CN101082812B - 自补偿闭环自适应控制系统 - Google Patents
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- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 title claims description 23
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 28
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 21
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 20
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims description 9
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 5
- 230000010354 integration Effects 0.000 claims description 2
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 2
- 230000002045 lasting effect Effects 0.000 claims 2
- 241000439496 Varanus dumerilii Species 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 7
- 238000013461 design Methods 0.000 description 5
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 4
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 3
- 230000009471 action Effects 0.000 description 2
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 230000006870 function Effects 0.000 description 2
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 2
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 2
- 238000012549 training Methods 0.000 description 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 2
- 230000032683 aging Effects 0.000 description 1
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 1
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000007613 environmental effect Effects 0.000 description 1
- 238000007689 inspection Methods 0.000 description 1
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 1
- 238000010899 nucleation Methods 0.000 description 1
- 230000000644 propagated effect Effects 0.000 description 1
- 238000012797 qualification Methods 0.000 description 1
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 1
- 238000009331 sowing Methods 0.000 description 1
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 1
Images
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- Feedback Control In General (AREA)
Abstract
描述了一种自适应控制系统。该系统包括一控制，其具有多个控制参数，这些控制参数提供对相关设备的控制。使用预测误差滤波器来整定这些控制参数，该预测误差滤波器选择使自回归过程的实际和预测值之间的预测误差值最小的控制参数值。
Description
技术领域
本发明总的涉及控制系统，以及更具体地涉及包括设备和控制器的闭环控制系统。本发明更具体地涉及配置为提供某个水平的自补偿的控制环。在一优选的实施例中本发明提供了用于处于闭环的开关模式电源自补偿调节器。
背景技术
控制环系统是公知的。典型地在这种系统中，系统的部件、设备由控制器控制。通过以反馈配置提供控制器和设备，有可能减小该设备的输出与该系统的所需输出之间的差异。除了这些差异，在所有的控制环中还存在与该设备的确切特性相关的不确定性。控制环减少了此不确定性的影响，但是以此方式将该控制环设计得鲁棒是需要一些折衷的。
使用自适应控制器是处理该设备中的不确定性的另一种方式。典型地，自适应控制器与标准控制环相比能够处理较宽范围的不确定性。当所需输出对大多数时间为静态时，那么该控制环通常被称作调节器。自适应控制环或调节器通常以直接或间接配置提供。两种配置都需要知道该设备的系统标识符。但是传统的直接自整定调节器使用这些系统标识符的估算作为到该调节器的输入，间接自整定调节器涉及两步骤过程：(i)设备参数的系统识别；以及(ii)基于所估算的设备参数的控制参数的自动设计。
通过该直接或间接方法对设备动态的估算，需要以闭环或开环配置的控制系统的操作。持续激励对闭环系统识别是一个问题。在系统处于调节中时，环路的动态不持续地实行，从而妨碍环动态的识别。一种开环途径尽管不遭受持续激励的问题，但所具有的固有问题在于在系统识别期间环路调节出故障，以及因此在该系统识别阶段有破坏该系统的瞬态的可能性。开环操作不适合于连续适应于环境参数变化的系统。总体上，闭环估算是优选的，尽管有持续激励的问题。
因此，传统的自整定调节器存在识别缺乏持续激励的闭环控制系统中的设备参数的需求。它们典型地基于确定性等价的原理工作，其中所估算的设备参数被认为是用于设计该控制器参数的正确值。因此，有对于精确估算设备参数的需求，以及对于所估算的参数尽快收敛到正确值的需求。满足此需求的系统识别算法在计算上是复杂的，因此不适合于低成本ASIC实施。
因此，需要提供一种以闭环配置实施并且仍提供以低计算复杂度估算所需控制参数以使能控制系统操作的控制环系统。
发明内容
这些和其他需要由根据本发明的控制环配置所解决，其提供用于控制系统的闭环操作并且使能环路操作所必要的控制参数的估算。本发明还提供了对这些参数的自整定，因为控制器配置成在环路操作期间感测对参数修改的需求以及根据需要实现修改而没有任何来自外部机构的输入。本发明的控制环配置可以以ASIC实施提供。
根据本发明的一实施例提供了实施用于开关模式电源的自补偿调节器，其整体地在闭环中工作。根据本发明的教导所提供的调节器在宽范围的动力系部件值上表现良好，并且适合于成本有效的ASIC实施。
因此本发明提供具有以反馈配置提供的设备的控制环，具有用于该设备的控制器，并且其中控制器包括预测误差滤波器以提供该控制器的自整定。
现在将参照下面的示例说明性实施例来描述本发明。
附图说明
图1以示意形式示出根据本发明的示例性实施例的电路配置。
图2再次以示意形式示出对理解根据本发明教导的控制环操作机制有用的部件。
图3示出AR过程发生器(左)，以及AR过程分析器(右)。
图4示出以最小均方滤波器(LMS)实施的预测误差滤波器(PEF)的部件。
图5示出具有LMS预测误差滤波器以及增益适配的降压dc-dc转换器(buck dc-dc converter)。
图6示出在响应于50％负载步骤的训练之后图5的电容器电压和电感器电流。
图7(a)示出在整定期间和之后的闭环极点轨迹。
图7(b)示出在整定期间和之后PEF零点的轨迹。
图7(c)示出在整定之前和之后的闭环伯德图。
图8示出图5的电路的输出，在没有打开自整定的情况下启动，该整定随后在时间0.0035处激励。
图9示出整定被激励时的过渡的放大(虚线)，在80ms的整定之后与波形叠加。
图10示出根据本发明的电路的之前/之后阶跃响应。
图11示出在整定之前和之后的开环伯德图，示出最终增益和相位裕度。
图12示出另一环路的示意图，该环路提供电路非理想性情况下的零点稳态控制误差。
图13示出另一实施例的示意图，该实施例配置成在部件故障的情况下提供报警。
具体实施方式
现在将参考图1-13的示例性实施例来描述本发明。
如图1中所示，控制系统100包括控制器105，其以闭环反馈配置驱动设备110。设备110设计成基于多(N)个设备参数来执行一过程。控制器105具有一组规定该控制器的时间和频率响应的控制参数。该系统的总闭环响应是设备和控制器参数的函数。在操作中，一旦该系统已经实现调节，该系统的输出将保持恒定。通过尝试将输出维持在其建立条件的控制环的动作，引入到环路中的扰动可以减小或最小化。但是，引入到该环路中的扰动会导致修改控制参数的需要。在图1的实施例中，该扰动由零平均值(mean)的白噪声发生器115示例，驱动自回归(AR，全极点)滤波器120。响应于系统对引入这些扰动到该系统的反应，该控制器配置成实现控制参数的修改。
图1的系统可以被看作离散时间系统并且从噪声源到自整定控制器的输出可以被模拟。如图2中所示，h1(n)200是模拟控制误差信号的离散时间系统，由扰动过程和环路响应的AR滤波器构成，h2(n)205模拟该自整定控制器，并且v(n)是零平均值的白噪声源。如果h2(n)可以作成h1(n)的逆系统，那么h2(n)的输出将是白噪声。在此意义上，h1(n)的系统极点被h2(n)的零点抵消。将理解极点的完全抵消不是理想的，因为环路动态随后将由可能未知的设备确定。受约束的抵消可以在适当控制结构的情况下应用，并且根据本发明，这样的约束在优选的实施例中可通过将控制器提供为具有N-1个参数的最小阶控制器来实现，其中N是设备的阶。例如，如果设备是2阶设备，那么控制器需要1(即2-1)个控制参数。可以通过已知数目的零点来补偿的环路结构可以有效地使用此技术来补偿，其中所述零点由控制器h2(n)来设置。
一示例性实施例通过预测误差滤波器(PEF)提供自整定控制器。其工作原理可以参考图3来解释以及通过将其视为AR过程分析器300来理解，该分析器是AR滤波器305的反向滤波器，其中v(n)是零平均值的白噪声，u(n)是表示调节器的输出上的扰动的AR过程。应注意，该白噪声信号v(n)是AR滤波器305的输入，而且是反向滤波器300的输出。
两个滤波器可以由等式1描述：
v(n)＝u(n)+a1u(n-1)+a2u(n-2)+..+aku(n-k) (1)
因此，将理解该预测误差滤波器(PEF)是AR过程的反向滤波器，以及因此是全零点或有限脉冲响应(FIR)滤波器。依照图2，h1(n)表示AR过程发生器，以及h2(n)是全零点预测误差滤波器。如果该PEF与该AR过程是相同的阶，那么PEF系数取与该过程的对应参数相同的值。如果该过程不是真正的AR，或者不同阶，那么该PEF系数逼近该过程。这可以从Vaidyanathan，P.P.，J.Tuqan等人(1997)的“On the minimumphase property of prediction-error polynomials”，IEEE Signal ProcessingLetters 4(5)：126-127中示出和知道，其假定AR过程是稳定的，PEF系数将是最小相位。因此将理解根据本发明的教导，具有明智选择的控制参数的PEF滤波器可以用于提供总体环路的控制。
因此出现该问题，即如何明智地选择这些控制参数？在非自适应方法中，有可能选择作为设计规格的一部分的参数，其中可以确定该控制系统的正常操作所必要的最佳参数的选择。但是本发明消除了提供作为用于该系统的设计规格一部分的控制参数的必要性，原因在于本发明将对这些参数的自适应选择提供为控制系统操作的部分。
通过包括诸如Levinson-Durbin以及Schur算法的方法的许多技术来提供PEF的系数是公知的。尽管这些技术确实提供正确的系数，它们在计算上是昂贵的，并且将理想的是提供可以以低计算复杂度作为设计约束来实现的实施。在一个实施例中，本发明通过提供使用最小均方(LMS)滤波器的自适应形式的线性预测而将其解决，所述滤波器的操作对本领域技术人员将是透明的，即使是对于与在此情况下所使用的不同的应用。
图4示出LMS滤波器400如何在PEF 405中被用作预测滤波器，预测u(n)。实际值和预测之间的误差是预测误差Pe；因此得名。PEF的动作起作用以通过将该预测误差反馈到该LMS自适应滤波器而最小化该预测误差Pe。以此方式，LMS预测被改进以优化对应于最小预测误差的预测。由于其作为过程分析器而操作，最小Pe信号类似于白噪声。在控制环或调节器的情况下，我们可断定如果该设备稳定则最小的Pe对应于稳定的系统。
应理解，各种PEF系数值将闭环极点设置在各种位置，并且在一般情况下这些位置之一提供对扰动的最优调节。当我们考虑PEF系数的特定值响应于扰动而产生最小输出噪声，以及如果所述系数值偏离提供最优调节的那些系数值，则根据限定，输出噪声功率必须增加时，作为自补偿控制器的PEF的操作是清楚的。因此在该环路中的任何点处的噪声功率必须增加。以此方式，在该环路中的其他点处的最小Pe功率或最小功率对应于对给定扰动的最优补偿。
将理解，迄今为止本发明是参照通用设备来描述的。图5示出可以用作本发明的控制系统部分的设备类型的实例。在此实施例中，本发明的技术被应用到开关模式电源(SMPS)500。此实例中的SMPS配置是非隔离降压(non-isolated buck)。将理解的是开关模式电源存在于很多实施例中，并且这里描述的技术不限于非隔离降压配置。在某些应用中，在自整定过程期间可以在数字脉宽调制器(DPWM)510之前将伪随机扰动505添加到控制环中，从而克服持续激励的问题。此伪随机发生器可以根据需要打开或关闭以加速正常调节的实现。
该自整定方案已经扩展为包括增益因子Ki的适配，其可以通过1-抽头递归最小平方(RLS)或最小均方(LMS)滤波器515来实现。针对RLS来选择LMS滤波器将以较长的收敛时间为代价而得到低复杂度。该自适应增益因子与固定增益520、k0一起起作用；其中该固定增益提供伪粗整定值，而自适应增益提供所需的细整定。
理想地，固定增益的值相关于设备参数的值，以及在此实施实例中在SMPS中发现使k0基本上等于电感器值/采样时间，可得到好的结果。类似于自适应PEF，增益调整基于最小化预测误差功率的原理来起作用，所述预测误差功率在最小平方的意义上对应于最优环路增益。理想地，该误差信号在施加到自适应增益滤波器530之前应通过使用固定延迟元件525来延迟，以允许该增益调整的影响绕该环路传播。在另一实施例中，可优化增益因子以使控制误差功率最小。由于该控制器是全零点滤波器，该控制方案结合了设置点前馈(setpoint feedforward)535，以引入零点稳态控制误差，以及保证调节器在通电时是稳定的。将理解的是，通过在环路参数的适配之前稳定该设备，使用这样的前馈提供了鲁棒的性能，而根据该设备的特性以及所需的控制器，可以采用等效的装置来将其实现。例如，由PEF控制的设备自身可以由结合有一设备的控制环组成，其中内环的用途是稳定高阶系统。根据本发明的另一种方法可提供PEF权重的播种(seeding)，以针对一个范围的设备参数而稳定该控制环，其中自整定对环路响应进行优化。
在实际中，电路非理想性可以阻止前馈获得零点稳态控制误差，因此PEF将会做出反应，因为预测误差在稳态中需要是零平均值的。可引入另一环路，其在存在电路非理想性的情况下通过操纵增益因子来将稳态控制误差驱动到零点。以此方式，PEF系数反映了在其输入处对过程的较精确估算。
在操作期间许多阶段可以被识别。在控制环启动期间，输出的设置点和实际输出都等于0。设置点Vos随后借助于软启动缓慢增加到所需的输出。自适应增益设置为低值(典型地1/1000)，其产生允许持续激励的伪开环，也由于没有实际的开环以及PEF权重尚未收敛，如果在此阶段期间引入瞬态，其将激励该PEF以及自适应增益因子，从而导致它们的参数移至较接近于最优值处，并因此，该电路的闭环特性将变得明显，从而使该瞬态的任何作用最小。该预测误差信号被监视并且如果它偏离从白噪声响应所将预期的情况，那么PEF和自适应增益两者均做出反应以将该平均值恢复到0。只要这被维持，就不需要这些参数改变。
该控制器的操作在图6中示出，其分别示出当调节器经历负载步骤时的电容器电压(Vo)600以及电感器电流605。根据对该图的检查明显看出该系统得到补偿。图7示出在该整定期间和之后系统极点和补偿零点的表现，其中也出现了闭环和开环伯德图。在此情况下，图7(a)示出在整定期间和之后的闭环极点轨迹，图7(b)示出在整定期间和之后PEF零点的轨迹，且图7(c)示出在整定之前和之后的闭环伯德图。
为了表示利用本发明的电路可实现的改进的阶的类型，图8示出在自整定未打开的情况下启动、该整定随后在时间0.0035被激励的输出。从检查明显看到该整定的激励实现了输出的立即建立。图9是该整定被激励时的过渡的放大(虚线)，在80ms整定之后与波形叠加。在这些图的每个中，如所示的输出被电流负载步骤905周期性地干扰。图10示出应用根据本发明的技术的之前/之后的等效示例响应，而图11(其是开环伯德图，示出在自整定之前和之后的相位和增益裕度，从中可以看出该最终增益和相位裕度分别是30dB和71度的量级)示出与伯德图相同的响应。
图12示出另外的实施例，其具体配置为在存在部件非理想性的情况下提供零点稳态误差。在此实施中，一般加权值(general weightingvalue)f1和f2被初始地设置在由系统操作所确定的有界值内。该加权被求和和积分以及被用于平衡该系统内的任何恒定误差。在稳态控制误差不精确为零点的情况下，使用此电路的该实施是特别有用的。在先前描述的实施中，该PEF将必须抵消稳态误差，因为该输出趋向于成为零平均值的白噪声。通过将此功能性从该PEF中取走以及使用所述一般加权值来补偿任何固定或DC误差分量的粗整定意味着该PEF能够提供对过程的较精确的估算并可最终导致较精确的整定。
将理解的是，本发明提供了一种控制系统，其总是处于闭环配置但是在启动时提供学习动态，其中该环路学习系统特征，但是当其在闭环时也可对任何瞬态做出反应和进行补偿。由于该控制是在没有系统识别的情况下实施的，不需要估算对低频处的量化误差尤其敏感的设备的极点的位置，并且不基于确定性等价的原理来工作。
本领域技术人员将理解，最小均方自适应滤波器在它们的操作中利用了步长因子，其是影响误差信号的增益因子。LMS抽头权重的收敛是增益因子的函数。短的收敛时间需要大的步长因子，而小的步长因子给出较长的收敛时间。步长因子的值也影响抽头权重值的噪声程度。将步长参数设置得太大会导致抽头权重的发散。因此，依赖于滤波器的输入信号的统计特性，步长参数理想地根据公知原理来设置。在很多应用中，优选地根据输入信号的功率来改变步长参数，其中大的输入功率对应于较低的步长参数值。这在本发明的示例实施例中得到实现，从而使当控制误差信号低于某个指示环路已经建立为受控条件的值时，LMS PEF和LMS增益因子的步长参数被增加。
本发明提供了一种控制环，其结合对两个误差参数的感测。第一误差参数是控制环输出与所需输出的偏差，并且控制系统通过改变到该设备的输入来做出反应。第二误差参数是预测误差分量，其将由于作为构成该电路的部件的老化的结果而引入到该电路中的差异、温度波动等而偏离。通过监视这两个参数，该电路以自整定自适应方式提供对输出的控制，该方式是迄今为止在没有对设备参数的系统识别的情况下不能实现的。将理解的是，将预测误差偏差感测为最小值表示环路处于控制模式。
另外将理解的是，在本发明的电路操作中使用的误差参数利用了如下事实，即如果设备部件随时间而改变值，则整定参数将变化。例如在功率应用中，诸如电容器的部件随时间而改变它们的值。电容器的主要故障机制例如是它们的等效串联电阻(ESR)增加，以及它们随后烧毁。本发明的自整定调节器将对该ESR变化做出反应，并因此将存在证据表明该电路的部件值已经改变。预测故障即将来临是如何利用此数据的一个实例。一旦在启动后整定参数已经建立，电路可监视这些整定参数如何随时间而变化，以及如果该变化大于预先设立的限制，则可以以标记来示出一警报。图13以块示意形式示出这样的感测电路1300的一实例，在由控制器控制的电路、设备的特性显示出可指示部件故障的设备参数的大变化的证据的情况下，该感测电路1300在输出1305处提供警报。将理解的是，某些参数可具有关于温度的允许波动，并且该感测电路可因此包括温度传感器，该传感器提供设备操作温度的指示。该感测电路可以配置成在提供报警之前将任何检测的偏差与对于所述操作温度的允许偏差相比较。
将理解，在此所述的是控制系统的示例实施例。特定的部件、特征以及值已经参照特定的实施例和图而描述，但是这样的实施例和图应以非限制方式理解，因为本发明的范围不应以任何方式被限制，除了在所附权利要求的启示下被认为是必要的。类似地，在参考一个图描述特定部件的情况中，应该理解可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下这样的部件可替换或者包括在其他图中。另外，字眼“包括”/“包含”当在说明书中使用时被用于指定所述的特征、整数、步骤或部件的存在，但是不排除存在或使用或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、部件或其组。
Claims (18)
1.一种用于设备的控制系统，该系统具有一控制器，该控制器与所述设备被提供在闭环配置中，该控制器具有：
配置成控制该设备的至少一个控制参数，
预测误差滤波器，该预测误差滤波器配置成实现对所述至少一个控制参数的整定，以便提供该控制器的自整定，以及
自适应增益部件，所述自适应增益部件配置成产生伪开环配置，从而允许在自整定期间的持续激励。
2.如权利要求1的系统，其中所述自适应增益部件限定增益参数，该增益参数和所述至少一个控制参数的组合限定该控制器的时间和频率响应。
3.如权利要求2的系统，其中所述增益参数和所述控制参数是可独立修改的。
4.如权利要求2的系统，其中所述控制器的输入控制所述自适应增益部件的增益。
5.如权利要求2的系统，其中所述预测误差滤波器的输出控制所述自适应增益部件的增益。
6.如权利要求1的系统，其中所述预测误差滤波器包括最小均方自适应滤波器。
7.如权利要求6的系统，其中所述最小均方自适应滤波器将自回归过程的预测提供为输出，该系统被进一步配置为提供误差参数，其指示自回归过程的实际值以及自回归过程的预测值之间的差，该误差参数限定预测误差。
8.如权利要求7的系统，其中所述最小均方自适应滤波器包括多个抽头，每个抽头具有相关的权重，并且其中对各个抽头的加权是可修改的以便使所述预测误差最小。
9.如权利要求1的系统，其中所述设备是开关模式电源。
10.如权利要求1的系统，还包括伪随机噪声发生器，该发生器配置成提供伪随机扰动来作为到该系统的输入。
11.如权利要求2的系统，其中所述自适应增益部件是可变增益部件，并且该系统还包括固定增益部件。
12.如权利要求11的系统，其中所述固定增益部件的值是相对于设备参数的值来确定的。
13.如权利要求11的系统，其中所述设备是降压转换器开关模式电源，并且所述固定增益部件的值由设备的电感器值和采样周期的比率来限定。
14.如权利要求1的系统，还包括设置点前馈元件，其配置成提供零点稳态控制误差。
15.如权利要求14的系统，还包括配置成在存在设备和部件非理想性时提供零点稳态控制误差的电路。
16.如权利要求15的系统，其中所述电路包括第一和第二加权部件，每个具有一加权值，第一和第二加权部件的加权值被求和以及积分以修改环路的增益值。
17.如权利要求2的系统，还包括延迟参数，该延迟参数配置成使所述自适应增益部件所实现的任何增益变化能够在环路得到进一步修改之前在该控制环内生效。
18.一种控制与对应的控制器一起被提供在闭合控制环配置中的设备的方法，该方法包括该步骤：在控制器内包括预测误差滤波器以及自适应增益元件，该预测误差滤波器配置成整定该控制器的控制参数以提供该控制器的自整定，该方法包括步骤：
a.在该控制环的启动期间，初始地将该控制环的输出的设置点以及实际输出两者都设置为0，
b.借助于软启动将该控制环的输出的设置点增加到所需输出，
c.设置该控制器的自适应增益元件以产生伪开环配置，从而允许持续激励，
d.监视预测误差信号以检测该信号与从白噪声响应所将预期的情况的任何偏差，以及
e.在检测到任何偏差时使预测误差滤波器以及自适应增益元件两者都能够做出反应以将所述偏差的平均值恢复到0。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US14181006A | 2006-06-01 | 2006-06-01 | |
| US11/141,810 | 2006-06-01 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN101082812A CN101082812A (zh) | 2007-12-05 |
| CN101082812B true CN101082812B (zh) | 2010-09-08 |
Family
ID=38912410
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN2006100837416A Expired - Fee Related CN101082812B (zh) | 2006-06-01 | 2006-06-01 | 自补偿闭环自适应控制系统 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN101082812B (zh) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| CN101082812A (zh) | 2007-12-05 |
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| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| C56 | Change in the name or address of the patentee |
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|
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