CN101013878A - 半波整流电动机和半波整流变压器 - Google Patents

Abstract

电流上升时采用高频运行方式，而下降时采用低频运行方式，在半波之内将高频和低频运行方式相结合，使变压器和电动机导线匝数减少，截面积增大，铜损减小，低频运行方式又可使铁损减小，提高了效率，并大幅度降低变压器成本，成为半波整流变压器，同样，可以采用两只电子开关管取代直流电动机的碳刷换向器，将鼠笼电动机改进成为半波整流电动机，提高效率，降低成本，并具有直流电动机所有优点。

Description

半波整流电动机和半波整流变压器

技术领域

半波整流变压器由带气隙的铁心变压器构成，一、二次线圈分别相当于交流电动机的定子和转子线圈，成为直流高电压转换成直流低电压的变压器。而半波整流电动机使用直流电源，相当于采用一只或两只电子开关管取代了直流电动机的碳刷换向器，将鼠笼电动机改进成为直流电动机，不但提高了效率，而且比原鼠笼电动机可以节省一半铜线及铁心，使成本降低一半。

技术背景

电磁学理论建立的矢量关系，符合电感和电阻串联电路加上正弦波形电压自然换向时的稳定运行状态。而对于过渡过程或者方波电压强制换向运行状态显然不满足矢量关系，但是电磁学理论没有探讨这种方波电压强制换向运行状态下的能量转换关系，而直流电动机就是在方波电压强制换向状态下工作的，并且比正弦波形电压自然换向运行状态具有许多优点。因此研究电压强制换向运行状态，可以找到控制电动机负载与转数相匹配的运行方法。

电磁学基础理论将电子在导线中运动的动能忽略后，只讨论磁场能量和电场能量的转换关系，不能满足能量守恒定律，因此电磁理论中存在许多矛盾和错误观念，在这种错误观念局限下，造成了电力系统中的主要设备：输电线路、变压器和电动机的结构复杂，工作效率低，浪费原材料，浪费电能。电磁学理论中的错误观念是：将仅仅适用于正弦波形的电压自然换向运行状态的矢量关系认为是一种不可违反的自然规律了，因此将矢量关系的适用范围无限的扩大化了。由此产生了一系列的错误和矛盾，主要有以下四个问题：

1、将真空磁场与铁心中的磁化电流产生的磁场相混淆，铁心中磁化电流及磁通量局限在磁路中不向外扩散，因此磁场能量可以完全转化成电场作功能量。而真空磁场的磁路扩散到广大的空间中，并以光速向外转播，因此在低频段照样存在辐射能量，造成有功能量损耗。

2、铁心的磁滞回线表明激磁电流过0时存在很大剩磁B_r，这与电磁感应定律和矢量关系认为激磁电流与磁通密度B同步变化，电流与B同时过0相矛盾。

3、铁心磁路存在气隙时，气隙中的磁动势也可由铁心中的磁化电流产生，永磁体磁场就可以在气隙中产生磁动势，这与基尔霍夫磁路第二定律认为气隙中磁动势完全由激磁电流产生相矛盾。

4、电压强制换向引起感应电动势E在电流上升阶段小于电源电压u，而在电流下降阶段E值高于电源电压u值。电压强制换向造成电压换向后总会重新出现未衰减的过渡过程状态。这种状态下矢量关系及电源电压u和感应电动势E与电阻电压降之间的直角三角形的阻抗三角形都不成立。

现今技术出现的整流电路和电子开关管控制的电路稳定工作时都属于电压强制换向运行状态，因此必须给出电压强制换向过渡过程的功率转换的定量关系。除了上述矛盾问题外，电磁学理论中还存在一些低级错误，只有将上述矛盾问题和低级错误纠正后，才能取得实质性理论进步。鼠笼电动机效率低，过载能力差的原因是，输入能量过剩，使空载电流过大，其中有一半属于无功电流，另一半才是激磁电流，因此应采用通、断电的运行方式，克服输入能量过剩的问题。本发明找到了采用电子开关管取代直流电动机的碳刷换向器，仍采用鼠笼型转子，将定子改进成为两相直流激磁，而正交布置的恒定磁极和感应磁极，成为直流电动机。使其具有直流电动机的一切优点，并比原鼠笼电动机可节省一半铜线和硅钢片，使成本大幅度降低。同样将变压器改进成半波整流型也可提高效率并节省铜线和硅钢片，使成本降低。

本发明纠正了电磁学理论中的矛盾问题和错误后，克服了错误观念的局限，发明了半波整流变压器和半波整流电动机。由于鼠笼电动机转子电压和电流无法测量，而转子回路相当于变压器二次线卷，因此采用单相变压器运行相量关系来推论电动机的运行参数之间的关系，反过来又由电动机运行参数的关系来验证由变压器推论出结果的正确性。所以二者必须在一个专利中才能相互验证新观念的正确性，这两种新产品也都是根据同样的新观念设计出来的，结构和电路形式也相同，二者有不可分的紧密联系，因此在同一个专利中出现两种产品。下面给出半波整流电路运行方式的理论依据。

实质性技术内容

异步电动机的运行参数：包括转矩T_cm、转数n、效率η、功率因数Cos、定子电流i_s及输出功率p₂始终没有给出理论解，这些参数曲线依靠实验测量。因此无法知道额定负载时为什么效率比75％负载时要低，功率因数变化规律也给不出合理解释，这说明电磁学理论还不完善。实际上存在许多常见的电磁现象没有给出定量关系，或者与电磁学理论存在着矛盾，这才是造成异步电动机运行参数没有理论解的原因。

主要体现在电动机由电源输入的有功功率为p₁，去掉定子铜损和基本铁损后等于输入给转子的电磁功率p_cm从p_cm中去掉转子铜损和风磨损及其杂散损耗后等于轴功率p₂，电动机转矩T₂等于轴功率与转子角频率之比。转矩T₂的理论计算值比实际值要大，这说明电动机运行中还存在着未知的有功损耗。上面叙述的是电动机理论计算轴功率和转矩的过程。从电动机运行向量图看出，电源电压u_s，真空感抗电压I_sX_s，电阻电压降R_sI_s与主磁通产生的感应电动势E_s四个电压构成了封闭回路，定子电流I_s与上述四个电压是串联关系，这与矢量关系是直角三角形相矛盾。

这种错误不但在电动机理论中存在，在发电机、变压器和输电线路的计算效率的过程中都普遍存在。只有将上述矛盾化解后才会知道异步电动机效率低的原因，并可以找到提高效率的方法，那就是采用一只或两只电子开关管取代直流电动机的碳刷换向器，将鼠笼电动机改进成直流电动机，并可节省一半铜线，而且可无级调速，不需要再装配另外的起动设备，控制器只要一只或两只电子管，而且续流由二极管导通，直接转换成轴功率，因此电动机总成本比原鼠笼电动机还低，过载能力和性能与直流电动机相似。

未知的有功损耗涉及一种新能量形式，下面用两个简单实验化解上述矛盾。

第一个实验

为此电源电压u采用一只二极管半波整流后接通单相变压器一次线卷，并将额定电压值降低一半，变压器二次线卷开路，半波整流的感应电压记为E，并使激磁电流i不换向，而周期增大一倍。电源电压值降低一半后，仍保持uT＝常数，使铁心磁通不会过饱和。

由实验测得的半波整流的激磁电流并不比交流激磁电流增大，由这个简单的实验可以证明以下两个问题。

1、剩磁B_r很小

铁心不出现饱和现象，说明激磁电流i在不换向的情况下过0时的剩余磁感应强度B_r很小，磁化电流可在永久剩磁B_r与极大值之间变化，证明认为磁感应强度B是激磁电流引起的观念是错误的。磁化电流相当于变压器线卷中的短路电流，是由感应电动势产生的，因此B也是由感应电动势产生的。电流上升阶段的时间记为t₁，感应电动势作功等于E₁it₁是正值，电流下降阶段的时间记为t₂，感应电动势作功等于-E₂it₂是负值，激磁电流i不换向始终是正值，E和i取有效值，将i消掉得下列定量关系式：

E₁t₁-E₂t₂＝0……………………(1)

造成磁滞回线剩磁B_r大的原因是：电流下降时仍然存在外加电源电压，并等于直流电阻电压降，使磁场无法释放能量造成的。如果电流下降电源电压与感应电动势同时换向，吸收能量与释放能量相等，就不会引起很大的剩磁。由定量关系式(1)知道，当感应电动势远大于内阻电压降时，剩磁B_r很小，但总不会等于0，电动机断电后总存在一点永久剩磁，这种很小剩磁才是激磁电流换向后由反向激磁电流和反向感应电动势的双重作用下才能去掉。

另外电磁感应定律

中的负号是错误的，由于磁通量落后感应电动势E_r的相位角等于 ，而不等于π，所以负号应纠正成复数 $j=\sqrt{-1},$

才不会与感抗jωL相矛盾。

2、电磁感应定律成立的条件

激磁电流过0点并不对应电动势的极大值，这与交流电压和电流不同，由于二极管整流电路工作在电压强制换向状态下，激磁电流的周期比感应电压周期增大一倍，说明电磁感应定律和矢量关系都不成立了。只有正弦波形的自然换向状态下电磁感应定律和矢量关系才成立。如果全波整流电路经电感给电容器充电，例如输电线路就是电感，那么电感造成电源电压换向后仍存在续流，电压换向后的这部分续流与电压相乘是负功，使电能表产生制动力，等于电能表从有功中减掉相等的负功，因此电能表仍然将续流记成了无功。这部分续流给电容器充电后转变成有功了，造成电能表漏记有功能量的现象。由于整流线路造成矢量关系不成立的技术问题并没有引起电力系统的重视，亚太电效(珠海)及采用直流电源的产品能节电就是利用整流电路的这个特性。

前面实验充分说明电动机可以在电压换向而电流不换向的半波整流状态运行，并将无功电流直接转换成有功能量。

第二个实验

下面再用实验证明铁心磁路存在气隙时，基尔霍夫磁路第二定律认为气隙的磁动势完全由激磁电流产生的观念是错误的。为此采用没有短路环的交流接触器铁心将气隙总长度固定为1毫米，接通50赫兹交流电压，按u＝4.44fBSN×10^-8计算气隙中产生磁感应强度B等于1万高斯时，测得降落于气隙中的磁动势只有400安匝。充分证明1毫米气隙降落800安匝磁动势才能产生1万高斯磁感应强度是错误的，基尔霍夫磁路第二定律与实验相矛盾，说明电动机气隙中的磁动势是由激磁电流和铁心中磁化电流各承担一半共同产生的。电动机空载电流I₀中包括有功损耗引起的有功电流I_R，激磁电流I_m和无功分量电流I_0r：

I₀＝I_R+I_m+I_0r……………………(2)

I_0r无功分量电流是转子电流中的无功分量在定子中的等效电流。I_0r是由转子回路中引起的无功分量，因此应该与感应电动势E成

相位角，并且同时在定子绕组和转子回路中引起铜损，而定子中的激磁电流只在定子绕组中引起铜损又不会在转子中产生电流，所以激磁电流和无功分量电流是完全不同性质的两种电流，应严格区分。电动机理论认为空载电流等于激磁电流，因此1毫米气隙需要800安匝磁动势，是将转子中的无功分量电流误认为激磁电流了。最主要的是：将转子增加的这部分铜损后并不能使电动机理论计算的转矩与实际相符，说明仍存在另外未知的有功损耗。

电动机理论中定义的杂散损耗包括基波产生的转子铁损，高频铁损和转子导条漏电引起的损耗，总之都属于热损耗。存在另外的有功损耗是一种没被发现的能量形式。同样发电机的理论计算的转矩正相反而是小于实际转矩，说明都存在着同样的问题，理论计算的效率高于实际值。

由公式(1)知道强制电压换向可以使激磁电流与感应电压同时过0，也就是激磁电流与有功电流同步变化，直流电动机就是这种工作状态，这是强制电压换向运行方式的最突出优点。另外这种运行方式可以将无功电流直接转换成为轴功率。电动机磁路存在着相对运动，相对运动的磁路与静止磁路性质是不同的，造成电动机转子存在着两种类型作用力，起动时主要靠转子导条l切割磁场B使i₂产生旋转力F＝Bli₂，单相电动机不能起动的原因是：一个磁极的左、右两侧是符号相同的磁极，而转子回路对应这两个磁极的导条电流方向相反，因此作用力方向也相反抵消为0，这样就不能起动了。所以必须叠加出左、右符号相反的磁极才能产生方向一致的作用力，使电动机产生转矩而起动。另一种类型的作用力是磁场吸力

$F=\frac{1}{2}\frac{B^{2}S}{{\mathrm{\μ}}_0}$

但是转子静止时这种磁场吸力与气隙垂直，不能形成沿切线方向的旋转力，只有转子旋转后与定子磁场不能同步变化时，转子正、负磁极相对定子磁极落后一个角度，正极与正极相对的磁场形成斥力，正、负相对磁场形成吸力，使磁力线沿转子切线方向有分量时就产生了切向的磁场吸力了。这种磁场吸力总是产生有功功率，所以电动机负载由空载增加时引起的电流总是有功电流。

由上面分析知道：只有找到这种未知的有功能量损耗后，从电源输入的有功功率p₁中扣除已知的能量损耗，再扣除未知的有功能量损耗，才能得到正确的轴功率p₂，p₂与实际转数n的角频率之比等于转矩T_cm，才能得到与实际相符的转矩。电动机的效率也与实际相符合了。这种未知的有功能量损耗是真空感抗电压引起的辐射能量损耗。这种损耗在定子电流I_s落后电源电压相位角等于

时最小，如果相位角小于

，则未知有功能量损耗增大，如果相位角大于

则铜损增大，只有相位角等于

时，效率最高。当电动机负载等于额定负载75％时，相位角才等于

，这种状态电动机的效率最高，这样才能合理的解释电动机效率的变化规律。

输电线路中存在着真空感抗及电阻合成的阻抗，使负载电压降低。电动机运行参数包括：转矩、效率、功率因数、电流、转数、轴功率只能实测，长期以来理论计算的转矩总比实际值大，转矩等于轴功率与实际角频率之比。由于电源输入的有功功率扣除有功功率损耗后等于轴功率，因此理论计算的效率也同样比实际值要高。这说明电动机有功功率损耗除了定子铜损、转子铜损、铁损、风摩损、杂散损耗之外还存在一种未知的有功功率损耗。找不到这种未知的有功功率损耗，就无法满足电动机运行过程的能量守恒的矢量关系。现今技术采用存储记忆示波器使测试笔开路在任何电磁场中都会测出50赫兹的电磁波在空间的辐射现象。这种习以为常的现象被人们忽略了。当年认为低频不会产生辐射现象是由于测量技术条件所限，而量子力学又没被公认的情况下产生了错误观念。电磁炉及高频加热都是利用几千赫兹的低频段辐射能量来工作的，50赫兹频率也同样会产生辐射能量，只不过频率越低辐射能量的范围越广大，而频率越高辐射能量的范围越集中。微波以上的频率则辐射能量成为一条直线了。任何频率都存在辐射现象，低频辐射是低电压大电流，因此接收天线中感应低频电压很低，在电磁学理论建立的时代接收不到这种辐射而认为低频不会产生辐射。辐射损耗就是电磁学理论未知的有功损耗，可以证明真空磁场能量就等于电子在导线中定向运动的动能，辐射能量也等于电子损失的动能。这个问题涉及到一种能量存在的型式，也涉及到可以化解量子力学与经典理论之间的矛盾，下面证明这种新观念成立的理由。

1、宏观导线电流真空磁场能量等于电子动能之和

量子力学给出基本粒子的动量mυ等于普郎克常数h与波长λ之比，则

$\mathrm{m\υ}=\frac{h}{\mathrm{\λ}}$

如果将基本粒子看作是绕轴心自旋的圆盘，半径为r，波长等于2πr，代入上式得

$\mathrm{m\υ}=\frac{h}{2\mathrm{\πr}}$

将上式右边分子和分母乘以角频率f可得下式

$\mathrm{m\υ}=\frac{\mathrm{hf}}{2\mathrm{\πrf}}=\frac{\mathrm{hf}}{\mathrm{\υ}}$

将上式左右分别乘以角量子数

，可得下列关系式

$\frac{1}{2}\mathrm{hf}=\frac{1}{2}m{\mathrm{\υ}}^2..............................\left(3\right)$

电子质量为m，角量子数等于

，(3)式成为电子固有能量

，成为电子自旋动能关系式。

电子固有磁矩 ${\mathrm{\μ}}_s=\frac{\mathrm{eh}}{4\mathrm{\πm}},$ 固有动量矩 $p_s=\frac{1}{2}\frac{h}{2\mathrm{\π}}$ 则

$\frac{{\mathrm{\μ}}_s}{p_s}=g\frac{e}{2m}=\frac{e}{m}$

电子g因子等于2，上述量子力学关系式可以证明也同样适用于宏观电路导线中电子的运动规律。

为简单起见，假设N匝导线形成半径为r的圆筒，导线总长度等于N2πr，外加电源电压为u，导线内阻热损耗功率对应的是电子碰撞损失的动能，Ri等于热损耗功率。那么真空感抗电压u_L对导线中自由电子产生的作用力F引起的是无功电流，也就是真空磁场能量，因此该作用力F使导线中自由电子产生的速度不会发生碰撞而损失速度。所以真空感抗电压在导线两端产生的电场强度为 $E=\frac{u_L}{N2\mathrm{\πr}},$ E对电子作用力F为下式

$F=\mathrm{Ee}=\frac{u_{L}e}{N2\mathrm{\πr}}..............................\left(4\right)$

电子加速度为a，则F＝ma代入上式得

$\frac{u_{L}e}{N2\mathrm{\πr}}=\mathrm{ma}..............................\left(5\right)$

由运动学可得电子走过N2πr的时间记为t，达到最大速度为υ_m，可得

$N2\mathrm{\πr}=\frac{1}{2}{\mathrm{at}}^2..............................\left(6\right)$

υ_m＝at…………………………(7)

将(6)、(7)代入(5)式可以得电子动能公式如下

$u_{L}e=\frac{1}{2}m{\mathrm{\υ}}_m^2..............................\left(8\right)$

(8)式表明电子定向运动动能等于真空感抗电压与电子带电量的乘积，那么有n个自由电子走过N2πr距离时形成的电流极大值i_m等于ne与t的比值，则

$i_m=\frac{\mathrm{ne}}{t}..............................\left(9\right)$

于是得 $u_L\mathrm{ne}=\frac{1}{2}\mathrm{mn}{\mathrm{\υ}}_m^2..............................\left(10\right)$

真空感抗电压u_L的功率等于u_L与电流i的乘积u_Li。由动能公式知道：功率等于真空感抗电压与电流的有效值乘积的系数与动能系数 是一致的。

同样电流i_m形成的磁矩μ_s等于电流i_m与包围面积s＝πr²的乘积

${\mathrm{\μ}}_s=\frac{\mathrm{ne}}{t}\mathrm{\π}{r}^2$

n个电子绕圆心的动量矩p_s等于n个电子对圆心转动惯量nmr²与角速度ω的乘积p_s＝nmr²ω

ω等于2πr与t之比，则 $p_s=\frac{\mathrm{nm}{r}^{2}2\mathrm{\π}}{t},$ 磁矩与动量矩之比为下式：

$\frac{{\mathrm{\μ}}_s}{p_s}=\frac{1}{2}\frac{e}{m}..............................\left(11\right)$

(11)式中的

是由于电子对圆心转动惯量系数为1引起的。与量子力学给出的电子固有磁矩和固有动量矩之比只差角量子数。(10)式及(11)式充分说明宏观电路中电子运动规律与微观粒子是相同的。可将圆筒形线卷推广到任意电路中。电子绕原子核的轨道取分离值是电子自旋方向翻转一周才能形成稳定轨道，因此取分离值，那么转过一周的时间就等于周期，周期倒数等于频率，频率随轨道而取分离值。但是引起辐射的原因是：由外界能量激发电子脱离轨道后，电子向原子核入射过程中，电场力作功等于两倍的电子动能，一半能量辐射了，另一半能量转换成为轨道能量。所以没有外界能量参与是不会发生辐射现象的，而宏观电路同样存在辐射现象，也是由外加电压和真空感抗电压方向相反引起辐射，只不过外加电压的频率是由人为控制可以连续变化而已。这样就化解了量子力学与经典理论的矛盾。

下面用实验和理论推导证明：50赫兹及任何频率都产生辐射现象，并向真空中辐射有功能量。

2、真空感抗电压的性质

给真空线卷串联一个很小的无感电阻，使电阻之和R值等于感抗ωL值、真空感抗电压u_L值等于电阻电压降Ri，电源电压u＝u_mSinωt为斜边，u_L和Ri分别是两条直角边，稳定电流解i＝i_mSin(ωt-)，则 $i_m=\frac{u_m}{z},$ $z=\sqrt{{\mathrm{\ω}}^2{L}^2+R^2},$

电流上升阶段对应电源电压有效值之间的波峰段，电流下降阶段对应电源电压过0点的波谷段。电流在半波之内的电阻热损耗功率w_R等于电阻电压降有效值和电流有效值乘积 $w_R=\frac{1}{2}R{i}_m^2,$ 因此热能Q_R等于功率w_R与半周期 的乘积

$Q_R=w_R\frac{T}{2}=\frac{T}{4}R{i}_m^2..............................\left(12\right)$

电流是正弦波形，上升阶段能量与下降阶段能量相等，于是电流上升阶段的热能等于 $\frac{Q_R}{2}=\frac{T}{8}R{i}_m^2.$ 由于两条直角边相等u_L＝Ri，在电流上升阶段真空感抗电压的功率w_L＝u_Li，

真空磁场能量 $Q_L=\frac{1}{2}L{i}_m^2,$ $Q_L=\frac{Q_R}{2}$ 则有下式

$\frac{1}{2}L{i}_m^2=\frac{T}{8}R{i}_m^2..............................\left(13\right)$

对应电流上升阶段电源电压为波峰段，功率ui作功能量Q₁，等于电阻热能

与真空磁场能量Q_L之和，为下式

$Q_1=\frac{1}{2}L{i}_m^2+\frac{T}{8}R{i}_m^2..............................\left(14\right)$

将(13)式代入(14)式可得

$Q_1=Q_R=\frac{T}{4}R{i}_m^2..............................\left(15\right)$

(15)式说明电流上升阶段电源电压输出的能量已经等于电阻在半波之内的全部热能。采用存储记忆示波器将无感电阻电压折算成全电阻电压降Ri与u_L，u构成等腰直角三角形。i_m点电流开始下降，真空感抗电压u_L在该点过0，该点对应电源电压下降沿的有效值那个点，真空磁场能量等于转化成电阻热能与向电源释放能量之和。吸收能量等于释放能量，二者抵消等于0，因此不必计算真空磁场能量。

电流正半波之内，电源电压作功功率为正值时，系统向外输出能量，功率为负值时，系统吸收能量。电流上升阶段，电源功率为正值输出能量等于Q₁，真空感抗电压功率为负值吸收能量。在电流下降阶段，真空感抗电压功率为正值输出能量，而电源电压功率在电流极大值点到下降沿的有效值点为正值输出能量等于Q₂，电流有效值对应电源电压过0点，由此点电源电压换向成为负值，而电流不换向仍是正值，电源电压功率从过0点后成为负值吸收能量等于Q₃，直到电流下降到0为止。而电阻电压降始终是正值，功率也为正值向系统之外输出热能。按电磁学理论功率的极大值与0之间的平均值等于 $\frac{1}{2}w=\frac{1}{2}R{i}_m\·i_m,$ 平均功率乘以时间等于能量。电流下降电源功率为负值的时间段，功率极大值点发生在该时间段的中点，并以中点为对称中心两侧功率都等于0，一侧是电源电压等于0，另一侧是电流等于0，功率平均值仍等于

与该时间乘积等于能量，由此可计算出Q₂及Q₃

$Q_2=\frac{1}{2}0.707u_m\·i_m\·\frac{T}{8}=\frac{0.707T}{16}{u}_m\·i_m$

$Q_3=-\frac{1}{2}\·\frac{0.707u_m}{2}\·\frac{0.707i_m}{2}=\frac{T}{128}{u}_m\·i_m$

由于真空感抗电压作功等于真空磁场能量，是无功，吸收与释放能量之和等于0，因此电源输出的能量等于Q₁+Q₂，电源吸收的能量等于Q₃，而Q₁等于电阻损耗的能量，那么Q₃-Q₂等于0才能满足能量守恒定律，但实际计算结果Q₃-Q₂不等于0，证明电磁学理论笼统的认为磁场作功等于电场作功的观念是错误的。电磁学理论从没有严格分段计算出能量的转换关系，也没有严格规定系统输出能量为正值，吸收能量为负值，而是随意给出真空磁场是无功的定义造成了严重错误的结果。本文用实验和理论推导证明真空感抗电压作功产生辐射能量，因此真空磁场存在有功能量损耗。上述实验证明电场作功能量等于热损耗能量和辐射现象引起的有功能量损耗之和。

由上述分析知道，产生辐射的原因是正弦波形的电压在自然换向状态下出现真空感抗电压与电源电压方向相反的现象，电压反向对导线中电子的作用力方向相反而抵消，造成了电子动能的损耗，出现了辐射现象。如果在电流极大值点将电源电压关断，使电流经续流二极管放电或向电容器充电，造成真空感抗电压等于电阻电压降与放电电压之和，那么真空感抗电压作功才能转化成热能或电容存储的能量，放电电压与真空感抗电压方向相反，放电电压吸收能量，真空感抗电压释放能量，二者作用力方向一致不会出现辐射现象。如果关断电源电压不设计出吸收放电的能量回路，那么就会产生更强烈的辐射现象，造成更大的有功能量损失。

从电动机运行相量图知道，电流包括有功电流和无功电流，因此视在电流落后电源电压的相位角大约等于

左右，定子线圈中存在辐射损耗引起的有功能量损耗，它与铜损大致相等，因此相位等于

时效率最高，相位角小于 时辐射损耗增大，大于

时铜损增大。将辐射损耗计算在内，运行参数理论解与实际就相符了。由于电流包括有功电流时，电源电压作功功率大于无功功率，辐射造成有功能量损耗，引起矢量关系与电磁感应定律存在矛盾，阻抗关系与能量守恒也是矛盾的，只有承认辐射能量，才会满足能量守恒定律。

矢量关系的本质是直角三角形，有功功率和无功功率分别是两条直角三角形。有功功率和无功功率分别是两条直角边，而电源电压与电流的乘积是视在功率为直角三角形斜边。下面以变压器运行相量图为例给出正确的矢量关系图。

首先必须给出矢量关系的严密定义：变压器二次线卷的感应电动势E₂与各段导线中电压和负载电压构成直角三角形封闭回路，而E₂是直角三角形中的斜边；无功电压作为一条直角边，等于各段导线真空感抗电压与负载中的无功电压分量之和；有功电压作为另一条直角边，等于各段导线电阻电压降及各段导线辐射损耗电压降与负载中有功分量电压之和。辐射损耗电压降是交流辐射电阻产生的，交流辐射电阻记为R_f,辐射损耗电压降等于R_f与电流i的乘积，封闭直角三角形称功率三角形。

由于电流只有大小和正、负，符合标量的定义，因此电流是标量而不是矢量。而电压不但有大小和正负，还存在有功分量和无功分量及视在电压不同的方向，因此电压是矢量。而电压等于电流与阻抗的乘积，电流是标量，当然阻抗是矢量了。由此产生三种矢量关系构成的三角形：功率、电压、阻抗三种矢量直角三角形。场的叠加原则必须遵守有功电压仍然与有功分量相叠加，无功电压与无功分量相叠加，二者不能混淆，这样才能构成直角三角形的矢量关系。而变压器一次线卷和电动机定子线卷中存在着激磁电流，激磁电流包括铁损电流和产生磁通量的无功电流，铁损电流记为i_f，二者属于两种不同性质的电流，不能将二者相混淆。铁损电流i_R是由电源电压作功引起的铁损功率，所以i_R与电源电压u的乘积u·i_R是有功功率，不存在三角形关系。电源电压u作为直角三角形斜边，真空感抗电压u_L与感应电动势E₁相加后作为一条直角边。电流i₁-i_R后与线圈电阻R₁乘积为R₁(i₁-i_R)，则R₁(i₁-i_R)是电阻电压降；对应辐射能量存在交流辐射电阻，记为R_f，则R_f(i₁-i_R)等于真空辐射电压降，也是有功电压。两个有功电压相加为另外一条直角边，构成封闭的矢量关系直角三角形。

电动机的运行相量图也是如此，定子矢量关系与变压器一次线卷矢量关系相同。而电动机转子导条回路切割磁力线产生动生电动势记为u_υ，则u_υ＝Bli₂，显然u_υ与磁感应强度B同相位，u_υ落后感应电动势E的相位角等于

，定子绕组为n匝，一匝感应电动势等于

，E的相位角超前

，转子电流i₂由

产生的，因此i₂与E同相位，是有功电流，而u_υ则是有功电压，在定子绕组中的有功等效电压等于Nu_υ：由三种有功电压之和：Nu_υ、R₁(i₁-i_R)、R_f(i₁-i_R)叠加成为另一条直角边。电源电压、无功电压和有功电压构成封闭的直角三角形，这样由一个直角三角形形成的变压器或电动机运行相量图才会与矢量关系相符合。二次线卷回路输出的感应电动势由另外符合矢量关系的直角三角形构成一个独立体系。可见只有正弦电压自然换向运行方式，才存在矢量关系，但是这种运行方式的最大缺点是存在辐射现象造成了有功能量损耗，电磁学理论忽略了电子动能后，也忽略了辐射现象，认为低频不产生辐射的观点是错误的。

而变压器和电动机运行相量图中是由电源电压u，电阻电压降R₁i₁，真空感抗电压u_L及感应电动势E₁构成的四边形。无功分量u_L与E₁不是在同一个方向的直角边上，怎么会同时成为无功功率呢？所以变压器和电动机运行相量图与矢量关系相矛盾，与能量守恒定律相矛盾，是一种错误的相量关系运行图。前面分析知道，电磁感应定律中的负号是错误的，真空电感系数为L，则＝Li代入电磁感应定律可得下式：

真空磁场分布在广大的空间中，无法确定磁场的平均距离，因此电感系数L值只能实测或凭经验公式计算(见电机工程手册第二版基础卷二)。本文采用电子动能取代真空磁场能量，可得：

$\frac{1}{2}L{i}_m^2=\frac{1}{2}\mathrm{nm}{v}_m^2..............................\left(17\right)$

上述电磁感应定律及矢量关系只能适用于正弦交流电路，电磁学理论并没有探讨直流方波电压的运行状态及其参数的运行规律，下面给出直流方波电压的运行规律。

直流电压U给电感系数为L的真空线卷充电时间常数 $\mathrm{\τ}=\frac{L}{R},$ 则直流电阻R电压降记为u_R等于Ri，经τ时间上升到0.64U值，平均值记为

，则：

${\stackrel{-}{u}}_R=\frac{1}{2}0.64U=0.32U..............................\left(18\right)$

令τ时刻的电流值为极大值i_m，则

$i_{\mathrm{\τ}}=i_m=\frac{\mathrm{ne}}{\mathrm{\τ}}..............................\left(19\right)$

在τ时间内从波形上看电流是线性上升的，i_m处于刚要出现拐点处，将τ时间内平均电流记为 ，则：

$\stackrel{-}{i}=\frac{1}{2}{i}_m=\frac{1}{2}\frac{\mathrm{ne}}{\mathrm{\τ}}...............................\left(20\right)$

将 代入(18)式可得平均功率 ${\stackrel{-}{u}}_R\·\stackrel{-}{i}=0.16U\frac{\mathrm{ne}}{\mathrm{\τ}},$ 电阻热损耗能量Q_R，则：

$Q_R=\stackrel{-}{L}\·{\stackrel{-}{u}}_R\·\stackrel{-}{i}=0.16\mathrm{Une}..............................\left(21\right)$

真空感抗电压u_L的平均值记为

等于直流电压U与电阻电压降平均值

之差，则：

${\stackrel{-}{u}}_L=u-{\stackrel{-}{u}}_R=0.68U.............................\left(22\right)$

真空磁场积累的能量记为Q_L，则：

$Q_L={\stackrel{-}{u}}_L\·\stackrel{-}{i}\·\mathrm{\τ}=0.34\mathrm{Une}...............................\left(23\right)$

同样电源电压U作功的能量记为Q，则：

$Q=u\·\stackrel{-}{i}=0.5\mathrm{Une}..............................\left(24\right)$

在电流上升阶段，电源电压为正值，真空感抗电压为负值-u_L，电阻电压降也为负值-u_R，则：

U-u_L-u_R＝0…………………………(25)

在τ时刻，电源电压突变为负值，而真空感抗电压变为正值，电阻电压降仍然是负值，则：

-U+u_L′-u_R′＝0…………………………(26)

可见该段电压与电流乘积为正值时该电压作功向外输出能量，当该段电压与电流乘积为负值时该电压作功吸收能量。电流不变方向而热损耗总是吸收能量。

从τ开始电流下降，电源电压及电阻电压降平均值不变，而u_L′在电流下降阶段平均值记为

，u_L′增大，由公式(26)可得下式：

${\stackrel{-}{u}}_L^{\′}=\frac{1}{2}(U^{\′}+{\stackrel{-}{u}}_R^{\′})=1.32U................................\left(27\right)$

电流上升和下降，平均值 $\stackrel{-}{i}=\frac{1}{2}{i}_m$ 是不会变的，而真空磁场吸收的能量等于释放的能量，因此 $Q_L=u_L\·\stackrel{-}{i}\·\mathrm{\τ}=u_L^{\′}\·\stackrel{-}{i}\·t_2,$ 可得下式：

u_L·τ＝u_L′·t₂…………………………(28)

由(22)式及(27)式可得 $t_2=\frac{\mathrm{\τ}}{2},$ 电流平均值 $\stackrel{-}{i}=\frac{\mathrm{ne}}{2\mathrm{\τ}},$

与R乘积是电阻电压降u_R，电流下降阶段热损耗能量Q_R′为下式：

$Q_R^{\′}=0.32u\·\stackrel{-}{i}\·t_2=0.08\mathrm{Une}$

同样电源电压u′吸收能量为Q′，则：

$Q^{\′}=U\·\stackrel{-}{i}\·t_2=0.26\mathrm{Une}$

而真空磁场释放的能量等于Q′与Q′_R之和，则：

$Q_L={2u}_L\·{\stackrel{-}{i}}^{\′}\·\mathrm{\τ}=0.34\mathrm{Une}$

电流下降阶段也满足能量守恒定律说明，计算得到的t₂值是正确的。实际上变压器二次线卷出线口短路的电流值等于额定值时的电压值与额定电压比称为阻抗比，当阻抗比等于45％左右变压器短路电流值就等于对应时间常数τ的电流值，阻抗比不同时，时间常数也不同，按比例

同步变化。而电动机的堵转电流对应的是转子短路时的短路电流值。

当电流上升时间小于时间上升时间小于时间常数τ的情况时，将电流上升时间记为t₁，当t₁＜τ，那么真空感抗电压u_L在电流上升阶段会增大，而电阻电压降u_R会按比例减小，u_L与频率成正比例的增大后使真空磁场吸收的能量增大。而在电流下降时，真空磁场能量释放完，释放能量等于吸收能量，因此u_L′与t₂仍满足(28)式，将(28)式写成普遍成立形式，则：

u_Lt₁＝u_L′t₂…………………………(29)

随f增大使放电时间t₂逐渐接近t₁，真空磁场能量也接近电源输出的饿能量，f足够大时，则t₁≈t₂，按频率上升而放电时间t₂向充电时间t₁接近的变化率也是双曲线函数关系。当t₁在 $\frac{\mathrm{\τ}}{3}\≤t_1\≤\mathrm{\τ}$ 范围内的变化率仍然按线性变化来计算不会引起太大误差，不详述了。

必须强调指出，在正、负交变的方波电压强制换向运行时，由于感抗电压在放电过程中大于电源电压U的峰值很多，因此不存在电压直角三角形的矢量关系。而且感性电路电流不能突变，电压可以突变，因此电源电压U、感抗电压u_L及电阻电压降u_R的瞬时值满足(25)和(26)式，各段电压值和电流值只有大小和正负而成为实数，因此电压和电流都是标量而不是矢量了。将上述关系推广到鼠笼电动机的转子回路中，转子回路电流不会引起主磁通磁场，只存在真空磁场及动生电动势。

鼠笼电动机转子回路中存在动生电动势u_υ，则u_υ＝Blv，显然u_υ与磁感应强度B同步变化，加在转子回路上的感应电动势

，超前B和u_υ相位是

，因此转子电流i₂和u_υ同步变化，u_υ是有功电压。转子回路的电阻电压降u_R＝R₂i₂，u_2R+u_υ是有功电压，有功电压的定义是，总是负值的电压值，在电流上升和下降阶段都吸收能量称为有功电压。u_υ总是跟随一个极性的定子磁极旋转，因此不会改变符号，是有功电压值。转子回路中的真空感抗电压u_2L是无功电压，无功电压的定义是，正负变化的电压值，在电流上升阶段为负值吸收能量，在电流下降阶段是正值释放能量称为无功电压值。定子绕组感应电动势E成为转子回路输入能量的电源电压

，N是定子绕组匝数，因此有下式成立：

$\frac{E}{N}-u_{2L}-u_{2R}-u_{\mathrm{\υ}}=0..............................\left(30\right)$

当转子电流i₂与定子电流i₁同时上升为极大值时采用IGBT开关管控制定子绕组断电，断电后放电电流经续流二极管给反向电源充电，可得下式：

$u_{2L}^{\′}-\frac{E^{\′}}{N}-u_{2R}^{\′}-u_{\mathrm{\υ}}^{\′}=0...............................\left(32\right)$

由于E和E′近似等于电源电压U值仍是方波。U是已知的，取代E不会引起太大误差。而u_2R和u_υ是线性上升的，极大值分别是Ri_2m及B_mlυ也小于 的值，因此真空感抗电压值u_L在电流上升时极大值 $u_{2\mathrm{Lm}}=\frac{U}{N},$ 极小值等于0，平均值等于

${\stackrel{-}{u}}_{2L}=\frac{U}{N}-\frac{1}{2}(R_2{i}_{2m}+B_m\mathrm{l\υ})$ 在电流下降时，平均值

，则 ${\stackrel{-}{u}}_{2L}^{\′}=\frac{U}{N}+\frac{R_2{i}_{2m}}{2}+\frac{B_m\mathrm{l\υ}}{2},$ 真空磁场吸收和释放的能量分别记为Q_2L和Q_2L′，由Q_2L＝Q_2L′可求得t₁与t₂的定量关系

$t_1=\frac{\frac{U}{N}+\frac{R_2{i}_{2m}}{2}+\frac{B_m\mathrm{l\υ}}{2}}{\frac{U}{N}-\frac{R_2{i}_{2m}}{2}-\frac{B_m\mathrm{l\υ}}{2}}{t}_2................................\left(32\right)$

可得 $t_2=\frac{t_1}{3},$ 准同步运行时不能使转子电流下降到0时转过一个磁极位置，必然会产生很大的无功电流。由上面分析知道，提高频率后可使t₂接近t₁，使转子和定子磁场接近同步，因此采用提高频率，降低转速，使其远小于同步转数状态下运行，转子动生电动势u_υ＝B_ml_υ减小后，t₂可接近t₁，当频率提高两倍以上时，仍使转速不变，动生电动势u_υ降低，通电时间t₁降低一半，转子电流i₂降低一半，则电阻电压降 和u_υ都降低一半，代入(32)式可得t₂＝0.6t₁，如果频率提高三倍时，t₂＝0.78t₁已经接近转子电流和定子电流同步过0了。只要t₂大于t₁二分之一后，就比原鼠笼电动机有功电流超前磁场

相位角的无功电流要减少许多。说明原鼠笼电动机输入能量过剩，使转子超前定子磁极角度过大，当转过一个磁极时电流没有过0，引起无功电流增大，由此可以找到控制电动机负载与转数相匹配的运行方法。

本发明的技术特征

在电流上升时采用高频运行方式，在电流下降时采用低频运行方式，在半波之内将高频运行和低频运行相结合，这样可以大幅度减少铜铁损，解决的技术方案如下所述。

线路如附图1所示，感应电极绕组L₁和恒定磁极绕组L₂串联，分别由电子开关管G₁和G₂控制通断电。电流上升时G₂首先导通，然后G₁立刻导通，由于恒定磁极绕组并联大电容器C₂，C₂又与二极管Z₃并联，因此L₂恒定磁极绕组电流变化不大。而感应电极绕组并联小电容器C是为吸收开断过程的电压突变能量，因此L₁电流是线性上升的，当上升为极大值时G₁断开，L₁电流经续流二极管Z₁、G₂仍向C₂放电，放电电压等于u_c，u_c＜U转子电流i₂下降速度变小，第一次放电时间仍记为t₂，转子放电电压等于u_υ，u_υ在定子绕组中等效电压等于Nu_υ，当转子电流i₂快要下降到0时，G₂断开，感应电极电流i₁经续流二极管Z₁和Z₂向直流电源U放电，第二次放电时间记为t₃，满足下式时即可使感应电极去磁。

Ut₁＝u_ct₂+Ut₃…………………………(33)

第二次放电时由于转子电流已经下降到0，转子又转过一个磁极的位置，因此转子回路不会产生反向电流。如果t₃控制不准确，转子电流提前下降到0，由于Nu_υ小于电源电压U，没有放电回路，那么反向电流也不会上升很大，因此t3时间内不会出现很大的制动力，相当于电动机空转状态。当G₁和G₂再次导通，使转子电流重新上升。将感应绕组按U＝4fNBS设计，按频率100赫兹设计，感应绕组匝数比原鼠笼电动机匝数减少一半，导线截面积增大一倍，额定电流可提高一倍，输出功率也提高一倍。额定负载时电动机实际转数比原鼠笼电动机提高50％左右，而电流增大50％，这就是准同步运行状态，但是准同步是指75赫兹为同步转数，也就是50与100赫兹的平均值。

同样按标量体系中的有功电压和无功电压的定义可以求解定子绕组电流上升时间记为t₁₂的定量关系，如果能找到与转子电流电流变化规律为同步的方法，就可以使电动机转矩不出现制

动力而稳定运行了。将i₂折算到定子电流

与激磁电流之和，激磁电流记为i_1w，则：

$i_1=\frac{i_2}{N}+i_{\mathrm{lw}}..............................\left(34\right)$

定子绕组的内阻记为R₁，电阻电压降记为R₁i₁，感应电动势为E，由安培环路定律知道激磁电流已经叠加在磁通产生的磁场中了，前面也是将u_L与E叠加在一起仍记为E，所以定子绕组中不在出现真空感抗电压了。电源电压为U是正负交变方波。电流上升阶段有下式：

U-E-R₁i₁＝0…………………………(35)

电流下降阶段则：

E′-U-R₁i₁＝0…………………………(36)

由于

比激磁电流i_1w提前下降到0，而激磁电流电阻电压降可忽略时，E′与E接近电源电压U值，电流上升时间记为t₁₁，电流下降到0的时间记为t₁₂近似计算将t₁₁＝t₁₂不会引起太大误差。另外定子电流上升时间和转子电流上升时间是相等的，是由强制电压换向的电子开关管IGBT控制的，因此有下式成立：

t₁＝t₁₁＝t₁₂…………………………(37)

感应电极绕组通电时间t₁等于50赫兹时的5毫秒的三分之一，即1.67毫秒时可使电流比原先增大三倍，断电时不在输入能量时，输入的平均电流也比原来增大50％，转矩增大50％，转数也增大50％，因此输出功率增大了一倍。理由如下：转子回路输入的感应电压是方波，由于电流是三角形，因此动生电动势u_υ与电阻电压降之和是三角形，平均值等于感应电动势一半，又因为按100赫兹的 $\frac{T}{4}=2.5$ 毫秒，额定负载情况下通电时间只有1.67毫秒，是2.5毫秒的三分之二，所以u_υ与电阻电压降之和的平均值等于感应电动势的三分之一，那么公式(33)中的t₂可等于t₁的三倍，t₃等于t₁的二分之一即可去磁。

由于电动机转矩与转数乘积等于轴功率p₂，而轴功率p₂与恒定磁极感应强度B成正比，B与u_c成正比，因此p₂与u_c比例系数记为k₁，则：

u_c＝k₁p₂

电容器的电压u_c等于带电量q与充电电流和充电时间t₂成正比，比例系数记为k₂′，令 $k_2=\frac{k_1^{\′}\·i_2}{c},$ 则：

$u_c=k_2^{\′}\frac{i_2}{c}{t}_2=k_2{t}_2$

u_ct₂＝Ut₁

有下式成立

$u_c=k_1{p}_2=k_2{t}_2=U\frac{t_1}{t_2}...............................\left(38\right)$

按(38)式可实现无级调速，并可以测量直流电源电压和电容器电压u_c，准确控制电动机转数，使电动机转数与负载相匹配稳定运行。

额定功率时额定转数记为标准值，则对应C₂电压值记为u_k，u_k为标准值，测量运行u_c值，如果u_c＜u_k，说明实际转数大于标准转数值，应减小通电时间t₁，降低实际转数，趋近标准值。反之，如果u_c＞u_k，说明实际转数小于标准值，应增加通电时间t₁，使实际转数达到标准转数。

当需要调速时只要缩短通电时间t₁，延长断电时间t₂，t₃放电时间不变即可去磁。感应电极和转子回路磁场能量大幅度下降，放电电压小于电源电压U，电容器电压u_c下降后，B_m下降，使转速下降，u_c与转速可同步下降，可实现无级调速。起动时相当于在低转速下运行，逐渐增大t₁时间，最后进入稳定运行状态。电动机负载突然增大时，转速υ降低引起u_υ降低，i₂自然会自动上升，同时引起i₁上升，自动维持转速不变，使电动机稳定运行。

对于小型电动机，恒定磁极的激磁能量等于有功能量的情况下，可以采用一只电子开关管IGBT控制感应电极绕组工作。如附图2所示。

本发明使用的控制器只需要两只电子开关管IGBT，由于直接使用直流电压，接近交流电压的峰值，电压比交流有效值提高25％以上，IGBT仅导通电流，放电电流经二极管导通，经过IGBT的电流比变频逆变器减小一半，G₂接通和开断的电压接近0，而激磁的无功电流仅是变频逆变器的六分之一，又不需要叠加高频电压，IGBT承受的反向电压也比变频逆变器降低一半。因此相当于一只IGBT可以取代变频逆变器中的六只IGBT电子开关管，就可使电动机输出相等的转矩，使控制器的成本降低为变频逆变器的六分之一。电动机提高输出功率一倍，消耗的铜线和硅钢片不增加，相当于节省一半的铜线和铁心，使电动机成本下降一半，又不需要另外配置起动设备。因此本发明《半波整流电动机》的总成本比原鼠笼电动机还低。

上述定量关系都是由半波整流变压器经过验证了的，如附图3所示，将具有气隙的铁心变压器一次线圈，经开关管IGBT与直流电源电压U接通，仍然采用通、断电的运行方式，输入方波电压U，断电后经续流二极管导通电流，一次线卷电压变为负值，给电容器充电，充电电压为u_c，通电时间为t₁，放电时间为t₂，则：

Ut₁＝u_ct₂

一次绕组为N₁匝，二次绕组为N₂匝，则：

N₁u_c＝N₂U

那么u_c相当于电动机转子回路的动生电动势u_υ，二次线圈真空感抗电压u_L和电阻电压降R₂i₂相当于电动机转子回路中的对应真空感抗电压u_L及u_R2值。采用存储记忆示波器测试得出了上述各公式遵守的定量关系。变压器温度上升后引起断电后的放电时间t₂缩短，说明t₂受温度的影响，由于t₂的关系与二次线圈内阻R₂有关。二次线圈内阻R₂上的电阻电压降R₂i₂与真空感抗电压u_2L之比的系数小于一次线圈中内阻电压降与感应电动势E之比的系数。因此一次线圈内阻可忽略，而二次线圈的内阻不能忽略。将这种比例关系推广到鼠笼电动机中也是如此，由此找到了鼠笼电动机转子回路内阻R₂与电流i₂及放电时间t₂之间的比例关系(32)式，(32)式是经半波整流变压器验证成立的定量关系式。由此知道半波整流电动机运行中温度上升过程中引起放电时间t₂逐渐缩短。变频调速电动机发展过程中，没有找到电磁惯性与转子回路电阻的关系，而将一阶微分系统化解为复杂大七阶微分系统也没有求解出电磁惯性的规律。而且采用方波电压逆变器或方波电流逆变器时仍按电流半波时间等于

来控制，由于方波电压强制换向在准同步状态下运行时，引起放电时间t₂较短，仍按

控制，必然使通电时间t₁延长到大于5毫秒时间，造成了铁心磁路过饱和而出现脉振现象，电动机理论没有找到引起脉振的原因而淘汰了方波逆变器。本发明成功的解释了鼠笼电动机转子回路电阻R₂与通电和断电时间t₁及t₂的定量关系后，才找到了在远小于准同步转速下的运行方式，才能正确控制t₁及t₂时间的占空比来调速。这种定量关系是由半波整流变压器验证了的，变压器运行参数的变化规律与上述鼠笼电动机叙述的定量关系相同，这里不重复叙述了。

半波整流变压器的体积并不比高频开关电源的体积大，由于铁心磁路有气隙，磁场能量增大，但线圈内阻电压降与铁心感应电动势相比仍可忽略，因此通电时间t₁可等于断电时间t₂几十分之一，这相当于通电时间为高频，而断电时间为低频状态下工作，铁损仍按低频损耗。而一次线圈匝数是按高频通电时间t₁来设计的，磁场能量又是由铁心大磁导率而产生的，所以半波整流变压器具有高频开关电源的优点外，还不会出现高频开关引起的辐射有功损耗，因此可以大幅度节电，提高了效率，降低了变压器成本，线路如附图3所示，是一种电子设备的理想直流电源。

交流变压器或电动机的工作频率上升，铁损增大而铜损减小，如果在电流上升与下降的半波之内，电流上升阶段工作在高频高电压状态，而在电流下降阶段工作在低频低电压状态。这样就将磁场引起的无功电流直接在变压器和电动机内部转化成有功电流了。使功率因数接近1，不但提高了效率，而且可以节省铜线和铁心。这种工作方式相当于高频和低频相结合的运行方式，在电流半波之内可以将高电压转换成低电压，成为半波整流变压器。用在鼠笼电动机的工作方式中，相当于将鼠笼电动机改进成为直流电动机了。

附图说明

附图1是半波整流电动机接线图。

附图2是小型半波整流电动机接线图。

附图3是半波整流变压器接线图。

实施例1

本发明半波整流电动机采用直流电源，三相整流或单相整流后经C₁电容器储能作为直流电源，接线图如附图1所示。鼠笼电动机的定子由感应磁极和恒定磁极正交布置构成，仍采用鼠笼型转子，感应绕组L₁与小电容器C并联，经电子开关管G₁和G₂与直流电源C₁接通。小电容C的作用是吸收断电后开关损耗能量，使断电瞬间L₁两端电压不突变，这样电子开关管G₁和G₂承受的开断电压非常低，G₁和G₂的开关损耗非常低，提高了G₁和G₂的接通和开断能力。接通时G₂先导通，然后G₁立刻导通，当电流达到极大值时，G₁断电后放电电流经续流二极管Z₁和G₂给电容器C₂充电，充电时间等于t₂，电容器C₂充电后成为恒定磁极绕组L₂的激磁电源。当转子电流i₂下降到接近0时，G₂断开，放电电流经Z₂向电源回馈能量，再经过t₃时间后再次重复通电运行。调速时C₂电压降低后，使恒定磁极的磁感应强度B下降，转子作用力下降，转速下降都由通电时间t₁缩短引起的，断电时间为t₂，按(33)式定量关系由电子开关管对感应电极绕组的程序控制实现无级调速，起动过程也如此。感应磁极绕组和恒定磁极绕组按正交分布，与单相电动机主、付绕组布置形式相同。感应绕组匝数按U＝4×fNBS设计，频率为100赫兹。感应电极绕组按Ut₁＝u_ct₂+Ut₃定量关系以通、断电方式运行。起动时或降速运行时u_c＜U，额定负载稳定运行时的转数最大。恒定磁极绕组匝数和导线截面积应按u_c＝R_L′·i_L′来选择，R_L′是绕组内阻值，i_L′是激磁电流最大值，恒定磁极的感应强度B的极大值不要过饱和。断电时间t₂应按转子回路电阻温度系数变化规律来控制才能保证在效率最高状态下运行，仍采用鼠笼型转子构成半波整流电动机。

实施例2

小型电动机的恒定激磁消耗的能量很大，完全可以将感应电极释放的磁场能量消耗掉。接线图如附图2所示，单相或三相整流由储能电容器C₁滤波后成为直流电源U，感应绕组与小电容C并联，由电子开关管G与直流电源接通。电流上升为极大值时断电，经续流二极管Z向电容器C₂充电，充电电压u_c成为恒定磁极的直流激磁电源。由于u_c＜U，通电时间为t₁，断电时间为t₂，则有Ut₁＝u_ct₂，t₂比t₁增大了。由于u_c等于 左右，因此t₂＝4t₁转子电流和定子电流可同时下降为0，并同时去磁。额定负载的最大转数应等于同步转数的二分之一左右。这时u_c为极大值，记为u_cm，恒定磁极最大激磁电流为i_L′内阻为R_L′，则u_cm＝R_L′·i_L′来选择恒定磁极绕组导线截面积和匝数。感应磁极绕组匝数仍按100赫兹设计，截面积比原鼠笼电动机绕组截面积增大一倍，调速和起动控制程序和运行方式与实施例1相同。

实施例3

半波整流变压器接线如附图3所示。单相交流电源经两个半波整流二极管Z₀，分别给电容器C₁和C₁′充电，这样电源零线与直流电压的地线成为公共点，该点不带电。半波整流变压器L₁是由带气隙的铁心变压器构成，一次线圈与小电容C并联，剩余1或2匝取代了小电感，因此不需要另外设置小电感了。经电子开关管G₁与直流电源C₁接通，电流上升到极大值时t₁断开，断电后经续流二极管Z₁放电，给电容器C₂充电，则C₂成为电压为u_c的直流低压电源。变压器二次线圈经整流管Z₁′向C₂充电，二次线圈通电时的电压u₂值高于u_c值，二次线圈真空感抗电压为u_2L，内阻为R₂，电流记为i₂，存在下面关系式：

u₂-u_c2-u_2L-R₂i₂＝0

通电时间t₁，断电时间t₂，则：

Ut₁＝u_ct₂

与电动机所述一切定量关系相同，运行方式也相同，不复述了。

另外一个同样的带气隙铁心的变压器L₂与小电容器C′并联，剩余1或2匝取代小电感，经电子开关管G₂与直流电源C₁′接通，接通时二次线卷经Z₂′向C₂充电，因此二次线卷与一次线卷饶向相反，断电后一次线卷经Z₂向电容器C₂充电，转换关系仍与前面所述定量关系相同。这样成为半波整流变压器，而形成对称的布置形式。使低电压的地线与零线成为公共点而不带电，可以稳定运行。如果使用三相交流整流电源仍可按附图3所示线路接线，低电压地线与交流零线为公共点不会改变。

半波整流变压器的运行方式完全与半波整流电动机相同，只不过是两个半波整流变压器相互错开

的时间通电，使低压直流电源充电电流更平稳。一台充电电流极大值对应另外一台的充电电流的过0点，二者电流相叠加成为恒定的充电电流值了，因此比开关电源的波纹系数要低，效率也高，又没有辐射现象引起的对其他电器设备的影响，具有明显的优点。通电时间t₁与断电时间t₂之比等于u_c与U之比，则：

$\frac{t_1}{t_2}=\frac{u_c}{U}$

例如通电时间t₁等于0.1毫秒，断电时间t₂等于6毫秒，那么u_c等于5伏，而U等于300伏。这样就相当于高频与低频相结合的运行方式。

Claims (4)

1.半波整流电动机由按正交布置的感应电极绕组和恒定磁极绕组构成定子磁极，仍采用鼠笼型转子，一个开关管控制感应磁极绕组，另一个开关管控制恒定磁极绕组，接通直流电压以通、断电方式运行，断电后分别使感应绕组经续流二极管给电容器充电，电容器电压成为恒定磁极激磁直流电源，另一个开关管控制恒定磁极绕组断电后经另外续流二极管向电源放电，电流下降接近0时再次重复导通直流电压，测量电源和电容器的电压控制电动机转数，成为高频与低频相结合的运行方式。

2.根据权利要求1所述以通、断电方式运行，接通时间为t₁，第一次断电时间为t₂，第三次断电时间为t₃，按Ut₁＝u_ct₂+Ut₃的定量关系分别控制感应绕组和恒定绕组运行，测量电源电压和电容器电压按着 $u_c=k_1{p}_2=k_2{t}_2=U\frac{t_1}{t_2}$ ， 控制电动机转数实现无级调速而稳定运行，感应绕组通电频率以100赫兹按U＝4fNBS设计匝数和导线截面积。

3.小型半波整流电动机定子绕组由按正交布置的感应电极绕组和恒定磁极绕组构成，采用鼠笼型转子，由一个开关管控制感应绕组以通、断电方式运行，断电后经续流二极管向电容器充电，电容器电压成为恒定绕组直流激磁电源，按Ut₁＝u_ct₂方式运行，导线匝数和截面积与大型电动机设计相同，同样属于高频与低频相结合的运行方式，成为半波整流电动机。

4.半波整流变压器由带气隙的铁心变压器经电子开关管与直流电源接通，以通、断电运行方式运行，断电后经续流二极管给电容器充电，电容器充电电压u_c，直流电压为U，通电时间为t₁断电时间为t₂，按Ut₁＝u_ct₂的定量关系控制程序运行，变压器二次线卷经隔直二极管给同一个电容器充电，与另外一台半波整流变压器构成对称的交替工作方式，属于高频与低频相结合的运行方式。

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