典型值的|ρ_k|对k相关。

图2显示针对当α＝0.64时，P的两值的|ρ_k|对k相关。

图3显示针对当P＝256时，α若干典型值的γ_k对k相关。

图4显示针对当α＝0.64时，P的两值的γ_k对k相关。

图5是调整通信参数的处理流程图。

图6显示各组子信道的COI_q ^(t)产生。

图7是链结适应系统图示。

具体实施方式

此后，以下实施例是参考IEEE802.11系统做解释。然而，应注意该实施例并不限于IEEE802.11系统，而可应用至任何无线通信系统。

假设 $h^{(t,r)}=\{h_0^{(t,r)},h_1^{(t,r)},...,h_{W-1}^{(t,r)}\}$ 是第t传送天线及第r接收天线间的信道的长度W的时域信道响应向量。系数h_l ^(t，r)的平均功率是通过与t及r值无关的 ${\mathrm{\σ}}_l^2=E\left\{{\left|h_l^{(t,r)}\right|}^2\right\}$ 来表示。此是因多输入端输出系统中的天线阵列尺寸通常远小于第一抵达路径的传播距离。

IEEE802.11a/n中，20-MHz采样速率被使用，产生信道响应的50-ns时间解析度。正规化功率延迟轮廓可被表示为：

${\mathrm{\σ}}_l^2=G^{-1}{e}^{-l(\mathrm{\Γ}/50)}$

                            (方程式1)

$=G^{-1}{e}^{-\mathrm{\α}\·l}$

其中α＝50/Γ， $G=\underset{l=0}{\overset{W-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-\mathrm{\α}\·l}=\frac{1-e^{-\mathrm{\α}\·W}}{1-e^{-\mathrm{\α}}}\≈\frac{1}{1-e^{-\mathrm{\α}}},$ 针对αW＞＞1，而以毫微秒表示的Γ是路径(丛集)的功率延迟时间常数。

于延迟展开W加总系数平均功率产生 $\underset{l=0}{\overset{W-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_l^2=1.$ 参数Γ是视第一路径(D₀)的传播距离及信道的路径损失模型而定。为了评估不同路径的平均功率，应知道这些路径的传播距离。因为上述例中的采样持续期间为50毫微秒，所以两连续路径间的传播距离是15米。因此，若D₁表示第1路径以米表示的传播路径，则D₁₊₁＝D₁+15，1＝0，1，，W-2。通常无损失，仅考虑第二路径对第一路径的功率损失比率，其被定义为

$R_{\mathrm{loss}}=\left\{\begin{array}{cc}{\left(\frac{D_0+15}{D_0}\right)}^2& \mathrm{if}{D}_0\≤D_{\mathrm{free}}\\ {\left(\frac{D_0+15}{D_0}\right)}^{3.5}& {\mathrm{ifD}}_0>D_{\mathrm{free}}\end{array}\right.$               (方程式2)

其中D_free是自由空间传播空间。当D₀≤D_free，则信道是为可视性(LOS)。否则信道是为非可视性。当R_loss被给定，参数α及功率延迟时间常数Γ可通过解出方程式来计算

e^α＝R_loss    (方程式3)

假设D_free＝15m，则α及Γ值是被显示于表1有D₀若干典型值。室内Γ平均值约为60ns。

以米表示的D0	α	以毫微秒表示的Γ
			15	1.38	70
45	1.0	50
			75	0.64	32
100	0.49	24

表1

假设 $H^{(t,r)}=\{H_0^{(t,r)},H_1^{(t,r)},...,H_{P-1}^{(t,r)}\}$ 是第t传送天线及第r接收天线间的信道的长度P的频域信道响应向量。也就是说，H^(t，r)包含P子信道。第P子信道可被表示为

$H_P^{(t,r)}=\underset{l=0}{\overset{W-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{(t,r)}{W}_P^{l\·P}$ (方程式4)

其中W_P＝e^-j2π/P。第p₁及第p₂子信道间的相关是被定义为

       (方程式5)

假设h_l ^(t，r)为具有零平均的复合高斯变数，且若l≠m，则与h_m ^(t，r)无关。依据方程式1，

${\mathrm{\ρ}}_{p_1,p_2}^{(t,r)}=E[\left(\underset{l=0}{\overset{W-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_l^{(t,r)}{W}_P^{l\·p_1}\right)\·\left(\underset{m=0}{\overset{W-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m^{(t,r)}{W}_P^{-m\·p_2}\right)]$

                  (方程式6)

$=G^{-1}\underset{l=0}{\overset{W-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-\mathrm{\αl}}{W}_P^{(p_1-p_2)l}$

其与值t及r无关。假设k＝p₁-p₂，k＝0，1，...，P-1且αW＞＞1，则方程式6可被重写为

${\mathrm{\ρ}}_k=\frac{1-e^{-\mathrm{\α}}}{1-e^{-\mathrm{\α}}{e}^{-j2\mathrm{\πk}/P}}$        (方程式7)

变数k表示考虑下两子信道之间相隔子信道数。从方程式7，

$\left|{\mathrm{\ρ}}_k\right|=\frac{1-e^{-\mathrm{\α}}}{\sqrt{1-{2e}^{-\mathrm{\α}}\cos (2\mathrm{\πk}/P)+e^{-2\mathrm{\α}}}}$            (方程式8)

图1显示针对当P＝256时，α若干典型值的|ρ_k|对k相关。由于参数α降低，被间隔k子载体的两子信道间的相关被降低。依据方程式1，参数α愈小，路径平均功率愈多。也就是说，该信道是包含更有效多路径，而该信道更具频率选择性。限制例中，任何k值α→0，|ρ_k|→0。另一方面，若信道为平缓衰落(非频率选择性)，则任何k值α→∞，|ρ_k|＝1。

图2显示针对当α＝0.64时，P的两值的|ρ_k|对k相关。由于P降低，相关曲线变成窄线性。例如，P＝64及P＝256具有|ρ_k|≥0.9的子信道必须分别被间隔小于4及16子载体。为了使用”水填充”，信道品质指标测量必须被定义。信道品质指标应以子信道功率为基础来建构。虽然|ρ_k|表示被间隔k子载体的两子信道间的相关，但其并不清楚显示两子信道功率的相关。因此，子信道功率的相关应被导出。子信道功率的相关是被定义为

${\mathrm{\γ}}_{p_1,p_2}^{(t,r)}=\frac{E\left[{\left|H_{p_1}^{(t,r)}\right|}^2{\left|H_{p_2}^{(t,r)}\right|}^2\right]}{E\left[{\left|H_{p_1}^{(t,r)}\right|}^4\right]}$                (方程式9)

由于αW＞＞1，则

$E\left[{\left|H_{p_1}^{(t,r)}\right|}^4\right]=2-\frac{1-e^{-\mathrm{\α}}}{1+e^{-\mathrm{\α}}}$            (方程式10)

且

$E\left[{\left|H_{p_1}^{(t,r)}\right|}^2{\left|H_{p_2}^{(t,r)}\right|}^2\right]=1-\frac{1-e^{-\mathrm{\α}}}{1+e^{-\mathrm{\α}}}+\frac{{(1-e^{-\mathrm{\α}})}^2}{1-{2e}^{-\mathrm{\α}}\cos (2\mathrm{\πk}/P)+e^{-2\mathrm{\α}}}$           (方程式11)

其中k＝p₁-p₂∈[0，W-1]。方程式10及方程式11是与t及r值无关。方程式10及方程式11的导出中，是假设多路径系数的实及虚部分(令h_p ^(t，r)，p∈[0，W-1])具有相同变异且彼此独立。将方程式10及方程式11带入方程式9产生

${\mathrm{\γ}}_k=\frac{{2e}^{-\mathrm{\α}}[1-{2e}^{-\mathrm{\α}}\cos (2\mathrm{\πk}/P)+e^{-2\mathrm{\α}}]+{(1-e^{-\mathrm{\α}})}^2(1+e^{-\mathrm{\α}})}{(1+3e^{-\mathrm{\α}})(1-{2e}^{-\mathrm{\α}}\cos (2\mathrm{\πk}/P)+e^{-2\mathrm{\α}})}$           (方程式12)

图3显示针对当P＝256时，α若干典型值的γ_k对k相关。从图3，k＝P/2处的相关γ_k最小值约为0.5。也就是说，被间隔P/2子载体的两子信道统计上可能具有3dB功率差。因此，不必报告各子信道的信道品质指标。图4显示针对当α＝0.64时，不同子信道P数的γ_k对k曲线。当P值被降低时，该曲线是线性收缩。

图5是依据本发明的链结适应处理500流程图。子信道是被分割为多组(步骤502)。图6显示各组子信道的信道品质指标产生。图6中，子信道全部被分割为Q组，而各组包含具有Δ＝P/Q的Δ连续子信道。不同Q值的组中的子信道功率相关被显示于表2。

Q值	γk，0≤k≤Δ-1	组中两子信道间的功率统计差
			20	≥0.9	0.46dB
16	≥0.8	0.97dB
			8	≥0.6	2.22dB

表2

信道品质指标是以各组中信道品质状况被产生给各组(步骤504)。信道品质状况可通过包含但不限于信号杂讯比(SNR)，位错误率(BER)，封包错误率(PER)，或类似者的不同方法来分析。此后，以下实施例是参考信号杂讯比来解释。然而，应了解其他方法可被替代实施。假设COI_q ^(t)标示第t传送天线的递q信道品质指标(q＝0，1，...，Q-1而t＝0，1，...，N_T-1)，COI_q ^(t)较佳被计算为

       (方程式13)

其中x是小于或等于x的最大整数，B为应以系统要求为基础被决定的整数。信号杂讯比是计算为

${\mathrm{SNR}}_q^{\left(t\right)}=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}\underset{r=0}{\overset{N_R-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{\mathrm{\Δ}-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|H_{l+\mathrm{q\Δ}}^{(t,r)}\right|}^2$         (方程式14)

N_R是接收天线数，而σ²是各子信道中的杂讯变异。

信道品质指标是被反馈调整通信参数(步骤506)。因为信道品质指标是以组中的子信道来产生，所以Q×N_T信道品质指标总数被产生于传送帧(封包)中，其中N_T是传送天线数。因为信道于帧(封包)区间中很少改变，所以必须以正交频分多路复用符号为基础来报告信道品质指标；而因为射频震荡器及相锁回路组合所引起的共用相位差(CPE)，所以信道响应相位可能改变。然而，该改变并不影响子信道的功率。因此，信道品质指标可以被估计自帧基础的长训练队列的信道响应为基础而不使用被插入正交频分多路复用符号之前导音调来计算。该被插入前导音调是仅被用来修正共用相位差。

例如，若各信道品质指标标示对应调变设计(双相移键控(BPSK)，正交移相键控(QPSK)，16正交振幅调变(QAM)，64正交振幅调变)的四状况之一，则若干2×Q×N_T位是被要求报告所有信道品质指标。典型例中，Q＝16及N_T＝4，2×Q×N_T＝128位是被要求报告信道品质指标。与传送帧中资料数相较，此是合理的。可替代是，信道品质指标可代表两个或更多个通信参数的组合，如编码速率及调变顺序的组合。

因为子信道任何配对统计上具有最大3Db功率差，所以依据方程式13所报告的信道品质指标对编码速率而非调变设计的改变更有意义。因此，当依据不同子信道组的被报告信道品质指标调整编码速率时，所有子信道的调变设计均可保持固定。此例中，调变设计可依据以下来决定

M^(t)＝C+10log₁₀(SNR^(t)    (方程式15)

其中C为应以系统要求被决定的一整数。信号杂讯比被决定如下：

${\mathrm{SNR}}^{\left(t\right)}=\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}\underset{r=0}{\overset{N_R-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|H_0^{(t,r)}\right|}^2=\frac{1}{N_R}\underset{r=0}{\overset{N_R-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{l=0}{\overset{W-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_l^{(t,r)}\right|}^2$            (方程式16)

可选择是，信道估计之后，具有相当强功率的路径可被选择。选择具有相当强功率的路径后，有效路径数被降低为通常小于W的M。假设 $G_m^{\left(t\right)}=\underset{r=0}{\overset{N_R-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m^{(t,r)},$ m∈[0，M-1]为有效信道响应，而K为标示M路径位置的向量。有了G_m ^(t)及K，各天线的所有子信道首先可使用方程式3来计算，而调变及编码设计接着可被决定最佳化。参考子载体的多输入多输出信道矩阵可被传送来校准。

若干选择及标示参考子载体的实施例如下。一实施例中，网络配置参考子载体，而网络及用户均知道子载体指标。于是，参考子载体指标通常不被报告至传送器。另一实施例中，接收器可以频谱中所有子载体及其他因子瞬间信道转移功能为基础来动态选择参考子载体。接收器可选择参考子载体指标并将该指标报告至传送器。

图7是链结适应系统700图示。系统700包含一信道品质指标产生器702及一链结适配器704。信道品质指标产生器702是以被接收信号706的信道品质状况为基础经由子信道各组来产生信道品质指标。被信道品质指标产生器702所产生的信道品质指标708被转送至链结适配器704来产生可调整通信参数的控制信号710。通信参数可包含但不限于编码速率，调变模式，传送功率位准或类似者。链结适配器704可包含依据输入信道品质指标调整通信参数的一查找表。信道品质指标产生器702可位于无线传送/接收单元(WTRU)，基地台或两者处。链结适配器704可位于无线传送/接收单元，基地台或两者处。

上述实施例的多输入多输出及正交频分多路复用组合的传送器及/或接收器可被用于无线传送/接收单元或基地台中。传送器及/或接收器元件可被实施为单集成电路(IC)，多集成电路，逻辑可编程栅极阵列(LPGA)，分离组件或任何这些集成电路，逻辑可编程栅极阵列及/或分离组件的组合。

无线传输/接收单元是包含但不限于用户设备，移动台，固定或移动用户单元，呼叫器，或可操作于无线环境中的任何其他类型元件。基地台是包含但不限于B节点，位址控制器，存取点或无线环境中的任何其他接介装置。

虽然本发明的特性及元件被以特定组合说明于较佳实施例中，但各特性及元件可不需较佳实施例的其他特性及元件而被单独使用，或有或无本发明其他特性及元件的各种组合中。

Claims (27)

1.一种于正交频分多路复用(OFDM)无线通信系统中调整通信链结的方法，该方法包含：

将子信道分割为多组；

以各组中的信道品质状况为基础产生各组的信道品质指标(CQI)；及

依据该信道品质指标来调整通信参数。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于该信道品质指标是以信号杂讯比(SNR)、位错误率(BER)及封包错误率(PER)之一为基础来产生。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于该组数是依据子信道功率的相关来决定。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于该信道品质指标是以信道响应为基础而计算，该信道响应是以帧基础而从长训练队列所估计。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于各子信道的编码速率是依据对应该子信道的该信道品质指标来调整。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于各子信道的调变模式还依据对应该子信道的该信道品质指标来调整。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于所有子信道的调变模式是依据全部子信道为基础所产生的调变模式指标来调整。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于该信道品质指标表示两个或更多个通信参数的组合。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于进一步包含选择具有相对强功率的路径的步骤，借此将该经选择路径的有效信道响应及标示该经选择路径位置的向量进行传送以调整该通信参数。

10.如权利要求1所述的方法，其特征在于一参考子载体的多输入多输出(MIMO)信道矩阵于传送站处进行传送以用于校准。

11.一种于正交频分多路复用无线通信系统中链结适应系统，该系统包含：

一信道品质指标产生器，以各组子信道的信道品质状况为基础来产生各组子信道的信道品质指标，该子信道被分割为多组；及

一链结适配器，依据该信道品质指标来调整通信参数。

12.如权利要求11所述的系统，其特征在于该信道品质指标是从信号杂讯比、位错误率及封包错误率之一所产生。

13.如权利要求11所述的系统，其特征在于该组数是依据子信道功率的相关来决定。

14.如权利要求11所述的系统，其特征在于该信道品质指标是以信道响应为基础而计算，该信道响应是以帧基础而从长训练队列所估计。

15.如权利要求11所述的系统，其特征在于各子信道的编码速率是依据对应该子信道的该信道品质指标来调整。

16.如权利要求15所述的系统，其特征在于各子信道的调变模式还依据对应该子信道的该信道品质指标来调整。

17.如权利要求11所述的系统，其特征在于所有子信道的调变模式是依据全部子信道为基础所产生的调变模式指标来调整。

18.如权利要求11所述的系统，其特征在于该信道品质指标表示两个或更多个通信参数的组合。

19.如权利要求11所述的系统，其特征在于该链结适配器包含可依据该信道品质指标调整通信参数的一查找表。

20.如权利要求11所述的系统，其特征在于进一步包含可选择具有相对强功率的路径的一装置，借此将该经选择路径的有效信道响应及标示该被选择路径位置的向量进行传送以调整该通信参数。

21.如权利要求11所述的该系统，其特征在于一参考子载体的多输入多输出信道矩阵于传送站处进行传送以用于校准。

22.一种正交频分多路复用无线传输/接收单元(WTRU)，该无线传输/接收单元包含：

一信道品质指标产生器，以各组子信道的信道品质状况为基础来产生各组子信道的信道品质指标，将该子信道分割为多组，传送该信道品质指标，使得传送通信参数可依据该信道品质指标来调整。

23.如权利要求22所述的无线传输/接收单元，其特征在于该信道品质指标是从信号杂讯比、位错误率及封包错误率之一所产生。

24.如权利要求22所述的无线传输/接收单元，其特征在于该组数是依据子信道功率的相关来决定。

25.如权利要求22所述的无线传输/接收单元，其特征在于该信道品质指标是以信道响应为基础而计算，该信道响应是以帧基础而从长训练队列所估计。

26.如权利要求22所述的该无线传输/接收单元，其特征在于该信道品质指标表示两个或更多个通信参数的组合。

27.如权利要求22所述的无线传输/接收单元，其特征在于进一步包含选择具有相对强功率的路径的步骤，借此传送该经选择路径的有效信道响应及标示该经选择路径位置的向量来调整该通信参数。

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