CN1009580B - 高分辨率成像多普勒干涉仪 - Google Patents

Abstract

一种系统，用来同时决定多个目标的位置和分辨目标与噪声，使用鉴相技术来产生复电压信号和获得相位信息，频谱分析和干涉测量技术用来从多个传感器的回波中确定一个可能的目标是否具有共同的位置源。用高分辨率距离信息和二维天顶角信息来提供多目标的影像。一双频率脉冲可消除与距离混淆，天顶角混淆，散射点分析有关的问题，并容许具有高分辨的距离定位。另外也产生误差校正因数，用来消除频谱模糊。

Description

本发明总的来说涉及脉冲探测器的成像，更准确地说涉及大量独立的运动目标的高分辨率三维成像。

有两大类用来产生目标阵列的影像的方法，即光学方法和光栅扫描方法。光学成像法产生可辨识的影像，其方法是同时接收来自整个目标阵列的光信号，然后使用透镜来分类或聚焦，由各种信号形成影像。可以使用立体图形检视系统或使用全息照像技术来获得三维影像。在使用光学成像的系统中必须检视影像的时间序列，用以获得目标的运动信息。

如本发明者的美国专利案4，630，051号（于1986年12月16日颁给）中详细说明的，先有技术不能提供能够产生具有高分辨率的三维数据、以便可以形成物体影像的装置。另外，先有技术不能够在不降低时间分辨率的情况下精确地分辨噪声与目标数据。

本发明用来克服先有技术的缺点和限制，其方法是提供一种具有高分辨率、三维成像能力的成像多普勒干涉仪。本发明包含对目标定位和分辨的一种处理方法，所包含的步骤有：发送一时间系列脉冲借以照射目标;由至少三个独立的传感器来检测反射自目标的时间系列脉冲;产生每一个独立的传感器的复电压时间函数;将复电压时间函数转换成复电压多普勒函数，此多普勒函数随着反应目标和传感器之间的相对移动的多普勒频率（W）而变化;从作为多普勒频率（W）的函数而变化的复电压多普勒频率函数中产生相位值函数;分析相位值函数借以分辨目标和噪声，并决定在天顶角中该目标的位置，其方法是比较作为独立的传感 器的空间间距的函数的相位值函数的相位振幅的差值，以便能够识别从目标返回的时间序列脉冲的共同位置源;产生至少一个校正因数函数，此函数随多普勒频率（W）的变化速率而变化;由先前产生的校正因数函数来修正复电压时间函数，借以为消除频谱模糊而校正复电压时间函数。

本发明的优点是可以分辨目标与噪声，其方法是在传感器系统内同时使用一些独立的传感器。不像先有技术的装置要依靠目标的时间持续性来分辨目标与噪声，本发明利用对若干独立的传感器的数据的一次取样来决定信号是否从一个共同的定位点返回。换言之，本发明依靠若干散射点的空间叠合，其方法是同时比较若干独立的传感器的相位值，而不是依靠时间持续性，在一系列时间间隔的回波中识别目标必须依靠这种时间持续性。另外，本发明提供两维以及距离（飞行时间）数据的天顶角数据和导自多普勒频率的径向移动。因此，可以同时决定多个目标的空间位置，借以构成所述目标的影像。目标的径向运动提供了可以从中获得目标的集体运动的数据。

由本发明所产生的双频率使得能够以高分辨率来分辨目标的距离。选择一个差频使其波长大于距离选通脉冲之间的间距。这使得能够通过确定差频信号的相位而在距离选通脉冲中精确地检测目标。此外，差频信号可以消除天顶角的混淆，其方法是提供一个长的波长的信号，此信号在测量空间的变化不会超过360°。因此，可以不混淆地决定目标的位置，其方法是从差频信号中产生一个差相位信号，该差频信号可以不混淆地以第一原始分辨率来测定天顶角。在另外一种相似的方法中，和频提供一种合相位信号，可以使用来自差频信号的原始分辨率信息，以非常高的分辨率来分辨天顶角。

本发明的另外一个优点是在进行时间-多普勒频率变换期间，由于目标的位置变化所产生的频谱模糊可以用本发明的装置所产生的校正因 数来加以消除。

在附图中：

图1是本发明的系统的原理方块图。

图2是本发明的天线阵列，发射和驱动组件，脉冲放大级，接收电路阵列，极化控制器，合成器和本机振荡器的详细的方块图。

图3是在本发明中使用的接收机电路的详细的方块图。

图4是正交相位检测器，处理机和A/D变换器的详细的方块图。

图5是可以使用在本发明中的一个天线阵列的原理说明。

图6是可以使用在本发明中的另一个天线阵列的原理说明。

图7是本发明的正交相位检测器的原理方块图。

图8是本发明所使用的变换技术的示意图。

图9是本发明所产生的信号的一个概略的图形说明。

图10是表示振幅检测器工作方式的示意方块图。

图11是表示本发明使用干涉测量技术的方式的示意图。

图12是本发明的各种天线的相位值与天线空间间隔的关系曲线的概略的图形说明。

图13是供本发明使用的一个位移型样表的一个实施例。

图14是本发明的合成束变换器的示意的方块图。

图15和16概略地表示可用于本发明的一个双频率距离探测器，用以提供高分辨率的距离信息。

图16表示计算距离选通脉冲的方式。

图17是双频发生器装置的概略的方块图。

图18是距离选通的示意图。

图19是在一个距离选通脉冲范围内双频率的相位变化的简单说明。

图20表示传感器阵列的组态。

图21表示传感器阵列的另一种组态。

图22是本发明所用来产生天顶角数据的干涉测量技术的工作方式的简单说明。

图23是表示频谱模糊和已校正的频谱响应的图形。

图24是笛卡儿座标系中位于位置（l，m，n）的风矢量的图形。

图25是具有不变的水平速度的目标的径向速度与天顶角的关系曲线。

图26是用来处理来自一个五天线阵列的数据的本发明的装置的一个实施例的原理方块图。

图27是用作图26所示的处理机的一种处理机组态的原理方块图。

图28是用作图26所示的处理机的另一种处理机组态的原理方块图。

图29是用于处理来自五天线阵列的数据的本发明的装置的另外一个实施例的原理方块图。

图30是图29的处理机的原理方块图。

图1以方块图的形式来表示本发明的一些主要组件。发射机阵列11经由发射机15发射时间序列脉冲。传感器阵列10的功能是用来检测反射自目标的时间序列脉冲。在某些应用中，发射机阵列11和传感器阵列10可以包含相同的硬件或者分立元件。可以使用任何所希望的形式的发射机阵列11或传感器阵列10，只要它们能够产生脉冲时间序列，而这些脉冲时间序列被目标反射或散射之后能够被检测到。反射时间序列脉冲的目标可以包括任何所希望的目标，例如能够部分反射的雷达目标，声纳目标，超声波目标，激光目标，或是任何能够反射、至少能够部分反射或散射时间序列脉冲的某些可检测的信号的物体。除此之外，本发明只有当检测到自发源时才可以使用传感器。自发源可能有如下的形式：核辐射发生器，永磁发电机，电磁辐射发生器，声音或振动发生器等，以及所有可供本发明使用的、能够产生可检测的信号的自发源。因此，目标通常包括能够反射或散射脉冲的时间序列，或是本身能够自行激发并 且产生可检测信号的任何物件。这些信号的形式可以是声音，振动脉冲，电磁辐射，或粒子辐射，而且这些信号可以复盖所使用的传感器可检测到的很宽的频率范围。

例如，本发明可以用作机场或航空载体等附近的实时风切变检测器。现行可用的风切变检测器只可以检查风切的少数几个选定的点。这大大的限制了机场工作的安全性，并且对飞机的起飞和着陆排程具有相当大的影响。例如，本发明可以使用频率范围30到1000MHz的电磁辐射来获得清楚的空气涡流和风切的影像。音频发声器也可以用来获得风切和空气涡流数据。本发明可以同时使所有方向上从地面到几个英哩的半径范围内的风切和空气涡流成像。本发明可以产生一个显示机场周围环境、包括空中交通状况的、清楚的空气涡流和风切区域的图形显示。

本发明也可以用来提供流体在一个表面、二维或三维空间的行为的描述，这些流体包括非约束的或在管道或通道中（例如油管、风洞、磁等离子体容器）流动的液体，气体，或者等离子体。流动分析的先有技术仅限于使用染色示踪物和金属丝上的纱纸的条片来分析某些流体的流动特性。本发明使用相当少数目的传感器，例如5个传感器，就可以提供流动的三维的多普勒影像，以决定流动的特征。另外，可以把整个换能器阵列建立在限定流动的自然结构之内，所以传感器不会造成流动的扰乱。本发明也可以用来测绘表面的和内部的流动特征，以及小物体或大物体对的水的扰动。

本发的也可以作为声纳装置来产生海洋中的潜艇或地理特征的影像。作为声纳来产生潜艇影像时，本发明的实施可以使用与现存的阵列相似的传感器阵列和发射机。例如可以把传感器配置在水面船只的水下部分或沿着潜艇的长度方向，以获得最大的间隔。此时本发明可以提供水下的地形和水面下目标（例如潜艇）的象照片一样的影像。

本发明在群集的迫踪和成像方面也是很有用的，因为本发明可以产 生多个独立运动目标的各自的多普勒影像。因此，它可以直接用来跟踪一些群集的物体，例飞鸟、蜜蜂，或者例如导弹或飞机组成的大量目标的群体。

本发明也可以用在医学和牙医中的三维成像，使用超音波来获得与X-射线相当的分辨率。X-射线成像法会使病人产生相当的恐惧和顾虑，因为其中的电离电磁辐射会对健康造成伤害。另一种方式的超声波方法虽然可以提供一种安全的方法，但是目前所能提供的分辨率尚不足以引起医学和牙医专业人员的兴趣。然而本发明使用超声波的方法所获得的分辨率可以与X-射线的相当，并且能提供先有技术（X-射线方法）不能产生的三维效果。本发明特别适合于应用在牙医成像，因为重复的脑部X-射线照射特别令人顾虑。另外，因为X-射线受到它可能获得的观测角度的限制，所以本发明在提供宽范围的可选择的观测角度方面特别有用。可以用五列的120个换能器来实施本发明（这些换能器放置的位置围绕着上颚或下颚作自然接触）。把本发明用于牙科治疗可以消除使用X-射线的危险，同时提供不能由先有技术获得的三维影像信息。

相似的，使用本发明可以去除来自萤光屏的辐射线。本发明可用作一种医疗工具，其方式如同一个萤光屏，用来观察活动的和由医生拨动的内部身体部分的影像。这可以使医生能以完全安全的辅助诊断工具来观察病人的内部身体部分，而不使用有点危险的医疗诊断工具。

本发明也可以使用在材料测试方面，用来检查固态物体的内部的缺点，例如裂缝、厚度均匀性等。先有技术的材料测试方法，通常都是使用X-射线。本发明可用来检查结构的特性（例如焊缝），所使用的方式可以达到和X-射线方法一样的分辨率。例如，使用与管道的周围实际接触的超声波系统，可以检查管道的焊缝。

在上述每种情况中，传感器10都产生一个复电压信号V（t），此电压信号经由连接器12加到接收机14。接收机14的功能是用来放大由传感器 10所产生的复电压信号。依照本发明，传感器阵列10的每一个传感器元件产生一个独立的复电压信号。这些复电压信号中的每一个由接收机14分别加以放大。

然后把这些经过分别放大的复电压信号加到正交相位检测器18，此检测器的功能是把复电压信号的正交分量分成同相的正交分量x（t）和90度的正交分量y（t），下文中分别称为同相分量和正交分量。这是通过下述方式来完成的：把检测到的信号与同相型的发射信号相乘，以获得同相分量x（t），另外把检测到的信号与90度相移型的发射信号相乘，以产生正交分量y（t）。同相分量x（t）和正交分量y（t）又称为正交相位信号或者时域正交信号。这些正交相位信号经由连接器19，21加到模拟一数字（A/D）变换器。A/D变换器20，22把模似正交相位信号变换成数字信号，然后加到处理机28，此处理机对时域正交信号执行多项功能，借以在显示器30上产生二维或三纵数据显示。

图2是本发明的天线阵列，发射和驱动组件，脉冲放大级，接收机电路阵列，合成器和本机振荡器的详细的方块图。图2、3和4中所揭示的高频（HF）雷达系统的各部分与下述文章中所陈述的相似，即，格鲁伯，R.N.（Grubb，R.N.）的“NOAA自动高频雷达系统（电离层探测器）”（“The    NOAA    SEL    HF    Radar    System（Ionospheric    Sounder），”）NOAA技术备忘录第ERL    SEL-55号，1979年10月（NOAA    Technical    Memo    No.ERL    SEL-55，Oct.1979）。本发明已经被实施作为雷达成像装置，使用2.66MHz雷达进行中层大气的观测，此雷达在在科罗拉多州的布莱顿（Brighton，Colorado）以东10英里的“Boot    Lake    Field    Site”进行操作。所使用的特殊的传感器/发射机阵列如图5所示，它包括10个独立的同轴直排天线，如B.B.巴尔斯利和W.L.伊克卢恩德（B.B.Balsleyand    W.L.Ecklund）在“一种便携式同轴直排天线”（“A    Portable    Coaxial    Collinear    Antenna，”）（IEEE    Trans.Ant.Prop.，AP-20（4），P513- 516，1972）中所描述的，具有一个东西天线阵列32（包含东西走向的五个平行天线），和一个南北天线阵列34（包括南北走向的五个平行天线）。每个天线由8个端对端连接的半波偶极子组成，在每个接点处具有180度相位反转，具有周期性绞接的一段同轴电缆的外观。所有这10个天线在发射时作为一个部件使用，但是在接收时则分开使用。在实际的实验装置中，考虑到成本只使用两个接收通道，所以接收取样以成对的方式并沿着天线阵列快速顺序地进行。使用发射/接收开关36，使得单一天线能够即用于发射，又用于接收。纵向和横向天线的间隔，在实验中分别是0.33个波长（λ）和0.707个波长。发射波束为28度宽，而且所有的10个天线都被使用到。

在实验装置中，以每秒钟50个脉冲的速率发射脉冲，在记录数据和移动到下一个天线对之前，每个天线对上有四脉冲相干积分也就是在四个脉冲上求数据的平均值，以获得一个数据点。如图5所示的全天线阵列使用同相发射，所以发射一个45度线性极化波。对10个天线中的每一个，取50个间隔3公里的距离选通脉冲，用此方法进行数据取样。一个单一的完整的数据帧需要0.4秒。

该横向间隔在天顶正或负45度范围内产生光栅瓣，即，位于45度之内的地平线的散射点混淆在24.5度至45度的天顶角中。这意味着在任何一个平面，位于天顶24.5度之外的散射点是模糊的，但是在天顶24.5度之内的散射点不是模糊的。一个更惯用的半波长的而不是0.707波长的间隔将以在一定程度上降低天线阵列的分辨率为代价去除模糊区域，如图5所示。然而，这个问题也可以用图6所示的天线阵列来解决，其中中央检测器40提供不模糊的数据，因为它们相互之间的位置都在1/2波长之内，同时检测器42，44，46，48提供高分辨率的信息，因为它们以大的距离相隔开。存在与旁瓣有关的发射和接收的另点，但是这些只产生一些盲点，而不是把模糊点引入成像过程中。因此，由于侧波瓣而通 常在波束控制装置中流行的模糊点不会出现在本发明所检测到的数据中。

由于大气中的自由电子，所以大部分的中频实验使用双折射法来进行（这种自由电子使右旋圆极化波和左旋圆极化波具有不同的传输特性）。本发明的分析方法对这种现象是不敏感的。虽然可以使用本发明检测到的一些独立的散射点的振幅和相位来研究双折射法，但是它不是成像处理本身的一个因素。因为这个理由，具有线性极化的发射适用于决定影像和风速。然而，使用线性极化的发射使来自较高高度的可能的反射减小了大约3db，因为作为发射信号的一半的异常波（左旋圆极化信号）被强烈地吸收。

发射机的混频器和驱动组件50产生待发射的2.66MHz信号。40到70MHz的合成器54产生频率等于43.28MHz的信号，然后该信号被加到10db的衰减器57和33db的放大器58，借以获得所希望的增益电平。然后此信号与本机振荡器60所产生的40.625MHz信号一起施加到混频器52。本机振荡器信号施加到按键和相位控制装置62和40.625MHz的带通滤波器64。然后，由混频器52产生的差频信号（其频率等于2.66MHz）被加到30MHz低通滤波器66，它使低频的2.66MHz信号通过，到达功率分配器68。

发射机的混频器和驱动器组件50的输出加到一个三级脉冲放大器76。第一级78将信号电平升高到300瓦。第二级80将信号电平升高到10千瓦，而第三级82将信号电平升高到50千瓦。三级脉冲放大器76的输出加到极化控制单元84，此单元将输进的50千瓦的脉冲分解成两个相同的信号，然后使用延迟线使任何一个信号延迟或两个信号都延迟，形成90度的相位关系。输出信号86被加到东西天线阵列32，而输出信号88被加到南北天线阵列34。这容许作线性的，右旋圆极化或左旋圆化信号的发射。由于大气的双折射特性，不同极化的使用为经由大气的不同传输创造了条件。极化控制单元84并不特定地属于本发明的成像技术，但是可以用来 对地球的大气中的自由电子效应进行研究。

发射/接收开关36的输出端连接到多个接收机38，90，92，94。如图2所示，每一个发射/接收开关36的输出端连接到一个独立的接收机。在这种实验的实际实施中，只使用两个接收机电路，发射/接收开关的输出端在两个接收机电路之间构成多工方式，借以获得数据。为了简化的目的，每一个发射/接收开关36由一个独立的接收机电路来表示。在图3中对第一个接收机电路38作详细的说明。

如图3所示，第一接收机38包括一高频组件96，一个混频器组件98，一个中频组件100和一个正交相位检测器104。接收到的信号被送到予放大电路106，此电路将信号放大然后将它加到高频组件96。有关的主要频率是2.66MHz。此信号被加到在高频组件96之内的30MHz的低通滤波器108，它的功能是用来滤掉高于30MHz的频率。0-60db衰减器110和10db放大器112的功能是调整来自低通滤波器108的信号的增益。此组件的输出信号与来自40-70MHz的合成器54（图2）的输入信号一起加到双平衡混频器组件114。40-70MHz合成器54（图2）产生一个可以受频率控制器56调整的频率。双平衡混频器组件114的输出信号产生一个和频信号和一个差频信号，两者都加到40.625MHz带通滤波器116。40.625MHz信号是中频组件100之中所使用的中频（IF）信号。调整40-70MHz合成器54（图2）使中频频率（40.625MHz）等于2.66MHz和合成器54的输出频率之间的差。换言之，合成器54产生具有频率为43.285MHz的信号，此频率等于2.66MHz（检测到的频率）加上40.625MHz（中频频率）。合成器54的输出信号经由40MHz高通滤波器118，平方电路120和33db放大器122加到双平衡混频器114，用来产生一个40.625MHz的输出信号，此频率等于2.66MHz（待检测的所需要的频率）和43.285MHz（合成器54的输出信号频率）之间的差。然后将40.625MHz的中频频率加到带通滤波器116，此信号代表待检测的 2.66MHz的信号。此信号在加到中频组件100之前先加到33db放大器124。

中频组件100包含一个增益控制反馈环路，它的组成包括二极管衰减器126，衰减器控制器128，功率分配器130和0-60db衰减器132。这种反馈环路用来提供适当的衰减借以检测来自大气结构的部分反射，反射的大小大体上描述了大气的结构变化。此信号在加到正交相位检测器104之前先加到40.625MHz的带通滤波器134和33db放大器136。

接收自中频组件100的中频信号加到正交相位检测器104之内的33db放大器138，如图4所示。然后它的输出加到功率分配器140，此分配器将信号分成两个具有相同相位的独立的信号142，144。这两个信号分别加到双平衡混频器146，148。本机振荡器60产生一个具有40.625MHz频率的信号150，此频率等于中频频率。这个信号在加到功率分配器156之前先加到11db衰减器152和33db放大器154。功率分配器156包含一个正交混合功率分配器，它产生90度混合信号。换言之，输出信号158和160具有90度的相位差。这两个输出信号加到双平衡混频器146，148，在输出端162，164产生和信号与差信号。混频器组件146，148的作用是从信号中去除中频40.625MHz，同时将接收到的信号乘以发射信号的同相的和具有90度相移的分量，借以产生同相分量x（t）和正交分量y（t）。低通滤波器166，168用来保证可以从混频器组件146，148的输出中获得原来2.66MHz载波信号的调制。来自连接到每一个接收机电路的每一个正交相位检测器的同相时间分量x（t）和正交时间分量y（t）被加到A/D变换器170。为着简化的目的，图4中只表示一个正交相位检测器104，虽然每一个独立的接收机电路的输出端都连接一个独立的正交相位检测器。正交相位检测器在图7中另作更详细的揭示。A/D变换器170的作用是将模拟信号转换成数字信号，以便用于处理机28。

如图4中所揭示的，处理机28包含多个可以由软件或硬件来实现的 组件。处理机28包含一个时间一频率转换装置，利用它把由同相分量x（t）和正交分量y（t）构成的复电压时间函数V（t）转换成随着多普勒频率（w）变化的多普勒频率函数V（w），此多普勒频率反映天线阵列32，34与目标之间的相关运动。该多普勒频率函数V（w）加到相位值和振幅值发生器174，发生器174从时间-频率转换装置172所产生的多普勒频率函数V（w）中产生相位值ψ（w）和振幅值A（w）。由时间-频率转换装置172以及相位值和振幅值发生器174所执行的一些功能，在图8中作更具体的揭示。

振幅检测器176对由传感器阵列32，34的每一个传感器所产生的每一个多普勒频率（w）检查振幅值A（w），用来决定是否所有的传感器都在大于予定的最小阈值的特定的多普勒频率下检测到信号响应。当所有传感器都在大于予定的阈值的条件下指示一种响应时，对该多普勒频率检查相位值，借以决定目标的存在。振幅检测器176的功能在图10中作更详细的揭示。

干涉测量装置178利用干涉测量技术来决定目标的天顶角θ，此目标是利用如图9所示的技术在特定的多普勒频率下检测到的。

相位拟合装置180的作用是对一个特定的多普勒频率拟合检测到的相位值，使它成为一系列可能的位移样式中的一种，用来去除在相位值中的2π的差异。这种方法的细节在图11、12和13中作更详细的揭示。

距离检测器182在比来自发射机15的时间序列脉冲的起始发射推迟的那些予定的时间间隔中选择数据，此数据表示从予定的距离接收到的的信号。时钟信号184提供必要的时钟数据，以决定所选择的信号的延迟时间，此信号表示来自予定距离的回波。

笛卡儿（Cartesian）坐标变换器186将天顶角数据和径向数据变换成笛卡儿坐标数据。

运动特征装置188使用数学技巧来描述目标的运动。显示装置190 显示目标数据。

图7是表示由正交相位检测器所执行的一些功能的概略的方块图。考虑一个单一的天线阵列32，阵列32中若干独立的天线产生接收自若干运动目标的若干时间脉冲。这些时间脉冲加到接收/发射开关36，此开关用来使天线阵列在接收和发射方式之间交换。振荡器192产生脉冲时间序列V（t），它包含由本发明的发射机部分所产生的2.66MHz信号。当接收/发射开关36在发射方式时，上信号被输送到接收/发射开关36，用于发射2.66MHz的信号。发射信号V（t）也被加到功率分配器156，此分配器将信号分成相位移90度的信号162和相位移0度的信号164。这两个信号被分别输送到混频器146，148，并且分别产生复电压时间函数V（t）的同相分量x（t）和正交分量y（t）。因此，如图7所示的正交相位检测器104的输出可以用下式来表示：

V（t）＝x（t）+iy（t）    （1）

其中;

x（t）＝V_OV_SCosφ （2）

y（t）＝V_OV_SSinφ （3）

V_O＝发射的复电压函数（脉冲时间序列V_O（t））

V_S＝接收或反射函数（从目标反射的脉冲时间序列V_S（t））

如图7所示，每一个传感器元件，也就是每一个天线产生一个复电压时时函数V（t），这种函数以具有数字值的独立的x（t）分量和y（t）分量的方式出现。

当然，任何所希望的相位检测技术都可以用来决定复电压信号的特征，包括信号乘法技术，零交错技术，模拟和数字滤波技术等。

图8概略地表示由时间-频率转换装置172所执行的一些功能。如图8所示，连接到每一个天线的每一个接收机通道的每一个正交相位检 测器的输出端在每个时间周期产生x（t）和y（t）数字分量。图8表示产生x（t）和y（t）的数字分量的128个时间周期的时间取样。使用如同快速富氏变换（Fourier    transform），快速哈德曼（Hadamard）变换等的时间-频率变换函数将这些复电压时间函数V（t）转换成多普勒频率函数V（w）。这种变换可以用下列的数学方式来表示：

V（t）＝x（t）+iy（t）→V（w）＝x（w）+iy（w）    （4）

其中;

w＝反映天线（传感器）和目标之间的相对运动的多普勒频率。

于是，时域数字数据表194被变换成频域数据表196，如图8所示。对每一个多普勒频率（w）产生实数分量x（w）和虚数分量y（w）。对天线2到N，同样产生时域数据表194和频域数据表196，如图8中所概略表示的。

然后，用导自频率数据表196的数据来计算每一个多普勒频率的振幅值A（w）和相位值ψ（w）。振幅值A（w）表示在一特定的多普勒频率下的回波振幅，其计算式如下：

$\mathrm{A(w)=}\sqrt{x{}^2\mathrm{(w)+y}{}^2\mathrm{(w)}}$ （5）

相似地，相位值包含每一个多普勒频率的回波信号的相位值，其计算式如下：

φ（w）＝tan^-1〔y（w）/x（w）〕 （6）

利用这种计算，对每一个天线的回波信号可以导出振幅和相位值数据表198。

图9表示在振幅和相位数据表198上所产生的数据的一种图形描述。对每一个天线，绘出多普勒频率对振幅和多普勒频率对相位值的独立的图形。如图9所示，天线1和天线2两者的回波振幅表示在多普勒频率w_a和w_b可能有目标存在。对天线1和天线2两者，在多普勒频率w_a和w_b 下的相位值由图9的另外两个图形来表示。天线1和天线2的回波之间的相位值的差可以用来决定天顶角θ，借以找出关于特定的多普勒频率的一些目标的位置，其方法是使用如图11所示的干涉测量技术在那些多普勒频率下确定相位值的这个差值。除此之外，对于每一个多普勒频率可以检查振幅对多普勒频率的响应，用来决定在每一个天线上是否接收到超过予定的响应值的振幅响应，借以初步确定在予定的多普勒频率下的可能存在的目标。另外，也可以检查低于予定值的响应，借以排除大的反射。除此之外，可以用任何所希望的方式将回波按振幅分类，借以对具有所希望的特征的目标作选择性的检测。

图10概略地表示振幅检测器176的操作。对每一个多普勒频率值，把来自振幅值和相位值表198的振幅数据引导到振幅检测器176。例如，把来自每一个天线的关于第一多普勒频率（w）的振幅值加到一系列比较器200，它们将该振幅值与由阈值发生器202产生的予定的阈值互相比较。假如对于每一个天线响应，所有的振幅值都超过阈值，那末，就由逻辑「与」（AND）电路204来产生一个输出信号，借以表示可能有一个目标正在以第一多普勒频率移向或离开该天线阵列。对每一个多普勒频率都重复上述过程。对于那些多普勒频率（在这些多普勒频率下，振幅检测器176指示可能有一个目标存在），用干涉测量装置178来检查相位值多普勒频率的响性特性，如图9所示。

图11概略地表示由干涉测量装置178导出天顶角θ的方法。图11假设目标包含位于无限远处的一个点源。因此，对于每一个天线的回波，天顶角θ是一个常数。从图11中可以看出：

Sinθ＝l/D    （7）

其中;

l＝两个天线的信号行走距离的差

D＝两个天线之间的间距

已知两个天线所接收到的信号之间的相位差是距离l除以接收到的信号的波长的函数。由于消除了倍数波长的情况（2π），因此相位角的变化可以用下式来表示：

△φ＝2πl/λ    （8）

因此，可以用方程式8来决定距离l，其方法由量度两个天线所接收到的信号的相位差（△ψ）来计算。所以天顶角θ可以用下式来计算：

θ＝Sin^-1（λ·△φ/2π·D） （9）

这些参数中的每一个都是已知的，即，波长，两个天线之间的相位角的差和天线的分开距离都是已知的，所以天顶角可以很容易地量度出来。当然，对于由来自振幅检测器176的回波振幅所指示的每一个可能的目标，如图10所示，可以容易地确定每一个多普勒频率的相位值ψ（w）的差异。相位值的这种差异包含有△ψ值，所以通过比较任何一对天线的响应的相位值的差异△ψ可以决定天顶角。假如天线的间距D小于半波长，那未，就可以清楚地识别从-90度到+90度的天顶角中的目标，如图11所示。

图12用图形描述了由相位拟合装置180所执行的一些功能。相位拟合装置180提供用以分辨来自实际目标的可能目标的信息，其方法是比较来自阵列中的多个天线的相位差。以每一个天线的相位值对天线空间间隔的关系来绘图。图12描述在单一的多普勒频率下的9个天线的相位值。图12表示相位角的值对天线空间间隔的线性响应。天线5到天线8的相位值大于2π弧度，所以2π弧度必须加到这些值借以决定是否有存在线性关系。相似的，天线9需要将4π的值加到相位值，借以决定是否存在线性关系。

图13是一个列出5个天线可能有的位移式样的表。由于各个天线上的噪声，这些位移式样还考虑到加或减90度的位移。如图13所示，可能 有49种位移式样。图12表示，只有在对某些天线的相位值执行一种包含加或减2π弧度（360度）的修正之后，才能使该相位值对天线间距的关系曲线符合线性响应关系。图13显示以中央天线，也就是天线3为参考基准，而其他的天线则经过修正。因为事先不知道49个可能的位移式样中哪一个是正确的，因此必须把49个可能的位移式样与5个天线的回波互相比较，并计算每一种情况下这种拟合的误差。假如误差小于某一个临界值，例如，15度，那末具有最小误差的这种拟合就确定了一个散射点的存在。使用方程式9可以计算出顶点角。

所述拟合过程可以用数学方法说明如下。假如测到的相位值为V（j），其中j＝等间隔的天线的天线号码，则修正相位为：

φ_j′＝φ_j+360M_ij（10）

其中：

M_ij＝图13中所示的位移式样号码

i＝式样号码（0-49）

j＝天线号码（0-5）

ψ_j＝对符合该位移式样的天线所测得的相位值

拟合程序需要使修正过的数据置于一条直线上，此直线的形式为：

A+jB    （11）

所述拟合过程的问题是要决定A和B值的结果。这项工作用传统的最小二乘方法来完成，它可以用来使均方根值（RMS）误差（ε）最小化。均方根值误差（ε）可以用下式来表示：

为了要进行这种计算，必须决定偏微分 。为了要找出最小值则这些偏微分要等于0，这就给出：

$\mathrm{5A+15B=}\underset{\mathrm{j=1}}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{\phi }_j+\underset{\mathrm{j=1}}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{M}_{\mathrm{ij}}$ （13）

$\mathrm{15A+55B=}\underset{\mathrm{j=1}}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{j\phi }}_j+\underset{\mathrm{j=1}}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{jM}}_{\mathrm{ij}}$ （14）

解这两个方程式求出A和B，给出：

$\mathrm{A=1.1(}\underset{\mathrm{j=1}}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{\phi }_j+\underset{\mathrm{j=1}}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{M}_{\mathrm{ij}}\mathrm{)-0.3(}\underset{\mathrm{j=1}}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{j\phi j+}\underset{\mathrm{j=1}}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{jM}}_{\mathrm{ij}})$ （15）

$\mathrm{B=-0.3(}\underset{\mathrm{j=1}}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{\phi }_j+\underset{\mathrm{j=1}}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{M}_{\mathrm{ij}}\mathrm{)+0.1(}\underset{\mathrm{j=1}}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{j\phi j+}\underset{\mathrm{j=1}}{\overset{5}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{jM}}_{\mathrm{ij}})$ （16）

一旦已知A和B，则方程式12就可以用来计算均方根值误差（ε）。这种工作进行49次，即对图13的每一个式样号码进行一次，然后选择给出最小的均方根值（RMS）误差的方案。假如此误差小于一个指定的临界值，例如15到25度，那末可以得出给论：已经确定了一个真实目标的位置。然后以下式来计算天顶角：

θ＝Sin^-1（B·△φ/360D） （17）

要将这种处理延伸到第二维时，如果两个单独计算的最小二乘方直线拟合以及两个均方根值误差计算单独地指示在精确地相同的多普勒频率下的一个真正目标时，那末，只要分别处理每个线性阵列32和34、并且把散射点作为一个目标来处理。利用这种方式，本发明通过用单独的传感器同时检测从目标反射回来的时间序列脉冲，以单一的空间位置确定目标的空间存在从而可以分辨目标和噪声。换言之，通过比较由不同天线产生的、作为这些天线的空间间隔D的函数的相位函数ψ（w）的相位值的差异，通过对每一个多普勒频率鉴别从目标返回的时间序列脉冲的共同位置源，就可以从噪声中分辨出多个目标。

因此，在一特定的多普勒频率下每一个传感器具有一个相位值，当与其他一些相位值组合时，对于指定的多普勒频率它们可以共同指示一个作为共同位置源的单一的目标。

距离检测器182使用时钟脉冲184来检测脉冲的发送和在天线阵列32，34的接收之间的延迟周期。利用已知的时间延迟周期，来计算时间序列脉冲的飞行时间，以便可以通过检查具有予定时间延迟的一些反射脉冲来搜寻在予定范围内的目标。距离选通是确定目标距离的一种通用的方法，这种方法在“The    Radar    Handbook”中有更详细的揭示，此书由Merrill    I.Skolnik，McGraw    Hill    Co.，于1970，N.Y.出版，它所揭示者在这里特别加入作为参考。提供更高分辨率的距离信息的一种双频率技术在图15和16中将作更完全的揭示。

两个天线阵列系统提供两个天顶角，即，一个是对南北平面而言的，另一个是对东西平面而言的。第三座标由散射点的距离来供给，由距离检测器182所提供的距离选通数据来决定。两个天顶角和包含散射点的位置的三维描述。然后把这些数据变换到传统的x，y，z笛卡儿座标系统，其中x是东西方向的位移，y是南北方向的位移，而z为垂直方向的位移。计算方向余弦如下：

l＝Sinθ_ew（22）

m＝Sinθ_ns（23）

$\mathrm{n=}\sqrt{\mathrm{1-l}{}^2\mathrm{-m}{}^2}$ （24）

其中：l＝x/R;m＝y/R;n＝2/R

R＝被侦测到的角度

θ＝在东西平面的天顶角

θ＝在南北平面的天顶角

笛卡儿度标变换器186的功能是提取距离数据和天顶数据，然后将它们转换到笛卡儿座标系统。笛卡儿座标系统使得能够对散射点参数以高度来分类而不是以径向距离来分类。

运动特征装置188决定目标阵列的运动现场的特征。依照本发明，通过在具有向量运动场的每一个重要区域中被识别的目标点的最小平方拟合来完成这项工作，此向量运动场（VMF）的形式为：

VMF＝[U+a（1，1）＊l+a（1，2）＊m+a（1，3）＊n]＊x

+[V+a（2，1）＊l+a（2，2）＊m+a（2，3）＊n]＊y    （18）

+[W+a（3，1）＊l+a（3，2）＊m+a（3，3）＊n]＊y

其中：

VMF＝向量运动场

U＝在x方向的平均运动

V＝在y方向的平均运动

W＝在z方向的平均运动

l＝东-西方向余弦

m＝南-北方向余弦

n＝垂直方向余弦

＝在x方向的单位向量

＝在y方向的单位向量

＝在z方向的单位向量

而a（i，j）为向量运动场的各种空间偏微分，所以运动场的平均如发散可以用下式来表示：

平均运动＝

（19）

发射＝a（1，1）+a（2，2）+a（3，3）    （20）

显示装置190包含任何个数的标准显示装置，例如阴极射线管（CRT），液晶显示器（LCD）等。因为本发明提供三维的数据，所以也可以依照本发明使用三维的显示装置。可以使用现有的计算机绘图技术在显示装置190中处理由本发明所产生的数据，用于在各种电子显示装置上形成影像。

如前面所述，由处理机28所执行的每一种功能可以由硬体或软体的副施来执行。上面的说明已经对本发明在硬使方面的实施作一描述。下面的虚拟码则提供一种以软件来实施本发明的方法。以接收脉冲雷达回波的时间序列作为起点。

虚拟码（Pseudo    Code）

1.将数据读进和经过富氏变换（Fourier-Transform）

For    50    Ranges

For    2    Linear    Arrays（N-S    and    E-W）

For    5    Antennas

Read    In    128    Complex    Voltages（as    X-Y    pairs）

For    128    Fourier    Frequencies

Calculate    the    Complex    Fourier    Transforms（as    X-Y    pairs）

Next    Fourier    Frequency

Next    Antenna

Next    Linear    Array

Next    Range

2.计算来自复数转换的富氏振幅和相位

For    50    Ranges

For    128    Fourier    Frequencies

For    2    Linear    Arrays

For    5    Antennas

Read    In    The    X-Y    Pair    From    the    Transform

Calculate    Phase＝Arctan（Y/X）

Amplitude＝SQRT（X＊＊2+Y＊＊2）

Next    Antenna

Next    Linear    Array

Next    Fourier    Frequency

3.使富氏相位与天线号码的关系曲线成为一条直线

For    50    Ranges

For    128    Fourier    Frequencies

For    2    Linear    Arrays

Fit    Phase    Vs    Antenna    Number    With    a    Straight    Line.

Calculate    Phase    at    Center    Antenna，Rate    of

Change    of    Phase    Across    Antenna    Array（DPDA）

and    the    RMS    Error    of    the    FIT（Error）.

Next    Linear    Array

Next    Fourier    Frequency

For    Ranges

4.决定哪一些频谱特性是来自一些有效的散射点

For    50    Ranges

For    128    Fourier    Frequencies

Are    Both    DPDA（E-W）and    DPDA（N-S）Less    Than    25    Degrees？

If    Yes：This    Spectral    Component    is    From    a    Valid    Scattering    Point

If    No：Disregard    This    Spectral    Component

Next    Fourier    Frequency

Next    Rarge

5.计算有效点的位置

For    Each    Valid    Point

1-Coordinate＝Lamda＊DPDA（E-W）/（2＊PI＊D）

（X    is    East）

m-Coordinate＝Lamda＊DPDA（N-S）/（2＊PI＊D）

（Y    is    North）

n-Coordinate＝SQRT（1-1＊＊2-m＊＊2）

（Z    is    Up）

（PI＝3.1415;D＝Antenna    Spacing＝0.707＊Lamda;Lamda＝Radar    wavelength）

Next    Valid    Point

6.计算每一个有效点的径向速度

For    Each    Valid    Point

Radial    Velocity＝0.5＊speed    of    Ligth＊Fourier

Frequency/Radar    Frequency

Next    Valid    Point

7.收集在每一个高度的「散射点参数」（Scattering-Point    Parameters）：

Scattering-Point    Parameters：

Radial    Velocity    of    the    Scattering    Point

l.m，and    n    direction    cosines    of    the    Scattering    Point

Average    Amplitude    of    the    Scattering    Point

On    the    N-S    Array

Average    Amplitude    of    the    Scattering    Point

On    the    E-W    Array

Average    Phase（Referenced    to    Center    Antenna）

On    the    N-S    Array

Average    Phase（Referenced    to    Center    Antenna）

On    the    E-W    Array

Error    of    the    Phase    Fit    on    the    N-S    Array

Error    of    the    Phase    Fit    on    the    E-W    Array

8.按每一个高度的散射点参数调准风矢量

For    50    Altitudes

Calculate    U，V，W    for    Minimun    RMS    error.

RMS    Error    is    Given    By：

For    Each    Valid    Point

RMS    Error＝RMS    Error+SQRT〔（U＊1+V＊m+w＊n）-V/Radial）〕

Next    Valid    Point

RMS    Error＝SQRT（RMS    Error/Number    Pionts）

9.结束

图14揭示了供本发明使用的摹拟束转移器，当不存在相对运动时，用来获得一些目标和传感器之间的相对运动的效应。在执行时域-频域转换时相对运动是需要的。时域-频域转换是根据由传感器和目标之间所产生的相对运动而造成的多普勒频率来进行的。可以在数据中引进摹拟运动，所使用的方式是由天线阵列来抽样。例如，从第一传感器提取第一个脉冲，从第二个传感器提取第二个脉冲等，从第128个传感器提取第128个脉冲，如此就可以构成一个摹拟移动换能器电压系列。这种方式所产生的电压系列与一个换能器移动地通过一个固定阵列所测得的相同。可以由一对静止的实际传感器来摹拟更精细的运动标度，其方法是以一种时间变化组合的形式将来自两个实际传感器的信号组合起来。 例如，假设V₁（t）是第一换能器的复电压系列，V₂（t）是第二换能器的复电压系列，可使第一电压逐渐地减小，而第二电压逐渐地增加，以相似的方式，在降低第一电压的同时升高第二电压，则可获得：

V_S（t）＝V₁（t）＊（1-at）+V₂（t）＊（at） （25）

其中：

at＝在0和1之间变化的一个衰减值

由这种电压组合所表示的换能器的效应是换能器的一种移动：从换能器1的位置移到换能器2的位置。因此，图2所示的各接收机的电压输出可被逐渐地变化，借以诱导跨越整个天线阵列的运动。因此总数为N个的静止实际传感器可以同时产生N-1个摹拟的移动换能器。使用若干平行列的实际换能器，可以构成若干平行摹拟移动换能器，以便在静止目标和静止转换器之间会感应出多普勒频率。

图14概略的显示一种用来获得在图2、3和4所示的装置中的摹拟束的平移。如图14所示，使用一个增益控制装置210来产生一系列的增益控制输出信号A₁，A₂……A_N212，这些信号加到接收机电路214。增益控制装置210产生增益控制信号，这些信号以一种线性的方式，从一个接收机电路到另外一个接收机电路来改变接收机电路214的增益，借以在传感器阵列中诱导一个摹拟的线性运动。

图15和16概略的表示一个双频率距离探测器，它可以供本发明用来提供高分辨力的距离信息，借以补充由距离选通探测器182所提供的距离信息。在图15所揭示的方式中，双频率距离探测器可以用如图2、3和4所示的装置来实施。图2的40到70MHz频率合成器54用来为发送机电路50和接收机电路38产生混频频率。参照图15，40-70MHz频率合成器218用来取代图2的合成器54，借以为发送机50提供混频频率。合成器218具有输入电路220，它包含有一个频率控制装置，能够在发送机电路的一个脉冲宽度之内产生一个相位相干的、从第一频率到第二频率的频 率偏移。例如，当发送脉冲的第一部分时合成器218产生一个混频频率43.285MHz，然后在一次脉冲发送期内作相位相干的频移，移到43.335MHz的频率。因此，当发送脉冲的第一部分时产生一个2.66MHz的发送频率，当发送脉冲的第二部分时就变成2.71MHz的第二频率。在这两个发送频率之间产生50KHz的差异。发生器222产生两个控制信号224，226，这两个信号用转换装置228来转换借以提供一个单一频率的控制输入220给合成器218。两个控制信号224，226包含有以两个不同的频率来操作合成器218的控制信号。转换装置228被设计来与合成器218交互作用，借以提供从第一频率到第二频率的相位相干的频移。

控制信号224，226分别加到合成器230，232，用来提供两个混频频率234，236，用在本发明的双频率距离探测器的实施例的接收机电路中。以图2、3和4所示的相似方式，一系列的天线238连接到一系列的预放大器240和包含在接收电路之内的一系列的RF模块242。因为使用两个不同的频率，所述两个频率距离探测器体系必须同时探测这两个频率。功率分配器244将来自RF模块242的输出分成两个信号246，248。其每一个信号分别施加到分开的混频器模块250，252。两个不同的频率234，236分别加到混频器模块250，252，用来产生两个输出频率，此二频率加到两个IF模块254，256。在图2、3和4之中所示的其他电路，一直到相位和振幅发生器174都是两套，这是为了对从天线238系列的每一个分开的天线所获得的每一个频率以相同的方式处理。

然后就将每一个天线所获得的相位值加到如图16所示的装置。第一频率的相位值ψ（w）和第二频率的相位值ψ′（w）都加到一个减算装置258，在那里产生一个差信号△ψ，它是两个频率的相位值的差。相位值的这个差与距离选通脉冲内被探测到的目标的位置直接成正比。相位差信号△ψ被加到乘算器260，它的功能是将该相位值信号乘以一个常数K，借以获得适当的比例。这个输出信号通过连接器262加到加法器264。 加法器264把已经乘以常数K的相位差信号（借以提供适当的比例）与距离选通脉冲探测器182所产生的距离选通数据相加。距离选通数据包含在加法器中已经加上相位差的距离选通信息，借以提供一个高分辨力距离数据信号266。

图17是一个双频发生器装置之概略的方块图。图17之此双频发生器装置能够产生双频相位相干脉冲，该脉冲以相位相干之方式从第一频率变更到第二频率。其完成方法是在含有该脉冲的正弦波形的一个选定的位置方从第一频率（f₁）变更到第二频率（f₂）。典型的方式是，在第一频率移到第二频率之前其脉冲宽度足以产生该波形的多个周期。各频率的脉冲宽度大体上相等。

图17概略的表示一个用来产生实质上相位相干的双频脉冲的数字频率合成器。微处理机270包含有一个输入装置（例如耦合到键盘的计算机或微处理机）用来输进频率f₁和f₂的相位值。此相位值相当于用于对正弦波取样的增量时间。微处理机270之功能作为一个输入器装置用来将第一增量值馈入对应于第一频率的频率命令模块和形成第二频率的第二频率命令模块274。频率命令模块272和274双方均可含有移位寄存器或其他贮存装置，用来贮存增量值，此增量值经由相位增量开关278提供给相位累加器276。相位增量开关278选择分别来自模块272和274的输入280或输入282，用来提供一个相位增量值给相位累加器276。相位增量开关278用来响应由地址监视器和逻辑控制装置283所产生之控制信号281，装置283监视在相位累加器276之输出端所产生的现行地址信号284。频率参考器286提供时钟信号288，加到相位累加器276，借以周期性的对累加相位值计时，构成地址信号284，其速率由频率参考器286来决定。只读存贮器（ROM）290具有被贮存在多个地址存储单元的正弦函数值，该值对应于通向ROM290之输入端284所产生的相位值。频率参考器286（如上所述）以指定的速率提供来自相位累 加器276的相位值。

因此，通过改变频率命令手控模块272和274所提供的累加器值，ROM    290的输出端292所产生的正弦波形的数字描述将具有取决于模块272和274所提供的相位增量值的频率。数模转换器294将正弦信号292的数字描述变换成在输出端296的含有近似真正正弦输出的模拟信号。模拟信号296加到低通滤波器298、以整化输出和减小由于数模转换器294所产生的高频杂波，以便提供一个真正的（较好的）正弦输出。然后将经过滤波的信号通过放大器300放大，以产生相位相干的双频输出302。如上所述，地址监视器282监视加到ROM    290的地址信号284，并且使相位增量开关278能始终在正弦波的同一点上从一个相位增量信号移位到另一个。另外，使这种更换发生在波形上的零交点或其他位置上，从而使谐波的产生减至最小。

图18是表示本发明的距离选通脉冲（R₃）的一个略图。如图18所示，距离选通脉冲的间隔（R₃）是3公里长，其范围从70公里高度到73公里高度。距离选通脉冲的基部在70公里的高度（亦即R₁的范围）。距离选通脉冲的顶部在73公里的高度（亦即R₂之范围）。从图18中可以看出，

R₂＝R₁+R₃（26）

距离R₃可以以光速（C）乘横过距离R₃和返回的时间（Trg）的一半来表示。因此，方程式（26）可以改写成：

R₂＝R₁+c^＊Trg/2 （27）

然后方程式（27）可以改写成：

R₂-R₁＝c^＊Trg/2 （28）

图19是在高度70公里和73公里之间变化的距离选通脉冲与由本发明的发射机产生的双频脉冲的各个频率f₁和f₂的相波长数（用弧度表示）的关系的图形描述。从图19可以看出，当距离R₁在70公里至73公里之间时，频率f₁经历了80π弧度的变化，而频率f₂经历了81π弧度的变化。 这些变化包含了典型的以波长表示的变化（其中频率f₁等于2MHz，具有150米的波长（λ₁））。用来产生70公里和73公里之间的81π个弧度波长变化的f₂的波长可以计算如下：

λ₂＝6km/（81π/2π）≌146.3415m （29）

因此，f₂大约为2.04847MHz。

2MHz的频率f₁被选择作为一个实施例用来表示一种典型的情况（此种情况存在于雷达系统）和可以用于该系统的典型数字。这些数字只是作举例之用，本发明的基本观念亦可以适用在其他使用不同标度的系统，例如在人体内的超声波成像。在任何情况下，上述说明所揭示的方式是：在距离选通脉冲从07公里到73公里的范围内，第二频率（f₂）可被选择成比f₁的波长变更数多产生π弧度的附加波长变更。f₁和f₂之间的π弧度波长的这个差距（在距离选通脉冲的距离范围内），可用作一种游标标度来精确的测定在距离选通脉冲内的目标距离，下面将更详细地加以说明。

为完成此目的，通常希望在距离选通脉冲的底部（亦即如图19所示的，在距离R₁）使f₁和f₂两者同相。此种情况由下列方式来完成。

具有频率f₁的、用来探测到标高R₁并返回地平面所需的波形的波长总数L₁₁为：

L₁₁＝2R₁/λ₁（30）

其中λ₁＝具有频率f₁的波形的波长。

具有频率f₂的、用来探测到标高R₁并返回地平面所需的波形的波长总数L₂₁为：

L₂₁＝2R₁/λ₂（31）

其中λ₂＝具有频率f₂的波形的波长。

已知传播速度（C）等于频率f和波长λ之积。

C＝f^＊λ＝wλ/2π （32）

或者λ＝2πc/w    （33）

将方程式（33）和（32）代入方程式（30）和（31），产生：

L₁₁＝2R₁/（c/f₁）＝2R₁f₁/c （34）

L₂₁＝2R₂/（c/f₂）＝2R₁f₂/c （35）

相似地，以频率f₁的波形探测到范围R₂并返回所需的波长的数目为：

L₁₂＝2R₂f₁/c （36）

以频率f₂的波形探到范围R₂并返回所需的波长的数目为：

L₂₂＝2R₂f₂/c （37）

当以频率f₁探测距离R₁和R₂之间时，波长数目之差（△L₁）为：

L₁₂-L₁₁＝2R₂f₁/c-2R₁f₁/c （38）

或者△L₁＝2f₁（R₂-R₁）/c （39）

从方程式（28）得知

R₂-R₁＝c^＊Trg/2 （28）

将方程式（28）代入方程式（39）：

△L₁＝（2f₁ ^＊c^＊Trg/2）/c＝f₁ ^＊Trg （40）

相似地，当以频率f₂探测距离R₁和R₂之间时，波长数目之差（△L₂）为：

△L₂＝f₂ ^＊Trg （41）

对一个予定标高（R₁）的波长数可以通过调整电缆长度或稍微调整R₁的距离来加以调整，使L₁₁和L₂₁都为整数，致使f₁和f₂当被传感器接收到时是同相的。

如图19的揭示和上面的说明，波形f₁和f₂的波长远小于距离选通脉冲的间距，（即R₂-R₁）。在图19的实施例中，2MHz的波形具有150求的波长。由于脉冲宽度的限制，以及高度分辨力的需要，所以距离选通脉冲的间距长度受到限制。脉冲宽度的扩展受到所希望的高度分辨力的限制。以20km脉冲宽度，可获得的最好高度分辨力为10km。在另一方面，可以通过信噪比来适当地减小对脉冲宽度的限制。信噪比按脉冲宽度的 平方而增加，亦即假如脉冲宽度减小一半，则噪音增加到4倍。

从这两个同等重要的因素来看，距离选通脉冲通常具有50%到75%脉冲宽度。使距离选通脉冲任意地更加密集并不能增加信号的信息内容，因为信息内容并不会由于使用比信号频带宽度更快的速率来取样而随之增加。因此，2MHz雷达的典型的距离选通脉冲的间距是3公里。

其结果是在距离R₁和R₂间的波长数目之差（△L₁和△L₂）为2π弧度的许多倍。亦即，△L₁和△L₂提供非常精细的分辨力，借以避免对于粗略的距离选通脉冲间距内的一个目标的特定高度进行定位时发生模糊。换言之，为避免模糊，距离选通脉冲的间距必需为f₁或f₂之波长的一半或更小。这是不可能的，因为正如上面已述，信号的脉宽受到信/噪比方面考虑因素的制约。

然而，这些问题可以考虑以△L₁和△L₂之间的差来克服，它是一个用来表示为探测到R₂所需f₁和f₂的额外波长之间的差数。可以用下式来表示：

△L＝△L₂-△L₁（42）

△L＝f₂ ^＊Trg-f₁ ^＊Trg＝Trg（f₂-f₁）

＝Trg^＊△f （43）

假如设定

△f＝1/Trg    （44）

则：△L＝1个波长    （45）

其结果是，无论何时当频率差为1/Trg时，两个距离R₁和R₂之间的波差经历了差频（△f）的1个波长的变化。此结果相当于2π（360°）的相位变化，因为：

△w＝2π△f    （46）

△w＝2π（1）＝2π    （47）

因此，相位差变成一个游标标度将每一个距离选通脉冲分成2π弧度部份，或360个部份（假如以度来计数）。

因此，高分辨力距离信息可以计算如下：

距离（Range）＝△φ_B ^＊R₃/（2π）+R₁（48）

其中△ψ_B等于在传感器检测到的f₁和f₂之间的相位差，而2d等于△f之波长。

方程式（48）是一个简单的比例方程式其作用如同一个游标标度，用来在距离选通脉冲内探测目标的距离。

图20所揭示的一种典型的天线组态，如同图6中所揭示，其中中央天线与邻近天线306，308的间隔在半波长之内，用来阻止天顶角混淆，如图11所说明的。以加倍的间隔将天线310和312隔开（其间距大于半波长），用来提供关于如上所述的天顶角的高分辨力的信息。

然而，在许多应用场合，不希望或者不可能使传感器彼此之间的间隔小于半波长。例如，在超声波应用中，波长之量度以毫米为单位，而传感器的间隔要小到半个波长之内实在不可能。

如图21所示的传感器组态提供了第一天线A（它与中中央线B以大的间隔相隔开），和以大的间隔相隔开的第三天线C。天线A和C之间的间隔等于系统的基本频率的波长的许多倍。图21所示的传感器组态可用于本发明，而且仍然保持不模糊地识别目标的天顶角的能力，如下所述。

图22概略地说明所公开的方法，其中使用干涉测量技术从图21的天线组态导出天顶角θ。如图22所示，天线A和C与基准天线B分开一个距离D。只考虑一组天线，例如天线A和B，其相位差为：

△φ_A＝φ_A-φ_B＝2π1/λ （49）

根据图22的几何图形，众所周知

Sinθ＝1/D    （50）

以及1＝D    Sinθ    （51）

将方程式（51）代入方程式（49）则得：

△φ_A＝2πD Sinθ/λ （52）

已知C＝fλ    （53）

将方程式（53）代入方程式（52）则得：

△φ_A＝2π D Sinθ/（c/f） （54）

或△φ_A＝2π D^＊f^＊Sinθ/c （55）

这时考虑一个双频率信号。对于频率f₁，天线间的相位变化为：

△φ_Af1＝2πD^＊f₁ ^＊Sinθ/c （56）

对于频率f₂，天线间之相位变化为：

△φ_Af2＝2πD^＊f₂ ^＊Sinθ/c （57）

f₁和f的相位变化之间的差为：

△P_A＝△φ_Af1-△φ_Af2（58）

或△P_A＝2πD^＊Sinθ（f₁-f₂）/c （59）

可以适当选择频率f₂，使Sinθ＝1时△P_A为π弧度（180°）：亦即

△P_A＝2πD^＊Sin△φf/c＝π （60）

其中：△f＝f₁-f₂（61）

得出：△f＝c/2D    （62）

方程式（62）给出用来消除天顶角模糊（混淆）的天线分开的最大距离（用差频△f表示）。当Sinθ＝1时，目标位于地平线上，产生两天线之间的最大相位差。此最大相位差不能超过π（180°）以防止模糊。大于π的相位差将产生模糊的多重天顶角之值。通过将最大相位差限制为π，从一个地平线到另一个地平线发生2π的总变化，以防止模糊。

假如△f是100KHz，为不模糊地探测目标而使两天线分开的最大距离为1.5km。此距离为f等于100KHz的波的半波长。假如使用f₁或f₂的任何一个（假设f₁和f₂接近相等），则在天线间隔1.5km时将发生20倍的 模糊。

虽然差频△f可用来大致探测天空中的目标，其方式如上所述，但是f₁或f₂，或是f₁+f₂亦可用来提供很高分辨率的探测信号，因为在使用f₁或f₂时天线分开约为10个波长，在使用f₁+f₂时天线分开约为20个波长。因此，一个隔开很远的天线可以同时提供不模糊的分辨率（使用差频）和超高分辨率（使用任何一个单一频率或和频信号）。

基于上述，可以把如图19所示的传统的五天线组态简化到如图21所示的三天线组态。因此，使用双频信号（二重信号）把所需的换能器数目从5减少到3。可以引入双频信号的传输，使两个频率以及其和频与差频同时从一个天线阵列发送。此方式之达成条件是硬件要能够产生足够清晰并具有所需功率的正弦波形，以阻止谐波产生。此方式在声波（例如声纳）和超声波应用中有特殊的应用。

使用二重信号以避免使用间隔极小的天线对在某些用（例如超音波测试）方面是非常的有用，在这些场合实际上不可能使换能器彼此的间隔小于半波长（在探测频率为，例如f₁或f₂时）。此外，使用和频信号可以获得非常高的分辨率。

此种处理方法亦可以扩展到三个频率或更多频率以改善分辨率和消除混淆。为改善分辨率，第一频率差用来将各距离选通脉冲分成360个部分。以相似的方式，第二频率差可用来将这些部分的每一个分成360个较小部份，如此类推。所需要的第二差频要比第一差频大很多。

使用干涉测量技术的空间分辨率亦可通过加入一个第三频率来加以改善，只是第二频率差必须远小于第一频率差。此方式刚好与为增加距离分辨率所需的差频的条件相反，所以当设计系统以使其性能最佳化时，必须权衡它们的利弊。为改善使用干涉测量技术的方位角分辨率，外侧天线被隔开第二差频的半波长（例如，可以为第一差频的100个波长，或基本频率的2000个波长）。此种方式对于应用在如同精确的人造卫星 追踪方面非常的有用。

如图11之说明，依照本发明使用散射点分析技术来分辨目标和噪声，其方法是通过决定在特定多普勒频率下的共同相位关系来对可能目标的共同天顶角定位，如图9之图形所示。对在多个天线接收到的信号，分析其相位差信号△ψ。假设在天线之间为等间隔，则等相位差将出现在每个天线上，表示天顶角一致，从而分辨目标与噪声。假设各目标具有不同的多普勒频率，则可以以多普勒频率来分开各个目标，如图9之图形所示。

依照本发明的另一实施例（其中使用如图21所示的传感器组态），不存在沿着单一的信号平面的多个传感器，以促成系统的使用者能够对同一方向排列的多对天线作多次的相位差关系的比较。因此，必须使用不同的技术来分辨目标与噪声。

如图27和28中所揭示的，可以用阈值探测器或持续探测器作为散射点分析器来分辨目标与噪声。下面将更详细加以说明。

图9的图形所示的散射点分析可以用于图29和30所示的实施例中，用来确定从一可能目标返回的信号的空间一致性，其方法是检查来自排列在同一平面的诸天线对的相位值。参照图20，在天线A处，来自频率f₁的电压响应为V_A1（t）。在天线A处，由频率f₂所产生的电压响应为V_A2（t）。相似的，在天线B处，由频率f₁所产生的电压响应为V_B1（t）。频率f₂的天线B处的电压响应为V_B2（t）。另外，在天线C处，由于频率f₁所产生的电压响应为V_C1（t）。在天线C处频率f₂的电压响应为V_C2（t）。

可以将这些复电压信号转换到多普勒频率域以产生如同V_A1（w）的信号，它表示在天线A处频率f₁的复电压多普勒频率响应。相位发生器可以借助下述方程从这些复电压信号产生相位信号：

φ（w）＝tan^-1y（w）/x（w） （49）

把在天线A处由频率f₁所产生的频谱相位值记为ψ_Af1（w）。相似地，把在天线B处由频率f₁所产生的频谱相位值以ψ_Bf1（w）表示。在天线C处由频率f₁所产生的频谱相位值以ψ_Cf1（w）表示。假如取ψ_Af1（w）和ψ_Bf1（w）之间的差，那末就产生一个相位差信号，记为△ψ_ABf1。相似地，假如取ψ_Bf1和ψ_Cf1之间的差，就产生一个相位差信号，记为△ψ_BCf1。相位差信号△ψ_ACf1表示ψ_Af1（w）和ψ_Cf1（w）之间的差。然后这些相位三角函数可以用来决定在每一个多普勒频率下是否有共同天顶角（例如θ₁）存在，以决定反射自该表示有共同天顶角的目标的回波信号的空间一致性。可以对第二个天顶角θ₂取类似的数据，用来更进一步的确定空间一致性和提供足够的信息用来产生天顶角信号θ。利用这种方式可以由相位信号来确定一个回波信号的空间一致性，用以依照图29和30的实施例所示的五天线阵列来分辨目标与噪声。

除了提供高分辨率距离信息外，双频信号亦可消除距离混淆。例如，在许多情况中，目标可以高速移动，所以在脉冲之间，目标之移动距离大于频率f₁或f₂的半波长。这产生信号的距离混淆，因为不可能决定该目标在脉冲之间已经移动多少个2π的倍数。距离混淆的这些问题可以由本发明依照下列方式来加以克服。假设反射自目标的复电压信号为：

V（t）＝x（t）+iy（t）    （50）

此复电压函数亦可以以指数形式来表示为：

V（t）＝Ae^iwt（51）

或V（t）＝Ae^i2πft（52）

因为w＝2πf    （53）

假设目标以径向速度（Vr）向观测者移动。复电压函数可以改写成：

V（t）＝Ae^i2πf′t（54）

其中f′＝多普勒偏移频率

项f′可以计算如下：

f′＝f+f_D（55）

f_D＝f（2Vr/c） （56）

f′＝f+f（2Vr/c）    （57）

其中Vr/c是目标移动速度对光速之比例的分数;

f是发射信号的频率;和

f_D是多普勒频率。

如上所述，假如目标的移动大于距离选通脉冲间的波长的一半，最终所探测的信号可以为计算所得的径向速度的任何一些模糊值。因此，必须使用更长波长的信号以消除距离混淆。假如使用双频信号，可由差频提供更长波长的信号用来消除距离混淆之问题。

由方程式（3），对频率f₁的第一波形的复电压响应为：

对频率f₂的第二波形的复电压响应为：

使用复数共轭V₂ （t）的这两个信号的复积为：

从方程式（61）中可看出，复积如同差频的信号，该差频等于f₁和f₂之间的差。为增加波长，则频率必须减小。复积所提供的信号可以显著地小于f₁′或f₂′的任何一个的频率，（假如这些频率非常接近）。

双频信号必须同时传播，或是作为一个组合的双频脉冲，因为目标的位置实质上在脉冲之间不能变更，藉以获得正确的答案和消除距离混淆。

频谱模糊是由于多普勒频率变化所产生的另外一个问题。依照本发 明以下列方式来克服频谱模糊的问题。

活动雷达或声纳目标的多普勒频率通常是连续变化的，因为多普勒效应只感测目标的速度的径向分量，此径向分量随着雷达变化的各分量而连续地变化（甚至目标的速度为常数时也是如此）。因为多普勒频移是连续变化的，所以很难测量。

测量回波信号的多普勒频率有两种不同的方法：

1.不相关的，通过测量单一的脉冲;和

2.相关的，一个脉冲一个脉冲地追踪回波信号的相位，以便能够从相位对时间的曲线的斜率来确定多普勒频率，或经由使用频谱转换来决定多普勒频率。

因为本发明使用频谱变换来进行相关的多普勒频率测量，所以必须收集经过一个时间周期的数据，以便执行此种频谱变换。换言之，频谱变换技术有快速傅里叶变换，最大熵方法（Maximum    Entropy    Method），哈里马特变换（Hadimard    Transforms）等（所有这些在此处均称它为「频谱转换」Frequency    Transformation），在频率变化的情况下，这些频谱变换技术的使用特别受限制，因为这些变换需要经过一个时间周期的平均。假如在该时间周期期间，多普勒频率显著地变变，则所产生的频谱图象将是模糊的。

图23显示一个计算机模拟，用来表示由于雷达目标具有变化的多普勒频移所造成的困难性。图23中表示有三个雷达目标在接近上空的一个方位位置进行水平移动。曲线314表示模糊的频谱，亦即不使用本发明的校正处理时由频谱变换所产生的频谱。曲线316表示校正过的频谱，其中的三个目标的每一个很清楚地显示在该频谱中。因此确定多普勒频率的变化方式是非常重要的。

由方程式（55）得知：

f′＝f+f_D（55）

其中f_D＝多普勒频率

由方程式（56）得知：

f_D＝f（2Vr/c） （56）

其中f＝发送的雷达频率，例如f₁或f₂;

Vr＝目标的径向速度。

f_D的变化速率与沿着单位向量318（

）的目标的径向速度 的变化速度成正比例，该单位向量318（

）从雷达天线指向目标，如图24所示。单位向量

亦可以以方向余弦表示之，如下所示：

（62）

以具有总速度（ ）320的目标为，其中 可以用下式表示之：

（63）

的径向速度 是沿着

的目标速度的分量。因为垂直于

的速度分量不会造成多普勒频移，所以径向速度

是唯一可测量的目标速度的分量。

可得径向速度为：

（64）

为了决定径向速度的变化率，进行 对时间的微分，如下所示：

（65）

假设 是常数而且不会随时间而变化。换言之，具有不变的总速度

，只有径向向量随时间而变化。则形成下列之方程式：

dVr/dt＝（u²+v²+w²）/R+〔（ul+vm+wn）/R²〕dR/dt （66）

对于垂直风速分布图和其他探测系统，其中目标的运动主要垂直于径向矢量 ，在方程式（66）中，第二项远小于第一项并且可以被忽略。于是该方程式可以改写成为：

dVr/dt≌V² _T/R （67）

因为V² _T＝u²+v²+w²（68）

当目标接近头顶上空时，距离R实际上等于物体的高度N，所以方程式（66）可以改写成：

dVr/dt≌V² _T/N （69）

方程式（56）给出以基本频率f和光速C来表示的、径向速度 和多普勒频率f_D之间的关系。重写方程式（56）：

f_D＝2fVr/c （56）

由方程式（69）得知：

△Vr＝V² _Tt/N （70）

因此，多普勒频率的变化△f_D为：

△f_D＝2f△Vr/c （71）

或△f_D＝〔2f（V² _Tt/N）〕/c

＝2fV² _Tt/cN （72）

当进行频率变换时，在一些频率间隔或窗口产生频谱。假如可以避免频谱模糊的话，那末，频谱窗口宽度的有效分数将不改变给定的频谱分量。频谱窗口的宽度为：

（△f）w＝1/t    （73）

多普勒模糊对傅里叶窗宽度的比值为：

（△f_D）s/（△f）w＝2fV² _Tt²/cN （74）

例如，假如此比值不超过0.1、使用50兆赫雷达频率（f），目标速度（V_T）高达100米/秒，则观测周期将被限制在：

$\mathrm{Tmax=}\sqrt{\mathrm{0.1CN/2fV}{}_T{}^2}\mathrm{=0.55sec}$ （75）

对于风外型此时间远比实际使用所需者短。

由方程式（72）可获得回波信号的时间变化多普勒角频率w_D（t）：

w_D（t）＝w_O+4πfV² _Tt/cN （76）

因为w_D（t）＝w_O+2πf△f_D（77）

参照方程式（51），回波信号的复电压函数可以以指数形式表示成：

V（t）＝Ae^iwt（51）

综合方程式（76）和（51）：

V(t)= ${\mathrm{Ae}}^{{\mathrm{iwcte}}^{{\mathrm{i\alpha t}}^2}}$ （78）

其中

α＝4πfV² _T/cN （79）

比较方程式（51）（它包含复电压对恒定频率信号的响应）和方程式（78）（它包含复电压对具有变化频率的信号的响应），很明显， $e^{{\mathrm{i\alpha t}}^2}$ 这一项修改了恒定频率电压函数Ae^iwt，因此是造成频谱模糊的原因。

通过决定α值，可以产生校正因数G（t）如下：

${\mathrm{G(t)=e}}^{{\mathrm{-i\alpha t}}^2}$ （80）

校正因数G（t）乘以时间电压信号，然后进行频率变换，以产生一个校正过的或消除模糊的信号。

此实施方式以下述虚拟码来表示，该虚拟码（pseudo-code）公开了处理来自天线的未消除模糊和消除模糊的电压信号的方法。

1.无消除模糊的处理（在单一高度上）

INPUT    COMPLEX    VOLTAGE    VS    TIME    SERIES    FOR    EACH    ANTENNA

PERFORM    FOURIER    TRANSFORM    FOR    EACH    ANTENNA

PERFORM    SCATTERING-POINT    ANALYSIS

CALCULATE    WindVelocity

2.消除模糊的处理（在单一高度上）

INPUT    COMPLEX    VOLTAGE    VS    TIME    SERIES    FOR    EACH    ANTENNA

PERFORM    FOURIER    TRANSFORM    FOR    EACH    ANTENNA

PERFORM    SCATTERING    POINT    ANALYSIS

CALCULATE    WindVelocity

Calculateαform    equation（79）

（＊）Alpha＝4πfv^α _T/cN

Calculate    G（t）form    equation（80）

FOR    EACH    ANTENNA

FOR    EACH    VOLTAGE    IN    THE    TIME    SERIES

V（t）＝V（t）＊G（t）

NEXT    VOLTAGE

NEXT    ANTENNA

PERFORM    FOURIER    TRANSFORM    FOR    EACH    ANTENNA

PERFORM    SCATTERING-POINT    ANALYSIS

CALCULATE WindVelocity（V_T）

CHECK    FOR    CLOSURE（Is    this    velocity    the    same    as    last    time？）

IF    NO    CLOSURE，GO    TO（＊）

IF    CLOSUER，THEN    DONE.

图25是表示有关区域322的径向速度对天顶角θ的关系图形，区域322具有大体上不变的斜率。如图25所示，曲线表明，径向速度与天顶角基本上成线性变化关系。线性变化发生在大约头顶上空的区域。曲线的线性特性使得能够利用方程式（62）或（64）来逼近校正因数G（t）。

图26是用来实施本发明的一个实施例的原理方框图。如图26所示，发射机324产生一个双频信号，它可以是一个组合的频率信号或是一个用图19所示的方法产生的双频信号。虽然图26所揭示的实施例系有关于雷达系统，但是相同的一般组态亦可用于振动系统、包括声纳系统和超音系统以及希望以上述方式来处理数据的任何其他系统。发射的脉冲加到发射/接收开关326，328，330。在发射模式中，发射/接收开关把发射信号加到天线A332，天线B334，和天线C336。然后把发射/接收开关326，328，330切换到接收模式以便将反射自目标和被天线332，334，336 探测到接收信号分别耦合到接收机338，340，342。典型的双频接收机单元如图15所示。每个接收机单元产生两个输出信号对应于发送信号的两个频率。例如，接收机A338产生第一信号f_A，对应于来自天线A的第一频率f₁的接收到的信号，和第二信号f_A2，对应于在天线A接收到的第二信号f₂。这些信号的每一个被配送到一个单独的正交鉴相器，正交鉴相器产生一个复电压频率响应，如方程式（50）所示。例如，正交鉴相器344产生如方程式（75）所示的电压响应。

V_A1（t）＝X_A1+iY_A1（t） （87）

模数转换器356，358和360分别将复电压时间函数V_A（t），V_B（t）和V_C（t）转换成数字复电压时间函数并且把这些数字信号分别加到窗函数乘法器362，364，366。窗函数乘法器将输入的数字信号乘以校正因数信号G（t）以校正该复电压时间函数的频谱模糊，如上所述。如下所述，处理机370产生校正因数信号G（t）并且经由连接器368将它加到窗函数乘法器。所述窗函数乘法器362，364，366的作用是用窗函数来修改复电压时间函数以增加时间频率变换的精度。然后将修改过的数字电压时间函数加到时间多普勒频率转换装置372，用来将时间函数转换成多普勒频率函数，其中多普勒频率的产生是目标和独立传感器之间的相对移动的结果。时间电压函数被转换成多普勒频率函数的方式在方框372表示。

然后把经过转换的函数加到处理机370，由它来处理该数据以产生校正因数G（t）并在线路372上产生显示信号，线路372连接到显示器374。处理机370能够以两种不同的方式来处理数据，如图27和28所示。

图27是表示图26的处理机370为探测多目标所执行的一些功能的原理方框图。参照图27，把各个天线的每一个频率的校正过的复多普勒频率函数加到相位发生器376。例如，在频率1由天线A所产生的校正过的复电压多普勒频率函数为V_A（w）。

相位发生器376在使用标准相位函数方程式（49）的各输入端产生相位函数。因此对每个天线、在每个频率下产生了频谱相位函数。例如，在频率f₁、对天线A的相位值为ψ_Af1。然后把这些相位值信号加到相位减法器378，由它来产生相位三角函数，如图中之方框378所示。相位三角函数表示基准天线（亦即天线B）和天线A和C，在各频率（亦即f₁和f₂）时的相位差。例如△ψ_Af1等于ψ_Af1-ψ_Bf1。此外，对基准天线B（图21）产生相位三角函数，它是在各频率f₁和f₂的相位值的差。换言之，所产生的相位三角函数△ψ_B等于ψ_Bf1-ψ_Bf2。此信号用作高分辨距离信息。

把△ψ_B加到高分辨率距离探测器380，由它来执行比例方程式计算，以便在距离选通脉冲内决定目标的高分辨率距离。高分辨率选通探测器380使用比例方程式（48）作为一种游标尺用来决定在距离选通脉冲内的目标的特定距离值和产生输出信号382，加到显示器384。

把相位三角函数△ψ_Af1，△ψ_Af2，△ψ_Bf1和△ψ_Bf2加到相位加法器和减法器395，由它来执行所示的算术函数计算，以产生差相位函数△P_A，△P_C，∑P_A和∑P_C。把这些相位函数加到天顶角探测器394，由它来产生低的和高的分辨率天顶角信息。还把差相位函数加到散射点分析器386，由它来分辨目标与噪声。

散射点分析器386使用差相位函数△P_A和△P_C来决定是否有目标存在于预定的位置。这通过使用一个阈值检测器可以很简单的达到，由该检测器消除低于预定阈值之噪声信号。此外，一个目标的空间持续性（亦即在一个特定的位置探测到一个目标持续一段时间）可以用来消除噪声信号。一旦在散射点分析器386分辨出真正的目标与噪声时，此信息就经由连接器392输送到天顶角探测器394，以确定所产生的天顶角是目标的而非噪声的天顶角。

△P_A用来产生低分辨率θ₁天顶角，因为△P_A的作用如同在差频下 的相位三角函数，该差频等于频率f₁和f₂之间的差。以相似的方法，△P_C用来产生低分辨率θ₂天顶角，因为△P_C的作用如同在差频下的相位三角函数，该差频等于f₁和f₂之间的差。因为差频的波长实际上比频率f₁或f₁的任何一个的波长都长，所以可以不模糊地识别目标的天顶角θ₁和θ₂，此因差频信号的波长较长，如上之详述。

相似地，∑P_A和∑P_C分别用来产生高分辨率θ₁和θ₂角，因为∑P_A和∑P_C的作用如同在和频下的相位三角函数，该和频大约为f₁或f₂的任何一个的频率的两倍。把θ₁函数396，θ₂函数398加到直角座标发生器400，由它来产生包括总速度信号V_T的直角座标，加到误差因数发生器402以产生误差因数函数G（t），其方式如上所述。座标发生器400使用最小二乘方拟合法，如上所述，用来产生直角座标和加到误差因素发生器402的总速度信号。

图28表示图26的处理机370的功能的另外一种方式，虽然图28所示的处理比图27所示的简单，但是它是仅能用来探测单一目标的。把各个校正过的复电压多普勒频率函数加到复电压乘法器，由它产生复积多普勒频率函数。通过V₁（w）和V₂（w）的复积的产生，来产生复积多普勒频率函数V_S（w）。复积多普勒频率函数V_S（w）的作用如同在和频下的复电压多普勒频率函数，该和频等于频率f₁和f₂的和。复电压乘法器还产生V₁（w）和V^＊ ₂（w），或是V^＊ ₁（w）和V₂（w）的复积，以获得复积多普勒频率函数V_d（w），其作用如同在差频下的复电压多普勒频率函数，该差频等于频率f₁和f₂之间的差。

把复积多普勒频率函数V_S（w）和V_d（w）以及复电压频率函数V_Bf1（w）和V_Bf2（w）都加到相位发生器，以产生频谱相位函数ψ（w），以及差相位函数△P（w）与和相位函数∑P（w）。相位发生器410利用复电压多普勒频率函数（例如V_Bf1（w））产生频谱相位函数（例如ψ_Bf1（w））。差相位函数（例如△P_A）由复积多普勒频率函数（例如V_dA（w））产生。和相 位函数（例如∑P_A）由复积多普勒频率函数（例如V_3A（w））产生。一旦相位发生器410产生频谱相位函数，差相位函数与和相位函数后，图28所示的处理实际上就与图27所示者相同。相位减法器412导出△ψ_B信号，将此信号加到高分辨率距离探测器414，用来产生距离信号416，再把信号416加到显示生成器418。散射点分析器420检测差相位函数△P_A和△P_C，和鉴别目标信号与噪声。这（如图27所示）可通过阈值检测或持续检测而完成。然后把目标数据加到天顶角探测器422，由它来产生高分辨率θ₁和θ₂信号，将此信号加到显示生成器418和直角座标发生器420。直角座标发生器420导出总速度信号V_T，将它加到误差因数发生器426，由它产生误差因数G（t）。

图29是一个原理方框图，用来显示使用五个天线428的系统（对应于图20所示的五天线阵列）。该系统的工作方式实际上与图26所示的系统相同，发射器430将信号供给五个发射/接收开关432。探测到的信号由五个接收机434接收，这些接收机将十个差频信号施加到正交鉴相器436。然后把十个不同的复电压信号438加到模数转换器440，由它将复电压模拟信号转换成数字信号。窗口函数乘法器442将数字信号乘以校正因数G（t）。然后将校正过的电压信号加到时间-多普勒频率转换装置444，由它将时间域信号转换成多普勒频率域信号446。然后将复电压多普勒频率域信号加到处理机448，由它在输出450上产生校正因数信号G（t）和产生显示信号加到显示器452。

图30是一原理方框图，用来表示图29的处理机448所执行的一些功能。参照图30，把复电压多普勒频率信号加到相位发生器454，由它来产生相位值信号456，再把信号456加到相位减法器458。相位减法器458产生一系列相位三角函数，将它们加到散射点分析器460和相位加法器和减法器462。相位加法器和减法器462，产生一系列的差相位函数△P（w）与和相位函数∑P（w），其方式如方框462中所示。

相位减法器458还产生相位三角函数△ψ_C，将△ψ_C加到高分辨率距离探测器464，由它产生高分辨率距离信号466并加到显示生成器468。散射点分析器460使用相位三角函数来识别目标与噪声。在各多普勒频率下检查相位三角函数，以决定相位三角函数是否指示信号的共同位置源。以如下所述的虚拟码揭示完成上述工作的方式。假如在散射点分析器460中识别到信号的共同位置源，那末此信息就被传送到天顶角探测器470，由它来识别各个目标的低分辨率和高分辨率天顶角。然后将此信息加到显示生成器468和直角座标发生器472，由它来产生总速度信号V_T，再把它加到误差因数发生器474。下面所示的虚拟码的方式中可以执行五天线阵列数据处理，如图20所示，其中天线A和E以3表示，天线B和D以2表示，和天线C以1表示。散射点分析在第2段说明。

高分辨率成像多普勒干涉仪数据处理，使用消除模糊和双频法应用在星图（MAPSTAR）雷达

开始点：

开始计算时需具有下列条件

1.10个独立的复电压序列，各为256点，这些电压标记为V（r，f，d，a，t）

其中r＝距离指数＝1，2，3……100

f＝频率指数＝1，2

d＝方向指数＝1（E-W），2（N-S）

a＝天线指数＝1，2，3……256

t＝时间指数＝1，2，3……256

宜注意：V（r，f，l，l，t）＝V（r，f，2，1，t）所以只有10个独立通道。v（r，f，d，a，t）储存＝1.228兆字节。

2.来自先前探测的向量风速分布图Wind（Z）的数值。大约为Wind （r）-Wind（z）。假如没有先前的分布图可用，则在所有的高度取Wind（z）＝25米/秒。

常数：

π＝3，14159265

光速（C）＝2.997×10（米/秒）

用于实时处理的虚拟码

1.消除数据模糊

FOR    EACH    RANGE    r：    （100）

FOR    EACH    RADAR    FREQUENCY    f：（2）

Alpha（r，f）＝4＊Pi＊Frequency（F）＊Wind（r）＊＊2/

[Clight＊Range（R）]

FOR    EACH    DIRECTION    d：    （2）

FOR    EACH    ANTENNA    A：    （3）

FOR    EACH    TIME    t：    （256）

V（r，f，d，a，t）＝V（r，f，d，a，t）＊EXP（-i＊Alpha（r，f）＊t＊＊2）

NEXT    TIME

NEXT    ANTENNA

NEXT    DIRECTION

NEXT    RADAR    FREQUENCY

NEXT    RANGE

2.低分辨率散射点分析

FOR    EACH    RANGE    r：（100）

FOR    EACH    RADAR    FREQUENCY    f：（2）

FOR    EACH    DIRECTION    d：（2）

FOR    EACH    ANTENNA    a：（3）

V（r，f，d，a，w）＝FFT[V（r，f，d，a，t）]（256-point    complex    FFT）

FOR    EACH    DOPPLER    FREQUENCY    w：（256）

Phase（r，f，d，a，w）-ARCTAN｛IMAG[V（r，f，d，a，w）]/real

V（r，f，d，a，w）]｝

NEXT    ANTENNA

NEXT    DIRECTION

NEXT    RADAR    FREQUENCY

FOR    EACH    DIRECTION    d：

dPHASE（1，d）＝[Phase（r，1，d，2，w）-Phase（r，1，d，1，w）]

＊[2＊Frequency（1）＊d12]/Clight

dPhase（2，d）＝[Phase（r，2，d，2，w）-Phase（r，2，d，1，w）]

＊[2＊Frequency（20＊d12]/Clight

dPhase（3，d）＝｛[Phase（r，1，d，3，w）-Phase（r，1，d，1，w）]

-[Phase（r，1，d，3，w）-Phase（r，2，d，1，w）]｝

｛2＊[Frequency（10-Frequency（2）]＊D13｝/Clight

IF（dPhase（k，d）.LT.-180）dPhaes（k.d）＝dPhase（k，d）+360

IF（dPhase（k，d）.GT.180）dPhase（k，d）＝dPhase（k，d）-360

dPhase    Ave（d）＝SUMK（dPhase（k，d）/3

RmsError（D）＝SQRT｛SUMK[（dPhase    Ave（d）-dPhase（k，d））＊＊2]/3｝

NEXT    DIRECTION

IF（RmsError（1）.LT.20.AND.RmsError（2）.LT.20）

THEN    THIS    IS    A    VALID    SCATTERING    POINT

＊DO    ONLY    FOR    VALID    SCATTERING    POINTS：

＊（j＝1，2，……，J＝Scattering-Point    Number）

＊RangeGate（j）＝r

＊Doppler（j）＝w

＊ZenithAngle（d，j）＝SUMi（ARCSIN（dPhaseAve（D）/Pi）/3）

＊PhaseAve（d，j）＝

SUMf±[Phase（r，f，d，1，w）+Phase（r，f，d，2，w）

-dPhaseAce（D）＊12]2/2

＊Amplitude（d，j）＝AMPLITUDE[V（r，1，d，1，w）+V（r，2，d，1，w）

+V（r，1，d，2，w）＊EXP（2＊Pi＊i＊D12＊

Frequency（1）＊sin（Theta（d，j）/Clight

+V（r，2，d，2，w）＊EXP（2＊Pi＊i＊D12＊

Frequency（2）＊sin（Theta（d，j）/Clight

+V（r，1，d，3，w）＊EXP（2＊Pi＊i＊D13＊

Frequency（1）＊sin（Theta（d，j）/Clight

+V（r，1，d，3，w）＊EXP（2＊Pi＊i＊D13＊

Frequency（2）＊sin（Theta（d，j）/Clight

＊STORE    j，Doppler（j），RangeGate（j），ZenithAngle（d，j），

PhaseAve（d，j），Amplitude（d，j）

NEXT    RANGE

Convert    RangeGate    and    2    ZenithAngles    to    x，y，z    for    each    scattering    point.

Caculate    the    vector    Wind    Profile＝Wind（Z）    per    description    in    JGR    paper.

3.高分辨率计算：

FOR    EACH    SCATTERING    POINT    j：

LOCATE    each    scattering    point    in    a    single    range    gate.

MRRange（j）＝RangeGate（j）

[Phase（r，2，d，1，w）-Phase（r，1，d，1，w）]/100（in    km）

FOR    EACH    POSSIBLE    SOLUTION    s：

HRRtry（j，s）＝RANGEgate（J）+

｛（s-1）+[Phase（r，2，d，1，w）+Phase（r，1，d，1，w）]/

（2＊Pi）｝＊Clight/｛2＊[Frequency（1）+Frequency（2）]｝

NEXT    POSSIBLE    SOLUTION

SELECT    the    HRRtry（j，s）closest    to    the    MRRange（j）＝HRRange（j）

FOR    EACH    DIRECTION    d：

HRdPhase（d，j）＝

[Phase（r，1，d，3，w）-[Phase（r，1，d，1，w）+Phase（r，1，d，2，w）/2]

FOR    EACH    POSSIBLE    SOLUTION    s：

HRZAtry（d，j，s）＝arcsin[｛HRdPhase（d，j）+（s-1）＊360｝-

Clight/｛Pi＊[Frequency（1）+Frequency（2）＊（D13+D23）｝]

NEXT    POSSIBLE    SOLUTION

SELECT    the    HRZAtry（d，j，s）closest    to    the

ZenithAngle（d，j）＝HRZenithAngle（d，j）

NEXT    DIRECTION

STORE    j，Doppler（j），MRRange（j），HRRange（j），

HRZenithAngle（d，j），PhaesAve（d，j），Amplitude（d，j）

NEXT    SCATTERING    POINT

Convert    HRRange    and    2    HRZenithAngles    to    x，y，z    for    each

scattering    point.

因此本发明能够执行散射点分析以分辨目标与噪声，其方法是使用不同频率的相位三角函数，同时使用双频信号来消除天顶角混淆，距离混淆，并由此决定高分辨率距离位置。本发明还提供对频谱模糊的校正，其方法是产生一个校正因数信号用来校正复电压时间函数和提供高分辨率响应。

因为先前计算出的校正因数被使用在每一个现行探测到的信号，所以能够用短序列的双频脉冲来产生起始的校正因数以便最大限度减小校 正因数中的误差。由于一开始就把校正因数中的误差减至最小，所以后续的校正因数便具有较小的误差。

本发明使用的另外一种方法包含检测由中间媒体（例如气体）在传感器和固定目本之间引入的相位路径长度的变化可以通过将气体置于传感器和固定的反射器（例如钢板）之间来实施上述方法。然后可以检测由于气体的微小变化所造成的这种媒介中的音速的变化。连续测量传感器和反射板之间的固定距离，由于有中间气体的存在，因此所检测到的相位路径长度有小的变化。在气体中音速的变化，可能是由气体中的温度的变化，或是密度的变化所造成的。这些技术同样可用于物质的其他状态，例如等离子体，尤其对等离子体的干涉测量技术的研究非常有用。

因此，本发明能够以高分辨率同时对多个目标定位和识别，所获得的信息可用于形成目标的影像且可在范围广泛的各种各样技术领域上加以实施，例如成像雷达，（如此处所述），医疗上的人体扫描器，检查材料内部缺陷的材料测试，火焰和燃烧过程的立体动态特性的研究，成像传感器，水堤和桥梁的检验，湖底和海底的高分辨率成像，水下的考古学和地质学，鱼群计数和追踪，在风洞和风管中的三维流体流程图，非插入式树木年轮和生长研究，制造过程中的生产线质量控制，机器人数字成像和轨道运行的人造卫星的非插入式的检查。可通过使用双频距离探测器装置来获得高分辨率。此外，摹拟射束变换技术可用来使非移动目标成像。

本发明的上述描述用来作解释和说明之用，它无意用来限制本发明，根据上述教导可以有其他的修改和变更。上面所选择和描述的实施例用来对本发明的原理及其实际应用作最佳的说明，使本领域的其他专业人员可以以各种实施例和各种修改对本发明作最佳的使用，以便适于特定的使用需要。所附之权利要求其撰写目的是用来包括除去现有技术限制之外的本发明的一些可替代的其他实施例。

Claims (42)

1、用来对目标定位和分辨的一种处理方法，所包含的步骤有：

发送一时间序列脉冲以便照射该目标；

由至少为三个的独立传感器来探测反射自该目标的该时间序列脉冲；

产生各该独立传感器的复电压时间函数；

将该复电压时间函数转换成复电压多普勒函数，此多普勒函数随反映该目标和该传感器之间的相对移动的多普勒频率(W)而变化；和

从该复电压多谱勒频率函数产生相位值函数，该复电压多谱勒频率函数作为多普勒频率(W)的函数而变化；分析该相位值函数以便从噪音中分辨出该目标，和决定该目标在顶点角内的位置，其方法比较作为所述独立传感器的空间间隔的函数的相位值函数的相位振幅的差别，以便识别从该目标返回的该时间系列脉冲的共同位置源；其特征在于该方法还包括以下步骤：

产生至少一个校正因子函数，此函数随该多谱勒频率(W)之变化速率而变化；和

由先前产生的校正因子函数来修改该复电压时间函数以便为消除频谱模糊而校正该复电压时间函数。

2、如权利要求1中所述的处理方法，其特征在于其中用来产生校正因子函数的步骤所包含的步骤有：

确定所述各目标的总标量速度;

确定该目标的距离;

利用以指数形式表示的该总标量速度和该目标的该距离来产生所述校正因子信号。

3、如权利要求1中所述的处理方法，其特征在于其中用来产生校正因子函数的该步骤所包含的步骤有：

确定所述目标的总体目标的平均运动;

确定所述目标的距离;

利用以指数形式表示的该总标量速度和所述目标的所述距离以便产生所述校正因子信号。

4、如权利要求2中所述的处理方法，其特征在于其中用来确定该目标的距离的所述步骤所包含的步骤有：

量测该时间序列脉冲之飞行时间以便提供一个距离选通脉冲;

使用双频脉冲作为具有差频的所述时间序列脉冲，该差频的波长大于该距离选通脉冲的间隔;

产生该差频的相位函数以便确定所述目标在所述距离选通中的位置。

5、一种采用双频脉冲确定至少一个目标的位置的方法，包括以下步骤：

发送该双频脉冲;

以至少三个独立传感器来探测该脉冲;

从该独立传感器产生对应该双频脉冲的第一和第二频率的复电压时间函数V₁（t）和V₂（t）;和

将该复电压时间函数V₁（t）和V₂（t）转换成复电压多普勒频率函数V₁（w）和V₂（w），该频率函数V₁（w）和V₂（w）是与该独立传感器有关的该目标的多普勒频率（w）的函数;其特征在于该方法还包括以下步骤：

使用V₁（w）和V₂（w）的复共轭来产生复积，用来产生复积多普勒频率函数Vd（w），它作为一种差频的复电压多普勒频率函数，该差频等于该第一和第二频率之间的差;

从该复积多谱勒频率函数Vd（w）产生相位差函数△P（w），用来表示相三角函数△ψ₁（w）和△ψ₂（w）之间的差，该△ψ₁（w）和△ψ₂（w）是在该独立传感器的相应的予定组之间被测定的;

检测作为多普勒频率的函数的所述相位差函数（△P）的相位振幅，以便在天顶角混淆的情况下在空间识别所述目标，其方法是选择该第一和第二频率使所述差频具有足够长的波长、以消除天顶角混淆。

6、一种采用双频脉冲确定至少一个目标的位置的方法，包括以下步骤：

发送该双频脉冲;

以至少三个独立传感器来探测该脉冲;

从各该独立传感器产生与该双频脉冲的第一和第二频率相对应的复电压时间函数V₁（t）和V₂（t）;

将该复电压时间函数V₁（t）和V₂（t）转换成复电压多谱勒频率函数V₁（w）和V₂（w），该频率函数V₁（w）和V₂（w）是与该独立传感器有关的该目标的多谱勒频率（w）的函数;

从V₁（w）产生频谱相位函数ψ₁（w）;

从V₂（w）产生频谱相位函数ψ₂（w）;

从ψ₁（w）产生相位三角函数△ψ₁（w）;

从ψ₂（w）产生相位三角函数△ψ₂（w）;和

对同一组传感器测定△ψ₁（w）和△ψ₂（w）之间的差，以便产生差相位函数△P（w）;其特征在于该方法还包括以下步骤：

检测作为多谱勒频率的函数的所述相位差函数（△P）的相位振幅，以便在没有天顶角混淆的情况下在空间识别该目标，其方法是选择该第一和第二频率使所述差频具有足够长的波长、以消除天顶角混淆。

7、一种用来校正频谱转换复电压时间数据信号的方法，该数据信号是来自至少一个目标的反射信号，其特征在于此方法所包含的步骤有：

产生等于 $e^{{\mathrm{-i\alpha t}}^2}$ 的校正因子信号，其中：

$\mathrm{\alpha =}\frac{{\mathrm{4\pi fv}}_T{}^2}{\mathrm{CN}}$

f＝该时间数据信号的基本频率;

V＝该目标的标量总速度;

N＝该目标的高度;

C＝光速;

用该校正因子信号乘该复电压时间数据信号。

8、用来提供多个目标的高分辨率天顶角信息的一种处理方法，其特征在于包括有：

发送含有第一频率和第二频率的双频脉冲;

用至少三个独立传感器探测该脉冲;

量测由所述目标反射的所述脉冲的飞行时间，借以提供一个距离选通脉冲间距，该间距小于差频的波长，该差频等于该第一频率和该第二频率之间之差;

由所述各独立传感器产生从该第二频率信号导出的复电压时间函数V₁（t）;

由所述各独立传感器产生从该第二频率信号导出的复电压时间函数V₂（t）;

将该复电压时间函数V₁（t）和V₂（t）转换成复电压多谱勒频率函数V₁（w）和V₂（w），该频率函数V₁（w）和V₂（w）是由该目标和该独立传感器之间的相对运动产生的多谱勒频率（w）的函数;

利用复数共轭产生V₁（w）和V₂（w）的复积，用来产生复积多谱勒频率函数V_d（w），它是在所述差频下的复电压多谱勒频率函数，并且在和频下产生作为复电压多谱勒频率函数的复积多谱勒频率函数V_s（w），该和频等于该第一和第二频率之和;

从该复积多谱勒频率函数Vd（w）产生相位差函数△P（w）;

从该复数电压多谱勒频率函数Vs（w）产生相位和函数∑P（w）;

检查该相位差函数△P（w），借以消除该目标的天顶角混淆;

检查该相位和函数∑P（w），借以在该天顶角混淆已被消除时确定所述目标的天顶角。

9、如权利要求8中所述的处理方法，其特征在于还包含以下步骤：

从该复电压多谱勒频率函数V₁（w）和V₂（w）导出相位值函数ψ₁（w）和ψ₂（w）;

利用该相位值函数之间的差来确定在一个距离选通脉冲内该目标的距离。

10、如权利要求9中所述的处理方法，其特征在于还包含以下步骤：

由所述多谱勒频率（w）的速率变化中产生校正因子函数;

根据先前产生的校正因子函数修改该复合电压时间函数V₁（t）和V₂（t），以便为了消除频谱模糊而校正该复电压时间函数。

11、如权利要求10中所述的处理方法，其特征在于还包含以下步骤：

在起始时利用一短序列的所述双频率脉冲来产生所述校正因子函数，借以把频谱模糊减至最小;

利用起始时产生的所述校正子函数来修改后续的复电压时间函数，借以把频谱模糊减至最小。

12、如权利要求10中所述的处理方法，其特征在于还包括以下步骤：

顺序的以指定的扫描速率扫描该独立传感器，以便用摹拟方法导致该独立传感器和该目标之间的路径长度的变化，借以用摹拟的方法产生多谱勒频率（w）。

13、如权利要求12所述的处理方法，其特征在于其中用来产生该校正因子函数的该步骤包含以下步骤：

从所述予定的扫描速率精确地确定该复电压时间函数V₁（t）和V₂（t）的所述变化速率，借以精确地确定该校正因子函数。

14、用来提供多个目标的三维、高分辨率位置信息的一种处理方法，其特征在于包含以下步骤：

发送双频脉冲;

用至少三个独立传感器来探测反射自所述目标的所述脉冲;

测量从所述目标反射回来的所述脉冲的飞行时间，以提供距离选通脉冲;

由所述各独立传感器、从该双频脉冲的第一频率信号产生复电压时间函数V₁（t），该复电压时间函数V₂（t）具有同相分量X₁（t）和正交分量Y₁（t）;

由所述各独立传感器、从该双频脉冲的第二频率信号的产生复电压时间数V₂（t），该复电压时间函数V₂（t）具有同相分量X₁（t）和正交分量Y₂（t）;

通过利用一个包含校正因子的窗函数G（t）来修改V₁（t）和V₂（t），借以产生校正的复电压时间函数G（t）V₁（t）和G（t）V₂（t），用来补偿该目标对该独立传感器的相对速度的变化;

选择距离选通脉冲和该第一和第二频率，使所述距离选通脉冲小于一个差频的波长，该差频等该第一频率信号和该第二频率信号的频率差;

将该校正的复电压时间函数G（t）V₁（t）和G（t）V₂（t）转换成复电压多谱勒频率函数V₁（w）和V₂（w）;

从该校正的复电压时间函数产生相位值函数ψ₁（w）和ψ₂（w）;

检查来自一个单一传感器的该相位值函数ψ₁（w）和ψ₂（w）之差的相位振幅，通过确定表示反射自该目标的该脉冲的共同位置源的共同天顶角，用来识别该目标;

产生V₁（w）和V₂（w）的复积，借以产生复积多谱勒频率函数Vs（w），该函数Vs（w）是在和频情况下的已校正的复电压多谱勒频率函数，该和频等于该第一频率信号和该第二频率信号的频率之和;

产生V₁（w）和V₂（w）的复积，借以产生复积多谱勒频率函数Vd（w），该函数Vd（w）是在所述差频的情况下的已校正的复电压多谱勒频率函数;

从该复积多谱勒频率函数Vd（w）产生相位差函数△P（w）;

从该复数电压多谱勒频率函数Vs（w）产生相位和函数∑P（w）;

检查作为多谱勒频率的函数的该相位差函数△P（w）的相位振幅，用来消除该目标的天顶角混淆;

检查作为多谱勒频率的函数的该相位和函数∑P（w）的相位振幅，利用通过检查该相位差函数△P（w）而产生的数据，用来提供高分辨率天顶角数据;

使用最小平方拟合技术产生用于校正后续复电压时间函数的校正因子，其方法是大致确定该目标的高度和计算所述各目标相对于所述独立传感器的总速度，利用先前导出的该目标的径向速度、空间位置和距离来进行此计算。

15、一种用来对至少一个目标识别和定位的处理方法，其特征在于包括以下步骤：

发送具有第一和第二频率的双频脉冲;

以至少三个独立天线来探测由目标反射回来的该脉冲;

测量该双频脉冲的飞行时间藉以提供距离选通脉冲，该距离选通脉冲的间距小于一个差频的波长，该差频等于该第一和第二频率的差;

在所述各独立传感器产生来自所述第一频率的复电压时间函数V₁（t）;

在所述各独立传感器产生来自所述第二频率的复电压时间函数V₂（t）;

将该复电压时间函数V₁（t）和V₂（t）转换成复电压多谱勒频率函数V₁（w）和V₂（w），该频率函数V₁（w）和V₂（w）是该目标和该独立传感器之间的相对运动所产生的结果多谱勒频率之函数;

从该复电压多谱勒频率函数V₁（w）产生频谱相位函数ψ₁（w）;

从该复电压多谱勒频率函数V₂（w）产生频谱相位函数ψ₂（w）;

产生等于所述独立传感器的指定组的频谱相位函数ψ₁（w）间的差的相位三角形函数△ψ₁（w）;

产生等于该独立传感器的指定组的频谱相位函数ψ₂（w）间的差的相位三角函数△ψ₂（w）;

比较该指定传感器的指定组的各相对应组的△ψ₁（w）和△ψ₂（w），借以识别该目标，其方法是确定指示由所述目标反射回来的所述脉冲的共同位置源的共同天顶角。

16、如权利要求15中所述的处理方法，其特征在于还包括以下步骤：

产生等于所述独立传感器的所述指定组的所述对应组的△ψ₁（w）和△ψ₂（w）间的差的相位差函数△P（w），从而使所述相位差函数成为在等于该第一和第二频率间的差的差频下的频谱相位函数;

分析该相位差函数△P（w）藉以消除天顶角混淆和单值地确定该目标的该天顶角，其方法是选择该第一和第二频率使该差频具有大于所述予定间隔半波长。

17、如上述权利要求16中所述的处理方法，其特征在于还包含以下步骤：

对该独立传感器的该指定组的该对应组产生等于该相位三角函数△ψ₁（w）和△ψ₂（w）之和的相位和函数∑P（w），从而使该相位和函数成为在等于该第一和第二频率之和的和频下的频谱相位函数;

分析该相位和函数∑P（w）借以利用由该低分辨率天顶角探测器装置所产生的数据、高分辨率地确定该目标的该天顶角。

18、如权利要求15中所述的处理方法，其特征在于还包含以下步骤：

对所述传感器阵列的单一传感器产生至少一个距离相位三角函数，此函数等于ψ₁（w）和ψ₂（w）间的差;

把所述距离相位三角函数作为比例函数，用来计算所述距离选通脉冲内所述目标的距离。

19、如权利要求15中所述的处理方法，其特征在于还包含以下步骤：

产生起源于所述多谱勒频率（w）的变化速率的速校正因子函数;

由先前产生的校正因子函数修改该复电压时间函数V₁（t）和V₂（t），藉以为消除频谱模糊校正该复电压时间函数V₁（t）和V₂（t）。

20、如权利要求19中所述的处理方法，其特征在于其中用来产生校正因子函数的步骤有：

确定一个目标的总标量速度;

从该总标量速度和探测到的距离产生一个指数函数。

21、如权利要求19中所述的处理方法，其特征在于还包含以下步骤：

最初产生具有短系列的该双频脉冲的该校正因子函数;

利用最初产生的具有该狭窄脉冲宽度的双频脉冲的该校正因子函数，用来校正该后续的复电压时间函数。

22、如权利要求19中所述的处理方法，其特征在于还包含以下步骤：

顺序地扫描该独立传感器藉以摹拟地产生在该独立传感器和该目标之间的路径长度的变化，用来产生所述多谱勒频率（w）。

23、如权利要求21中所述的处理方法，其特征在于其中该用来产生该校正因子函数的该步骤还包含以下步骤：

精确地确定所述校正因子函数，其方法是根据用来顺序地扫描所述独立的传感器的给定速率和根据由所述相位差函数（△P）和所述相位和函数（∑P）所决定的距离和天顶角来精确地确定所述复电压时间函数V₁（t）和V₂（t）。

24、如权利要求19中所述的处理方法，其特征在于其中用来产生校正因子函数之该步骤还包含以下步骤：

决定该目标的标量总速度（V_T）;

产生实质上等于 的校正因子信号，其中：

$\mathrm{\alpha =}\frac{{\mathrm{4\pi fv}}_T{}^2}{\mathrm{CN}}$

f＝该时间数据信号的基本频率;

V_T＝该目标的标量总速度;

N＝该目标的高度

C＝光速。

25、如权利要求19中所述的处理方法，其特征在于其中用来产生校正因子函数的该步骤还包含以下步骤：

产生一个实质上等于 $e^{{\mathrm{-it}}^2}$ 校正因子信号，其中：

$\mathrm{\alpha =}\frac{{\mathrm{2\pi f(u}}^2{\mathrm{+v}}^2{\mathrm{+w}}^2\mathrm{)R-(ul+vm+wn)dR/dt}}{{\mathrm{CR}}^2}$

f＝该时间数据信号的基本频率;

R＝该目标的高度;

（X，Y，Z）＝该目标的座标;

l＝x/R

m＝y/R

n＝z/R

u＝该目标在x方向的速度的大小;

v＝该目标在y方向的速度的大小;

w＝该目标在z方向的速度的大小;

26、如上述权利要求19中所述的处理方法，其特征在于还包含有：

产生复电压多谱勒频率函数V₁（w）和复电压多谱勒频率函数V₂（w）的复积，藉以产生在该差频下的复积多谱勒频率函数Vd（w）;

利用该复积多谱频率函数Vd（w）来对至少一个所述目标定位和消除天顶角混淆。

27、用来分辨目标和确定目标位置的一种系统，包括：

发射机阵列装置，用来发送一时间序列脉冲，以照射该目标;

传感器阵列装置，用于借助至少三个独立传感器来探测反射自该目标的该时间序列脉冲;

相位探测器装置，用来产生在各该独立传感器的复电压时间函数;

频谱转换装置，用来将该复电压时间函数转换成复电压多谱勒函数，此多谱勒函数随着由于该目标和该传感器之间的相对运动而产生的多谱勒频率（w）而变化;

相位产生器装置，用来从该复电压多谱勒频率函数产生相位值函数，该复电压多谱勒频率函数作为多谱勒频率（w）的函数而变化;和

分析装置，用来分析该相位值函数，藉以分辨该目标和噪音，和决定在天顶角的该目标的位置，其方法是比较该作为所述独立传感器空间间隔函数的相位值函数的相位振幅的差值，藉以识别从该目标返回的该时间序列脉冲的共同位置源;其特征在于该系统还包括：

产生装置，用来产生一个校正因子函数，此函数随着该多谱勒频率（w）的变化速率而变化;和

修改装置，利用先前产生的校正因子函数来修改该复电压时间函数，用于消除频谱模糊。

28、如权利要求27中所述的系统，其特征在于其中该用来产生校正因子函数的产生装置包含有：

用来决定一个目标的总标量速度的装置;

用来决定该目标的距离的装置;

产生装置，用来从该总标量速度和该距离产生一个指数函数，藉以产生一个校正因子信号。

29、用来同时对多个目标定位的一种系统，包含有：

发射机装置，用于发射双频脉冲，以照射所述目标;

传感器阵列装置，由至少三个独立传感器用来探测反射自该目标的该双频率脉冲;

相位探测器装置，用来为所述传感器陈列的所述每一个独立的传感器分别地产生复电压时间函数V₁（t），该复电压时间函数V₁（t）导自该双频率脉冲的第一频率，和用来为所述传感器阵列的所述每一个独立的传感器分别地产生复压时间函数V₂（t），该复电压时间函数V₂（t）导自该双频率脉冲的第二频率;和

频谱转换装置，用来将V₁（t）和V₂（t）转换成复电压多谱勒频率函数V₁（w）和V₂（w），该频率函数是在V₁（t）和V₂（t）中产生的多谱勒频率（w）的函数，所述多普勒频率是该发射机阵列装置、该目标和该传感器阵列装置之间的路径长度变化的结果;其特征在于该系统还包括：

产生装置，使用复数共轭来产生V₁（w）和V₂（w）的复积，用来产生复积多谱勒频率函数Vd（w），所述Vd（w）是在差频下的复电压多谱勒频率函数，该差频等于该第一和第二频率之间的差;

发生装置，用来产生V₁（w）和V₂（w）的复积，藉以产生复积多谱勒频率函数Vs（w），所述Vs（w）是在和频下的复电压多谱勒频率函数，该和频等于该第一和该第二频率的和;

发生装置，用来从该复积多谱勒频率函数Vd（w）产生相位差函数△P（w）;

发生装置，用来从该复积多谱勒频率函数Vs（w）产生相位和函数∑P（w）;

分析装置，用来分析该相位差函数△P（w），藉以消除天顶角混淆，其方法是以第一指定分辨率单值地决定该天顶角;和

分析装置，用来分析该相位和函数∑P（w），藉以以第二指定分辨率决定该目标的该天顶角，该第二指定分辨率比该第一指定分辨率高。

30、如权利要求29中所述的系统，其特征在于还包含有：

产生装置，用来产生各该目标的校正因子函数，它们是该多谱勒频率（w）的变化速率的函数;

修改装置，用先前产生的校正因子函数来修改该复电压时间函数V₁（t）和V₂（t）藉以为消除频谱模糊而校正该复电压时间函数V₁（t）和V₂（t）。

31、如权利要求30中所述的系统，其特征在于还包含有：

摹拟射束转移装置，用来以指定的扫描速率顺序地扫描该独立传感器藉以摹拟地产生在该独立感测器和该目标的间的该路径长度的变化，用来摹拟地产生多谱勒频率（w）。

32、如权利要求31中所述的系统，其特征在于其中用来产生校正因子函数的该装置还包含有：

测定装置，通过精确地测定来自该指定扫描速率的该多谱勒频率（w）的变化速率来精确地测定该校正因子函数。

33、如权利要求29中所述的系统，其特征在于还包括有：

从V₁（w）产生频谱相位函数ψ₁（w）的装置;

从V₂（w）产生频谱相位函数ψ₂（w）的装置;

相位减法器装置，用来产生相位三角函数△ψ₁（w），该△ψ₁（w）等于所述独立传感器的指定组的所述频谱相位函数ψ₁（w）之间的差;

相位减法器装置，用来产生相位三角函数△ψ₂（w），该△ψ₂（w）等于所述独立传感器的指定组的所述频谱相位函数ψ₂（w）之间的差;

比较装置，用来比较该传感器的该指定组的对应组的△ψ₁（w）和△ψ₂（w），藉以识别该目标，其方法是测定指示反射自该目标的双频率脉冲的共同位置源的共同天顶角。

34、用来同时对多个目标定位的一种系统，包含有：

发射机装置，用来发送双频脉冲藉以照射该目标;

传感器阵列装置，由至少三个各分开一个指定的间隔的独立传感器来探测反射自该目标的该双频率脉冲;

相位探测器装置，用来为每一个所述独立传感器分别地产生复电压时间函数V₁（t），该复电压时间函数V₁（t）导自该双频率脉冲的第一频率;

相位探测器装置，用来为每一个所述独立传感器分别地产生复电压时间函数V₂（t），该复电压时间函数V₂（t）导自该双频率脉冲的第二频率;

频谱转换装置，用来把该复电压时间函数V₁（t）和V₂（t）转换成复电压多谱勒频率函数V₁（w）和V₂（w）;

相位产生器装置，用来从该复电压多谱勒频率函数V₁（w）产生频谱相位函数ψ₁（w），和用来从该复电压多谱勒频率函数V₂（w）产生频谱相位函数ψ₂（w）;

相位减法器装置，用来产生相位三角函数△ψ₁（w），该△ψ₁（w）等于该独立传感器的指定组的该频谱相位函数ψ₁（w）之间的差;和

相位减法器装置，用来产生相位三角函数△ψ₂（w），该△ψ₂（w）等于该独立传感器的该指定组的该频谱相位函数ψ₂（w）之间的差;其特征在于该系统还包括：

比较装置，用来比较该传感器的该指定组的对应组的△ψ₁（w）和△ψ₂（w）藉以识别该目标，其方法是测定指示反射自该目标的双频率脉冲的共同位置源的共同天顶角。

35、如权利要求34中所述的系统，其特征在于还包含有：

相位减算器装置，用来产生相位差函数△P（w），该△P（w）等于该独立传感器的该指定组的该对应组的△ψ₁（w）和△ψ₂（w）之间的差，从而使该相位差函数起差频的频谱相位函数的作用，该差频等于该第一和第二频率之间的差;

低分辨率天顶角探测器装置，用来分析该相位差函数△P（w），藉以消除天顶角混淆，和单值地测定该目标的该天顶角，其方法是选择该第一和第二频率使该差频具有大于该指定间隔的半波长。

36、如权利要求34中所述的系统，其特征在于还包含有：

相位加法器装置，用来产生相位和函数∑P（w），该∑P（w）等于该独立传感器的该指定组的该对应组的该相位三角函数△ψ₁（w）和△ψ₂（w）之间的和，从而使该相位和函数起和频的频谱相位函数的作用，该和频等于该第一和第二频率之和;

高分辨率天顶角探测器装置，用来分析该相位和函数∑P（w），藉以以高分辨率测定该目标的该天顶角，使用该低分辨率天顶角装置所产生的数据来进行此种测定。

37、如权利要求34中所述的系统，其特征在于还包含有：

相位减法器装置，用来产生至少一个距离相位三角函数，该函数等于该独立传感器的一个单一的传感器的ψ₁（w）和ψ₂（w）之间的差;

利用该距离三角函数作为一个比例函数来计算在距离选通脉冲内该目标的距离。

38、如权利要求34中所述的系统，其特征在于还包含有：

发生装置，用来产生校正因子函数，此校正因子函数导自该多谱勒频率（w）的变化速率;

修改装置，由先前产生的校正因子函数来修改该复电压时间函数V₁（t）和V₂（t），藉以为消除频谱模糊而校正该复电压时间函数V₁（t）和V₂（t）。

39、如权利要求34中所述的系统，其特征在于其中用来产生校正因子函数的该装置包含有：

用来测定目标的总标量速度的装置;

用来由该总量速度和该探测到的距离产生一个指数函数的装置。

40、如权利要求38中所述的系统，其特征在于还包含有：

摹拟射束转移装置，用来以给定的扫描速率顺序地扫描该独立传感器，藉以摹拟地产生多谱勒频率（w）;

测定装置，通过精确地测定来自该指定扫描速率的该多谱勒频率（w）的变化速率来精确地测定该校正因子函数。

41、如权利要求29中所述的系统，其特征在于还包含有：

发射机装置，用来产生一个第三频率信号，该信号与所述双频率信号组合，藉以产生一个三频率信号;

处理装置，用来处理反射自所述目标的该三频率信号，藉以提高距离和天顶角分辨率。

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