CN101027832A - 低开关频率的功率因子校正电路 - Google Patents

Abstract

一种用于驱动具有AC线频率输入的升压型转换器电路的开关的功率因子校正电路，包括：检测电路，用于检测所述升压型转换器电路的输出电压并且将其与参考电压比较；响应于所述检测电路的输出的电路，用于提供驱动信号以驱动所述开关，其中所述驱动信号包括脉冲信号，该脉冲信号包含脉冲组，在所述AC线频率的各个半周期中包括至少一个脉冲，其中所述脉冲组中的脉冲数量和脉冲频率随着所述检测电路的输出而改变直到一定阈值，所述脉冲的脉冲宽度基本保持恒定；并且当所述检测电路的所述输出达到所述阈值时，所述脉冲组的所述脉冲的脉冲宽度根据所述检测电路的输出而改变。

Description

低开关频率的功率因子校正电路

相关申请的交叉参考

本申请要求2005年1月11日提交的名称为“LOW SWITCHINGFREQUENCY POWER FACTOR CORRECTION CIRCUIT”的美国临时专利申请No.60/642,826,2004年12月22日提交的名称为“LOW SWITCHINGFREQUENCY POWER FACTOR CORRECTION CIRCUIT”的美国临时专利申请No.60/638,125以及2004年6月7日提交的名称为“LOWSWITCHING FREQUENCY POWER FACTOR CORRECTION CIRCUIT”的美国临时专利申请No.60/578,010的优先权，其公开内容作为引用而完整结合于此。

背景技术

本发明涉及功率因子校正(PFC)的方法和电路。PFC电路是本领域中公知的并且在从照明镇流器电路至开关模式电源以及电机驱动器等各种电子设备中广泛使用。

这种类型的设备通常需要直流(DC)输入电压以正常工作，并且该DC电压通常是通过对交流(AC)线电压进行整流和滤波而获得的。

然而，任何时候将非线性负载(例如由滤波电容跟随的输入整流桥)施加到AC线时，这种负载会导致线电流相对于正弦曲线和与线电压相位的失真。

基于若干原因必须限制这种失真，主要原因是为了减小线配电网中的损耗以及电磁干扰(EMI)。

各个国家(特别是欧洲)发布了规定，其中通过对不同设备应用分类并且不同地限制所述谐波成分，定义了连接到主配电网(AC线路)的任何种类设备吸收的电流的谐波成分的限制。

基于此原因，开发了各种类型的功率因子或者谐波校正电路(有源或者无源)，这些电路叠加到设备的输入，使得设备符合这些规定限制。

对于非成本敏感型应用，通常使用适当控制的升压型PFC拓扑。这种拓扑能够将输入线电流整形为正弦曲线并且与线电压同相，并且能够很好地对负载和线变化稳压输出DC电压(设备吸收的功率)，但是具有以下缺陷：

a)需要复杂并且大功率电子电路；

b)高频工作产生高频EMI；

c)该电路作为整流后的线电压和待供给的设备之间的串联有源滤波器，从而发送设备吸引的所有功率；以及

d)基于此点，并且基于高频工作，所述升压PFC引入功率损耗，该功率损耗通常相对于待供给的设备的总功率损耗而言是不可忽略的。例如对于电机驱动器，电子机械能量转换效率被大幅降低。

另一方面，处理有限功率(低于1HP)的成本敏感型的应用尝试避免使用所述大功率有源PFC方法而仅在设备的输入使用与线串联(在整流桥路之前或者之后)的无源滤波器(通常为电感)。

这种无源滤波器具有若干缺陷：

a)它们很笨重(有时很昂贵)；

b)它们还发送设备消耗的所有功率，因此耗散大量功率；

c)它们在设备的输入处组成串联阻抗，从而减小了设备自身可用的DC电压；而且，所述串联阻抗产生的电压降随着负载而改变。例如，对于电机驱动器，如果电机在高速下需要更大转矩(即需要更大电流)，则电机的可用电压下降(而在高速下需要更高的电压)。

近来，提出了某些“低开关频率”或者“线频率”有源滤波器。

在Jose Antenor Pomilio(电子和计算机工程学院，坎皮纳斯大学(巴西))和Giorgio Spiazzi(电子信息系，帕多瓦大学(意大利))的论文“ADouble-Line-Frequency Commutated Rectifier Complying with IEC-1000-3-2Standards”中提出了一个示例。所述方法具有如下的优点，即仅有部分的设备吸收功率是通过有源滤波器发送的，因此有源滤波器自身消耗很小的功率。并且，与简单的无源滤波器相比，主滤波器电感可以更加小型和低廉。电路在线频率下开关，从而进一步大幅降低了由于开关损耗导致的功耗。最后，这种方法通常提供了相对于负载对滤波器级的输出电压的良好稳压，但是如同在该文章中描述的当在每半个线周期中仅驱动一次辅助开关时，存在对输入(线)电压变化的输出电压的稳压能力很差的缺陷。

成本敏感型应用中另一个需要考虑的方面是外围电路例如逻辑和控制电路的内部管理(housekeeping)电源。通常来说，谐波校正电路逻辑或者控制电路和通过谐波校正电路供给的任何设备/功率级的逻辑或者控制电路均需要低电压的DC电源。这种低电压电源通常是通过专用电路(通常是直接由整流后线路供给的反激式开关电源，但是有时可以为步降开关稳压器)得到的，这些专用电路给整个功率转换链增加了很大成本，并且通过在高频下进行开关，引入了其他EMI。在其他情况下，使用简单的电阻压降，这样耗散比其传送给内部管理电路的功率更多的功率。

发明内容

本发明的主要目标是提供一种通过使用低开关频率谐波校正电路(HCC)而限制线电流的谐波的方法，所述电路仅传送通过待供给的设备吸收的总功率的一部分，并且能够对供给设备的输出DC电压提供良好的线和负载稳压。

本发明的另一个目标是将内部管理电源集成到谐波校正电路结构中，并且提供高效的并且不会产生明显的附加EMI的内部管理电源。

在此公开了一种通过使用低开关频率功率因子校正或者谐波校正电路(HCC)而限制线电流的谐波的方法和设备。本发明包括：功率因子校正电路，用于驱动具有AC线频率输入的升压型转换器电路的开关。所述功率因子校正电路包括：检测电路，用于检测所述升压型转换器电路的输出电压并且将其与参考电压比较；以及响应于所述检测电路的输出的电路，用于提供驱动信号以驱动所述开关，其中所述驱动信号包括脉冲信号，该脉冲信号其中包含脉冲组，在所述AC线频率的各个半周期中包括至少一个脉冲，其中所述脉冲组中的脉冲数量和脉冲频率随着所述检测电路的输出而改变直到一定阈值，所述脉冲的脉冲宽度基本保持恒定；并且当所述检测电路的所述输出达到所述阈值时，所述脉冲组的所述脉冲的脉冲宽度根据所述检测电路的输出而改变。

在优选实施例中，所述检测电路包括具有输出的误差放大器，并且响应于所述检测电路的电路包括振荡器，该振荡器具有耦合到所述检测电路的输出的输入，并且其中所述振荡器产生驱动所述开关的振荡器信号，所述振荡器信号具有对应于所述阈值的最大工作频率。

所述功率因子校正电路能够实现相对于大范围的负载和线变化对输出电压进行良好的稳压，同时保持线电流的谐波低于国际规范(主要是用于A类设备的欧洲EN61000-3-2(European EN61000-3-2 for Class Aequipment))规定的限制。所述电路还能够产生辅助电源，所述校正电路自身的控制器以及所述校正电路供给的其他设备或者功率级可能需要所述辅助电源。

附图说明

本发明的目标通过参考附图可以更加清楚，其中：

图1显示了前述论文中描述的并且被认为是现有技术的基本拓扑；

图2显示了图1所示电路的仿真的线电流波形和相关低频频谱，通过适当选择图1所示元件的值，线电流的谐波可以被减小到符合规定的限制；

图3显示了可以通过现有技术电路实现的相对于负载变化的DC输出电压的稳压(针对允许线电流的谐波符合规定限制的电路元件的特定设计)；

图4显示了本发明的调制策略的示例，其中允许实现相对于线路和负载变化的输出DC电压的良好的稳压；

图5显示了实现本发明的调制策略的电路图；

图6显示了通过使用图4所示的调制策略实现的线电流的实际的(测量的)频谱；

图7显示了图5中的模式选择电路的细节，其功能在下文中描述；

图8显示了包含内部管理电源的更加详细的电路实现；以及

图9显示了本发明的另一个实施例，其中电感L1在输入桥路的线端被分割为两个单独部分。

本发明的其他特征和优点通过下面的参考附图的详细描述可以更加明白。

具体实施方式

在图1所示的现有技术电路中，RL作为谐波校正(或者功率因子校正)电路的“等效”负载，表示待供给的设备(通常为进一步的功率转换级)。谐波校正电路包括L1、C1、L2、S1、D1和D2，而C2与BR1一起表示标准的整流和滤波级，所述滤波级在单独使用时会产生线电流的很大失真。在图1中，内部管理电源未显示。

参考图1，很显然，图1中的电路具有关于开关S1在各个线半周期中如何被驱动开启和关断的若干“自由度”。

首先，开关S1的调制对后续线半周期必须相同。实际上，如果在两个连续的线半周期之间调制不同，则线电流会包含大量偶次谐波，而偶次谐波的规定限制比奇次谐波的限制更加严格。

给定该约束，开关S1的调制具有很多种可能性。当然公知的是改变脉冲宽度。而且，开关S1的调制存在其他可能性。例如，开关S1可以在各个线半周期中不止一次的被驱动开启和关闭。脉冲可以同步或者异步于线电压过零点，或者它们可以相对于线电压过零点被延迟所需量。而且，它们可以被“分组”为使得其在线半周期中的分布可以不必统一。

每次开关S1被开启时，通过电容C1的微弱放电而累积能量到电感L2。然后在开关S1被关断时，存储在L2中的能量通过二极管D2被传送回到电容C2，并且由此传送到负载RL。

现有技术描述了通过增加脉冲持续时间(或者宽度)，更多能量被存储到L2，因此具有更强的“升压”效果，从而提高了电容C2上的电压(DC输出电压)。另一方面，通过增加脉冲宽度，电容C1、电感L2以及开关S1(以及部分的也包括二极管D2)承受更大应力。

根据本发明一个方面，通过增加脉冲数量并且保持脉冲宽度不变，可以实现相同效果而不会给上述元件带来应力。

而且，根据本发明，通过结合改变脉冲宽度和脉冲数量或者频率，不仅可以对负载变化还可以对大范围的线变化(例如198Vrms至254Vrms)实现良好的DC输出电压的稳压。

另一方面，增加脉冲数量到每个线半周期中包含不止一个脉冲会增加线电流的失真。因此，公开了的优选的调制策略是保持很低的线电流失真同时保持实现对负载和线变化的DC输出电压稳压的优点，并且限制元件C1、L2、S1和D2上的应力。

在优选的调制策略中，通过对应于线半周期的四分之一的延迟(50Hz线路为2.5毫秒)启动脉冲，并且集中于所述线半周期(50Hz线路为5毫秒)的一部分(大约一半)，从而集中于线电压峰值附近。如图4所示。在图4中，脉冲为施加给开关S1的门电压，开关S1为IGBT或者MOSFET或者双极型晶体管。在双极型晶体管的情况下，脉冲为基极电流。

所述脉冲策略是实验证明的。实际上，可以证明，对于监视电路行为的差分公式系统的闭合解决方案对多个脉冲是不存在的。

现在提供所述电路如何稳压输出DC电压的示例。

在Vline＝254V时，具有60微秒持续时间并且相对于线电压过零点延迟了2.5毫秒的一个脉冲提供336V的输出，具有637W的有效输出功率。

下降到230V，需要10个60微秒持续时间的脉冲以维持相同的输出电压。

进一步下降到198V，可以使用10个持续时间为110微秒或者15个持续时间为80微秒的脉冲或者任何其他的脉冲数量和脉冲宽度的组合以提供336V输出。

图6显示了上述四种工作条件下与EN61000-3-2 Class A limits相比较的线电流的谐波成分。

图6显示了当应用作为本发明另一目标的优化脉冲策略，以相对于线变化在恒定输出功率(示例中为637W)下保持恒定的DC输出电压时(四列各个谐波数对应于198至254Vac之间四个不同线电压值吸收的线电流谐波)所提出的电路的线电流的频谱(为了清楚起见限制于19次谐波)。

图6中各个谐波数的最后一列为根据EN61000-3-2Class A的限制，在此为了清楚起见给出。

现在参考图5，其中描述了实现所述脉冲数量和脉冲持续时间的组合的优选电路。

过零检测器10在每次线电压过零时提供短脉冲。这种脉冲(其持续时间优选的为几微秒至数十微秒)提供给逻辑电路12(通过单稳态多谐振荡器和逻辑电路实现或者通过微控制器实现)，所述控制电路12产生脉冲组的固定的或者可编程的延迟和时间窗。这种电路会产生脉冲组的时间窗，即在其间脉冲组的脉冲可以通过控制电路提供给S1的栅极(或者基极)的时间窗。

误差放大器(EA)14提供误差信号，即参考电压(Vref：期望的DC输出电压)和电路输出的实际DC输出电压之间的差值。

这种误差信号命令VCO(压控振荡器)16，例如提供方波，该方波的频率随着误差信号的增加而增加。

由于频率可能变得非常高(主要是当电路第一次连接到线电压以及电容C2被完全放电时)，因此提供将频率限制为合理级别的频率限制器18。该频率同样对应于分组时间窗中的脉冲数量，依赖于电路的设计约束。

VCO16和频率限制器18优选的设计为提供至少一个脉冲。其原因稍后解释。

所提出的电路的功耗随着脉冲数量的增加而增加。功耗的主要来源是C1的寄生等效串联电阻(ESR)、L2的寄生电阻和开关S1的传导损耗，以及由于D2的前向导电电压导致的一定损耗。

L1和D1的功耗几乎恒定，并且独立于提供给开关S1的控制电极的脉冲数量。

因此，依赖于L2、C1、S1和D2的设计，人们可能希望通过限制脉冲的最大数量而限制功耗。这样会限制输入电压和负载的范围，其中可以实现恒定的Vout DC，但是最佳的平衡依赖于特定应用需求。

频率限制器18还可以为VCO的集成的一部分，即VCO可以设计为内部限频。

以上将来自VCO/频率限制器16、18的信号描述为可变频率的方波。这并非限制性的。同样可以使用可变频率的正弦波。在此情况下，可以使用简单的比较器(在图5中未显示)以提供方波信号。

所述方波的前沿(或者后沿)被提供给单稳态多谐振荡器20，所述单稳态多谐振荡器20提供控制信号给S1的栅极(或者基极)，其中包括脉冲组中的脉冲，其持续时间通常仅为几十微秒至数百微秒。

脉冲实际通过任何种类的适当的驱动器(附图中未显示)提供给S1的栅极(或者基极)，驱动器的功能是将单稳态多谐振荡器的输出阻抗适配于S1的输入阻抗。

单稳态多谐振荡器20产生脉冲，其脉冲宽度必须通过适当方式控制。

特别的，在频率尚未达到其最大值之前，脉冲宽度固定为最小值(Tpulse，min)，所述最小值依赖于应用的设计约束。当频率达到其最大值时，并且频率限制器开始工作时，脉冲宽度增加以提供电压稳压。

这是通过模式选择器22执行的，图7显示了它的一种可能形式。

参考图7，Fmax模块30提供等于VCO/频率限制器16、18中设置的最大频率的频率。两个频率必须互相同步。

假定两个频率为50％占空因子的方波，当VCO频率低于Fmax时，两个信号的专用异或32的输出提供一系列可变持续时间的脉冲，这些脉冲被滤波器34滤波时，提供大于零的模拟信号。

当两个频率互相相等时，异或提供恒定的逻辑零，该逻辑零被滤波后提供等于零伏的模拟输出信号。

所述信号被提供给运算放大器36，运算放大器36在其负输入端接收图5中的误差放大器(EA)14的输出电压。

当VCO频率和Fmax不同时，运算放大器36的增益被设置为使得滤波器的信号输出通过电阻R1饱和模式选择器22内部的放大器36。从而，放大器36的输出达到最大电平。

当两个频率相等时，滤波器的输出电压变成零，并且放大器36根据所需增益放大来自误差放大器14的输出电压。

放大器36的输出信号被提供给信号MOSFET38(图7中的VR)的栅极，MOSFET38作为通过R4的可变电阻以对电容Cmono40充电。

VR、R4和Cmono是单稳态多谐振荡器20的元件，选择单稳态多谐振荡器模块的脉冲宽度，然后提供脉冲以控制图5所示电路中的S1。

这样，当VCO16尚未达到其最大频率时，VR阻值保持在最小值，因此单稳态多谐振荡器提供基于VCO频率的可变脉冲数量的恒定脉冲宽度以及因此可变频率。

当VCO频率达到Fmax时，EA14的输出开始调制MOSFET VR的开启阻值，从而由于VCO为Fmax而调制恒定频率下的脉冲宽度。

并联于VR的电阻R4可以确保即使在EA14输出饱和的情况下，脉冲宽度被限制于最大值。

过大的脉冲宽度会增加图5中的元件L2、C1、S1和D2上的应力水平。

因此，随着图5所示电路的输出电压减小，假定达到了最大频率，误差放大器EA的输出会增加，导致放大器36的输出减小，导致VR阻值增加并且增加脉冲宽度，从而驱动输出电压变得更高。当输出电压增加，误差放大器输出会减小。假定VCO的频率为最大值，这会导致放大器36的输出增加，导致VR阻值减小，使得脉冲宽度减小，从而驱动输出电压变得更低。

在图5中的电路输出处没有负载的情况下，误差放大器14会命令VCO保持在最低频率(每个线半周期一个脉冲)，并且单稳态多谐振荡器会产生具有最小设计宽度的脉冲。

在下文关于内部管理电源的讨论中，无负载条件下的动作很重要。

在讨论内部管理电源之前，需要检查输入电压很低或者所需输出电压很高的情况。在此情况下，为了实现更大的升压动作，Fmax必须被选择为相对较高。超过1kHz的频率Fmax是可能的，但是在此情况下，在线电流频谱中开始出现高频谐波。更具体的说，开始出现差模电磁噪声以及共模电磁噪声。

当通过L1(与C1一起还作为高频输入滤波器)很好地滤除差模噪声时，共模噪声更难预测，因为它很大程度上依赖于对地电势的漏电路径(由于L1的物理构造可能包括L1的寄生电容)。

如同所公知的，共模噪声可以通过在转换器的输入端插入共模电感或者简单的通过在相同输入端平衡感性阻抗而降低。

因此，通过将L1从二极管的桥路输出端移动到其输入端，并且通过将其分割为两个单独的但是相等的电感，各个电感等于原先电感L1值的一半，但是并不以任何方式改变电路的动作，可以提高由高Fmax值产生的共模噪声的限制效果。如图9所示。

现在参考图8，可以看到，电感L2被修改为变压器，其转换率被选择为实现所需的内部管理DC电压。变压器的输出端的电压波形被整形，例如通过桥路BR2整流，并且通过CM被滤波。

传送到内部管理电源的能量依赖于根据前述调制策略的脉冲的数量。

因此，当校正电路具有一定负载(不为零)而工作时，S1通过可变宽度的一个或者多个脉冲而被驱动，从而对线和负载变化稳压输出电压。在最小负载和最大线电压时，产生具有最小宽度的单个脉冲，而在最大负载和最小线电压时，具有最大宽度的最大数量的脉冲会驱动S1。

在此情况下，内部管理电源输出是可变的而不是稳压的。这并不是问题，因为考虑到逻辑电路通常需要较低的功率，简单的线电压稳压器会提供逻辑电路自身所需的稳压的电压。

但是，在完全零的负载的情况下，即使S1上的具有最小宽度的单个脉冲也会提供过大的升压动作。这样可能导致电容C2以及后续的设备/功率级上危险的过载电压。

为了避免这种情况，二极管D1被改变为MOSFET M1(见图8)。M1在正常工作期间保持关断，从而其体二极管(body diode)执行原本由D1执行的功能。当处于零负载条件时，C2开始充电直到阈值，但是通过比较器COMP1检测到仍然是安全的过载电压情况。当达到阈值时，COMP1的输出将M1切换为开启。

随着M1开启，存储在L2中的能量被回传到C1而不是传送给C2。通过这种方式，C2和后续的设备/功率级将被保持在安全电压下。

同时，L2在各个线半周期中总是被操作至少一次，从而确保适当的能量传送到内部管理输出。

COMP1应当具有适当的滞后作用(在图8中表示为R6)。一旦M1被驱动开启，输出电压会下降到等于峰值线电压的电平。在此情况下，COMP1必须继续驱动M1开启。

然后，在输出端再次施加负载时，输出电压会迅速下降并且COMP1会复位以将M1切换为关断。误差放大器EA会退出饱和并且恢复正常操作。

所有这些瞬态都并不重要。在M1在短时间内故障或者在COMP1不能驱动M1保持开启时，所描述的电路在这些情况下是失效安全的。如果发生了这些情况，输出电压不会上升到EA指示的电平。EA会尝试指示最大脉冲频率和宽度，并且在电路C1、L2、S1和D2中会有一定的功耗，但是在设计限度内。电路可以继续提供谐波校正，但是不能稳压输出电压。不过，不会发生电路损坏。

在图8中，M1使用的是P沟道MOSFET。COMP1的输出可以通过使用一对电阻(R5和R7)很容易驱动该MOSFET。当然还可以使用N沟道元件，稍微增加了栅极驱动的复杂度，例如通过使用充电泵或者自举型电源。

图9显示了图8所示的电路，其中电感L1被分割并且移动到输入端以限制普通模式噪声。

尽管本发明是参考特定实施例进行描述的，本领域技术人员可以很容易做出各种变化、修改以及其他使用。因此，本发明不能局限于此处公开的特殊实例，而仅由所附权利要求的完整范围限定。

Claims (42)

1.一种用于驱动具有AC线频率输入的升压型转换器电路的开关的功率因子校正电路，该功率因子校正电路包括：

检测电路，用于检测所述升压型转换器电路的输出电压并且将其与参考电压比较；

响应于所述检测电路的输出的电路，用于提供驱动信号以驱动所述开关，其中所述驱动信号包括脉冲信号，该脉冲信号包含脉冲组，在所述AC线频率的各个半周期中包括至少一个脉冲，其中所述脉冲组中的脉冲数量和脉冲频率随着所述检测电路的输出而改变直到一定阈值，所述脉冲的脉冲宽度基本保持恒定；并且当所述检测电路的所述输出达到所述阈值时，所述脉冲组的所述脉冲的脉冲宽度根据所述检测电路的输出而改变。

2.根据权利要求1所述的电路，其中所述检测电路包括具有输出的误差放大器，并且响应于所述检测电路的电路包括振荡器，所述振荡器具有耦合到所述检测电路的输出的输入，并且其中所述振荡器产生驱动所述开关的振荡器信号，所述振荡器信号具有对应于所述阈值的最大工作频率。

3.根据权利要求2所述的电路，其中所述响应于所述检测电路的输出的电路进一步包括：用于在所述振荡器频率低于所述最大频率时改变所述驱动信号的脉冲数量，并且在所述振荡器频率达到所述最大频率并且所述误差放大器的输出改变时改变所述驱动信号的脉冲宽度的电路。

4.根据权利要求2所述的电路，其中随着所述误差放大器的输出的增加，所述振荡器信号的频率增加，直到所述最大频率；并且当达到所述振荡器的最大频率并且所述误差放大器的输出继续增加时，所述脉冲组的所述脉冲的脉冲宽度增加。

5.根据权利要求2所述的电路，其中所述响应于所述检测电路的电路进一步包括：

响应于所述振荡器频率的模式选择器电路，用于将所述驱动信号从可变频率脉冲组改变到固定频率脉冲组，其中一旦所述振荡器频率达到所述最大频率则所述脉冲组的脉冲宽度改变。

6.根据权利要求5所述的电路，其中所述响应于所述检测电路的电路包括：用于限制所述振荡器的频率并且接收所述振荡器的所述频率受限的输出以产生所述脉冲组的脉冲发生电路。

7.根据权利要求6所述的电路，其中所述脉冲发生电路包括多谐振荡器电路。

8.根据权利要求2所述的电路，其进一步包括窗口产生电路，用于提供时间窗，在该时间窗中所述振荡器在AC线频率的各个半周期的预定部分产生输出。

9.根据权利要求8所述的电路，其中所述窗口产生电路包括：用于将所述时间窗在所述线频率AC输入的过零点之后延迟预定延迟时间的电路。

10.根据权利要求9所述的电路，其进一步包括过零检测器，用于检测所述AC线输入的过零点。

11.根据权利要求2所述的电路，其中所述振荡器包括压控振荡器。

12.根据权利要求7所述的电路，其中所述模式选择器电路包括：用于在所述振荡器输出响应于所述误差放大器输出而改变到低于所述最大频率时，提供所述振荡器输出以通过恒定脉冲宽度的脉冲来驱动所述开关的电路；以及用于在所述误差放大器的输出改变时，在所述振荡器频率达到所述最大频率时，改变所述驱动信号的所述脉冲的脉冲宽度的另一电路。

13.根据权利要求12所述的电路，其中所述另一电路包括：

用于提供所述最大频率的振荡器信号作为参考信号的电路；以及

用于将所述最大频率参考信号与所述振荡器输出相比较，并且当所述振荡器频率低于所述最大频率时产生第一输出，当所述振荡器频率等于所述最大值时产生第二输出的比较电路。

14.根据权利要求13所述的电路，其中所述比较电路包括逻辑电路和滤波器电路，该比较电路用于提供输出给放大器从而在所述振荡器频率低于所述最大频率时使所述放大器饱和，并且在所述振荡器频率等于所述最大频率时到达所述放大器的输出大约为零。

15.根据权利要求14所述的电路，其中所述逻辑电路包括：专用异或电路，用于在一个输入端接收所述振荡器输出并且在第二输入端接收所述频率参考信号。

16.根据权利要求15所述的电路，其中所述放大器提供输出给所述多谐振荡器以改变通过所述多谐振荡器产生的脉冲的脉冲宽度。

17.根据权利要求1所述的电路，其进一步包括保护电路，用于防止所述升压型转换器电路的输出电压超过指定值。

18.根据权利要求17所述的电路，其中所述升压型转换器电路包括与升压二极管串联并且将AC整流器的输出耦合到所述升压型转换器电路的输出的升压电感；并且所述保护电路包括：用于将所述升压型转换器电路的输出电压与过载电压限制参考值相比较，并且开启与将所述AC整流器的输出耦合到所述升压型转换器电路的输出的所述升压电感与所述升压二极管的串行连接进行并行布置的受控开关，从而在所述输出电压超过预定限制时将所述升压型转换器电路的输出的电荷传送到输入电容的电路。

19.根据权利要求1所述的电路，其进一步包括第二电源，用于提供第二输出电压，所述第二电源是通过线圈电感耦合到所述升压电感来供给的。

20.根据权利要求18所述的电路，其进一步包括耦合在所述AC整流器和所述升压电感之间用于滤除噪声的输入电感。

21.根据权利要求20所述的电路，其进一步包括耦合到所述输入电感的用于滤除噪声的输入电容。

22.根据权利要求18所述的电路，其进一步包括在所述AC输入的各个线中串联耦合的输入电感，用于将所述线耦合到所述AC整流器。

23.一种用于驱动具有AC线频率输入的升压型转换器电路的开关以降低所述AC输入中的谐波的方法，该方法包括：

检测所述升压型转换器电路的输出电压并且将其与参考电压比较，并且产生误差信号；

提供驱动信号以驱动所述开关，其中所述驱动信号包括脉冲信号，该脉冲信号包含脉冲组，在所述AC线频率的各个半周期中包括至少一个脉冲，其中所述脉冲组中的脉冲数量和脉冲频率随着所述误差信号而改变直到一定阈值，所述脉冲的脉冲宽度基本保持恒定；并且当达到所述阈值时，所述脉冲组的所述脉冲的脉冲宽度根据所述误差信号的变化而改变。

24.根据权利要求23所述的方法，其中所述检测步骤包括提供以所述误差信号作为输出的误差放大器，并且所述提供驱动信号的步骤包括产生具有对应于所述阈值的最大工作频率的振荡器信号。

25.根据权利要求24所述的方法，其中所述提供驱动信号的步骤包括：在所述振荡器信号频率低于所述最大频率时改变所述驱动信号的脉冲数量；以及在所述振荡器信号频率达到所述最大频率并且所述误差放大器的输出改变时改变所述驱动信号的脉冲宽度。

26.根据权利要求24所述的方法，其中随着所述误差放大器的输出的增加，所述振荡器信号的频率增加直到所述最大频率；并且当达到所述振荡器的最大频率并且所述误差放大器的输出继续增加时，所述脉冲组的所述脉冲的脉冲宽度增加。

27.根据权利要求24所述的方法，其中所述提供驱动信号的步骤进一步包括：

将所述驱动信号从可变频率脉冲组改变到固定频率脉冲组，其中一旦所述振荡器信号频率达到所述最大频率则所述脉冲组的脉冲宽度改变。

28.根据权利要求27所述的方法，其进一步包括用于限制所述振荡器信号的频率并且接收所述频率受限的振荡器信号以产生所述脉冲组。

29.根据权利要求24所述的方法，其进一步包括提供时间窗，在该时间窗中在AC线频率的各个半周期的预定部分产生所述振荡器信号。

30.根据权利要求29所述的方法，其中所述提供时间窗的步骤进一步包括将所述时间窗在所述线频率AC输入的过零点之后延迟预定延迟时间。

31.根据权利要求30所述的方法，其进一步包括检测所述AC线输入的过零点。

32.根据权利要求27所述的方法，其中所述改变所述驱动信号的步骤包括：在所述振荡器信号响应于所述误差放大器输出而改变到低于所述最大频率时，提供所述振荡器输出以通过恒定脉冲宽度的脉冲驱动所述开关；以及在所述误差放大器的输出改变时，在所述振荡器信号频率达到所述最大频率时，改变所述驱动信号的所述脉冲的脉冲宽度。

33.根据权利要求32所述的方法，其中所述改变脉冲宽度的步骤包括：

提供所述最大频率的振荡器参考信号；以及

将所述最大频率参考信号与所述振荡器信号相比较，并且当所述振荡器信号频率低于所述最大频率时产生第一输出，并且当所述振荡器频率等于所述最大值时产生第二输出。

34.根据权利要求33所述的方法，其中所述比较步骤包括：提供输出给放大器从而在所述振荡器信号频率低于所述最大频率时使所述放大器饱和，并且在所述振荡器频率等于所述最大频率时到达所述放大器的输出大约为零。

35.根据权利要求34所述的方法，其中所述比较步骤包括对所述振荡器信号和所述振荡器参考信号进行异或。

36.根据权利要求35所述的方法，其中所述放大器输出改变通过所述多谐振荡器产生的脉冲的脉冲宽度。

37.根据权利要求23所述的方法，其进一步包括防止所述升压型转换器电路的输出电压超过指定值。

38.根据权利要求37所述的方法，其中所述升压型转换器电路包括与升压二极管串联并且将AC整流器的输出耦合到所述升压型转换器电路的输出的升压电感；并且所述防止步骤包括：将所述升压型转换器电路的输出电压与过载电压限制参考值相比较，并且开启与将所述AC整流器的输出耦合到所述升压型转换器电路的输山的所述升压电感与所述升压二极管的串行连接进行并行布置的受控开关，从而在所述输出电压超过预定限制时将所述升压型转换器电路的输出的电荷传送到输入电容。

39.根据权利要求23所述的方法，其进一步包括提供第二输出电压，所述第二输出电压是通过线圈电感耦合到所述升压电感来供给的。

40.根据权利要求23所述的方法，其进一步包括在所述AC整流器和所述升压电感之间提供用于滤除噪声的输入电感。

41.根据权利要求40所述的方法，其进一步包括提供耦合到所述输入电感的用于滤除噪声的输入电容。

42.根据权利要求38所述的方法，其进一步包括提供在所述AC输入的各个线中串联耦合的输入电感，用于将所述线耦合到所述AC整流器。

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