CN1008868B - 用于晶体管逆变器功率晶体管的双变压器移相驱动电路 - Google Patents

Abstract

一种用于晶体管逆变器功率晶体管的双变压器移相驱动电路，由控制电路D和双变压器移相驱动电路E组成，输出一组可以移相、互补的矩形波电压驱动功率级大功率晶体管。本发明具有当功率晶体管严重过载和短路时保护功率晶体管的功能和提高功率晶体管基极抗干扰能力及简化晶体管逆变器启动控制电路等特点。特别适用于50赫或60赫、 400赫至1000赫，功率为数十瓦至数十千瓦的晶体管三端交流不间断电源设备和晶体管双电平正弦化脉宽调制逆变器功率级大功率晶体管作移相驱动电路。

Description

本发明属于交流和交流、交流和直流、直流和直流、直流和交流之间或类似电力系统的变换技术领域，具体地说就是用于晶体管逆变器功率晶体管的双变压器移相驱动电路。特别适用于晶体管三端交流不间断电源设备和晶体管双电平正弦化脉宽调制逆变器作功率晶体管的双变压器移相驱动电路。

在本发明作出之前，晶体管三端交流不间断电源设备的逆变器和晶体管双电平正弦化脉宽调制逆变器传统的驱动电路为功率级大功率晶体管基极驱动电路，如图1，控制电路D产生-移相和互补的脉冲电压或双电平正弦化脉宽调制电压经R₁或R₂接到前置放大级晶体管BG₁、BG₂的基极，使BG₁、BG₂交替导通，在B₃初级绕组产生矩形波电压，其幅值为2U_d，经B₃降压后再经R₅、R₆限流加至功率级大功率晶体管BG₃、BG₄的基极，使BG₃、BG₄交替导通而完成逆变工作。这种基极驱动电路有以下缺点：

1.由于上述基极驱动电路完全是他激驱动，因此大功率晶体管的基极电流

与集电流几乎无关，当负载严重过载或短路时，BG₃（或BG₄）集 电极电流I_C3（或I_C4）急剧增加，当达到

时（或时，β为BG₃、BG₄共发射极电流放大倍数），I_C3（或I_C4）保持不变，晶体管脱离饱和状态，V_ce增大，这样很容易进入正偏二次击穿而损坏功率级大功率晶体管。

2.大功率晶体管BG₃、BG₄的集电极都接有功率变压器B₂，因此在启动逆变器时的第一个半波中，功率变压器B₂的磁密B从0到正（负）的最大值B_H，其伏秒面积为：

U_d- (T)/2 ＝｜B_X｜·W₂₁·S₂……（1）

（1）式中U_d为直流电压，W₂₁为B₂初级绕组匝数，S₂为B₂铁芯面积，正常工作时，半周 (T)/2 内变压器磁密B从-B_m到+B_m′伏秒面积为：

U_d- (T)/2 ＝2B_m·W₂₁·S₂……（2）

将式（2）代入式（1）得

B_H＝2B_m

在设计变压器时，为降低变压器的重量和体积，一般取B_m为0.75倍左右的饱和磁密，因此基极驱动电路开机后的第一个脉冲若为 (T)/2 ，变压器B₂在第一个半周内的末尾一定进入饱和状态，功率晶体管集电极电流急剧增大，往往造成开机时损坏功率级晶体管，为解决这个问题需用复杂的控制电路产生半波来开机，即使第一个脉冲宽度为 (T)/4 ;或采用高频脉冲开机，开机后再转为正常的50赫或60赫运行。

3.这种驱动电路如果受到外来干扰而失掉一个脉冲，使功率晶体管BG₃（或BG₄）连续导通一周，则也会出现因变压器B₂饱和而导致功率级晶体管集电极电流急剧增大而损坏。

有人试图以双变压器自激振荡变换器驱动电路来解决这些问题，如美国专利US4004209名为《宽范围电源变换器》（WIDE    RANGE    POWER    CONVERSION    SySTEM），但是由于它不具备移相功能而不能应用于晶体管三端交流不间断电源设备和晶体管双电平正弦化脉宽调制逆变器功率级晶体管的驱动。

本发明就是针对上述传统基极驱动电路的缺点作出的重新设计，目的是提供一种工作可靠、电路简单而廉价的双变压器移相驱动电路，输出一组相对于市电移相和互补的矩形波电压驱动功率级大功率晶体管，对功率晶体管的负载严重过载或短路时具有保护功率晶体管的作用;可以提高功率晶体管抗干扰能力;还能简化晶体管逆变器启动电路而节省费用，因而特别适用于晶体管三端交流不间断电源设备和晶体管双电平正弦化脉宽调制逆变器作功率级大功率晶体管的驱动电路。

本发明由先于功率变压器B₂饱和并具有多个次级绕组的饱和变压器B₁及其反馈电阻 、和功率变压器B₂、功率晶体管基极限流电阻R₅～R₁₀、二极管D₇、D₃构成的双变压器自激振荡变换器驱动电路，由误差放大、同步锁相和移相电路构成的控制电路D，以及由C₁～C₂、D_1～4、R₁～R₄构成的移相矩形波电压上升沿微分电路和前置放大级晶体管BG₁、BG₂构成的晶体管逆变器功率晶体管的双变压器移相驱动电路E组成。如图2。

下面通过实施例对本发明作进一步说明，本发明用于逆变器主回路为晶体管推挽电路的晶体管三端交流不间断电源设备的电路简图如图2。本发明亦可用于逆变器主回路为晶体管桥式电路的晶体管三端不间断电源设备，其电路简图见图7。

三端电源的开机顺序是先接通直流电源U_d，控制电路D输出一组移相和互补的50赫矩形波电压;同时逆变器A按逆变方式运行，经过几秒钟延时使控制矩形波电压与市电同步，然后接通市电使逆变器A按整流方式运行。

在接通直流电源U_d时，假定BG₁和BG₂都没有控制脉冲，则BG₁和BG₂都不导通，控制电路D不起作用，整个电路象双变压器自激振荡变换器驱动电路一样自激启动，假定功率晶体管BG₃导通，其集电极电压近似为零。B₂的初级绕组1-2加上电压U_d，整个初级绕组1-4两端电压2U_d经过R阻

加到B₁初级绕组1-2两端，其方向为B₁的1端为正，这时B₁和B₂都开始正向磁化，到t₁时，（见图3）控制电路D的2-3端输出一组移相和互补的矩形波脉冲电压经R₂、D₂、R₄、C₂、D₄和BG₁的基射结be微分后，形成BG₁的基极脉冲电流使BG₁导通。BG₁导通后使B₁初级绕组2端电压为零（BG₃仍导通而不影响电路工作状态），当B₁继续正向磁化到达t₂时，B₁正向饱和换向，B₁和B₂初级电压反向开始负向磁化，到达t₃时，控制电路D的1-3端输出一组移相和互补的矩形波脉冲电压经R₁、D₁、R₃、C₁D₃和BG₂的基射结be微分后形成BG₂的基极脉冲电流使BG₂导通，BG₂导通后使B₁初级绕组1端的电压为零。由于B₁和B₂初级电压已经是负半周，因此BG₂导通也不影响电路正常工作状态。相应点的电压波形如图3所示， 达到t₁₀时逆变器A才正式进入由控制电路输出的移相矩形波电压来控制，饱和变压器B₁从此进入正常的不饱和运行状态。

在t₁₀时，控制电路D的1-3端输出一组移相和互补的矩形波电压上升沿经微分后使BG₂导通，BG₂导通后使B₁初级绕组1端电压为零，这时由于BG₂和BG₃同时导通，B₁初级绕组被短路而使其电流减少，使次级电压反向而使BG₃截止BG₄导通，BG₄导通后，B₂的1端感应正电压，经 、加到B₁的初级绕组2-1，由

、和导通的BG₄的集射结到电源U_d的负端，此时B₁初级绕组电压方向2端为正。因此B₁正向磁通进一步减少并负向磁化，从而保持次级电压极性3端为正，形成正反馈使BG₄维持饱和导通。这以后，逆变器A在控制电路D输出的移相脉冲触发下按逆变方式运行。输出50赫正弦波交流电压。经几秒钟延时后，控制电路D完成与市电同步锁相并发出信号接通市电，同时自动调整移相角α使三端电源按整流方式运行，输出稳定的直流电压对蓄电池进行浮充。（见图4）转换过程中确保不间断供电，其输出功率可以制成几十瓦至数十千瓦的三端不间断电源设备。

移相角α随负载的大小、市电电压高低及蓄电池充电电流大小而自动调整，当α改变时，从α₁增大到α₂，则使相应导通功率晶体管如BG₄导通的电角度变成π+△α，而大于半周π。本发明设计的饱和变压器B₁自激振荡周期必须大于市电周期（市电周期＝逆变器工作周期＝20毫秒），如果相邻两周期移相角α的变动量△α愈大，则B₁的自激振荡周期愈大，当工作频率为50赫（或60赫）时，一般B₁自激振荡频率以40赫（或48赫）为宜，总的移相角α在0～π之间，△α应小于 (π)/6 。

BG₁、BG₂基极脉冲电流的脉冲高度应保证BG₁和BG₂饱和，脉冲宽度应保证驱动电路可靠的翻转，而脉冲高度和脉冲宽度的数值是由C₁、C₂和R₁～R₄的参数决定的，这些元件的参数又取决于阻

、的阻值和BG₁、BG₂、BG₃、BG₄的放大倍数及开关时间，并按下列关系式确定：

R₃＝（0.1～1）β₂（U_D1-3-2.5）R_F1/2U_d

C₁＝（30～60）（T_on+T_off）+10^-3/R₃

C₂＝C₁

R₄＝R₃

R₁＝R₂＝2R₃

D₁～D₄为硅二极管

以上关系式中量纲R（KΩ）、C（μf）、T（μS）、U（V），T_on为BG₁、BG₂的开通时间，T_off为BG₃、BG₄的关断时间。

图5为本发明用于逆变器主回路为晶体管推挽电路的晶体管双电平正弦化脉宽调制逆变器电路简图。相应点的电压波形图如图6，本发明亦可用于逆变器主回路为晶体管桥式电路的晶体管双电平正弦化脉宽调制逆变器，其电路简图如图8。其工作原理为：由直流输入端输入直流电压U_d，经逆变和滤波后在输出端输出50赫220伏正弦波交流电压U_o供给负载R_L。E为本发明驱动电路，接受来自控制电路D的1-3和2-3端输出的双电平经正弦化脉宽调制的矩形波电压和逆变器大功率晶体管集电极电压反馈信号，输出一组互补的矩形波驱动电电压到逆变器大功率晶体管的基极，驱动推挽大功率晶体管交替导通，而在功率变压器B₂的初级1-3端产生一经正弦化脉宽调制的双电平电压，经B₂变压后在其次级绕组的4-5两端得到大小合适的调宽电压，再经LC滤波后在输出端得到50赫220伏正弦波交流电压U_o供给负载R_L。

从图6的（a）、（b）、（c）和（d）可以看出，图4和图6的驱动电路是一致的，唯一的区别在于图4的逆变器A的工作周期是按50赫开关的，而图6的逆变器A是按1000赫开关的。因此微分电路的时间常数适当降低，约为30～150微秒。

图1至图8中，A为逆变器，B₁为饱和变压器，B₂为功率变压器，D为控制电路，E为本发明驱动电路，LC为滤波器，R_L为负载，U_d为直流电源电压，U₁为市电电压，U_o为输出交流电压。

图1为传统的功率级大功率晶体管基极驱动电路图，其中B₃为驱动变压器，E_A为传统驱动电路。

图2为本发明用于逆变器主回路为晶体管推挽电路的晶体管三端交流不间断电源设备电路图。

图3为图2电路逆变方式开机时相应各点电压波形图。其中 1-2为饱和变压器B₁初级绕组1-2两端电压波形，U_be1、U_be2分为晶体管BG₁和BG₂基射极间电压。

图4为图2电路整流方式工作时相应点电压波形图。其中 为控制电路D_1-3两端和2-3两端电压波形，

1-4为变压器B₂初级绕组1-4两端电压波形。

图5为本发明用于逆变器主回路为晶体管推挽 电路的晶体管双电平正弦化脉宽调制逆变器电路图。

图6为图5电路相应点的电压波形图。其中 4-5为变压器B₂次级绕组4-5两端电压波形，U_be3和U_be4为晶体管BG₃和BG₄晶体管基射极间电压波形。

图7为本发明用于逆变器主回路为晶体管桥式电路的晶体管三端交流不间断电源设备电路图。

图8为本发明用于逆变器主回路为晶体管桥式电路的晶体管双电平正弦化脉宽调制逆变器电路图。

综上所述，本发明的双变压器移相驱动电路，具有当负载严重过载或短路时，整个电路自动停振而保护大功率晶体管免遭击穿的功能;同时也免去了复杂的半波开机电路或高频脉冲开机转换电路;并且由于饱和变压器B₁先于功率变压器B₂饱和而使功率级大功率晶体管换向工作，当出现外部干扰而失去一两个控制脉冲时，也不会造成因功率变压器B₂饱和而损坏大功率晶体管;还由于前置级晶体管BG₁和BG₂处于大功率晶体管BG₃、BG₄集电极高压侧工作，因此BG₁、BG₂集电极工作电流可以减少，相应地可以大大降低控制电路D输出的驱动电流，因而不仅简化了控制电路D的电路结构，而且可以简化功率放大级的电路结构。因此本发明具有电路结构简洁、工作可靠、成本低廉和应用广的特点，可以适用于逆变器工作频率为50赫或60赫、400赫、1000赫乃至1000赫以上，逆变器功率可以从数十瓦至数十千瓦的晶体管三端交流不间断电源设备和晶体管双电平正弦化脉宽调制逆变器的功率级大功率晶体管作移相驱动电路。

Claims (5)

1、一种用于晶体管逆变器功率晶体管的双变压器移相驱动电路，有饱和变压器(B₁)反馈电阻(R_F1、R_F2)、功率变压器(B₂)、功率晶体管基极的限流电阻(R₃～R₁₀)、二极管(D₇、D₈)和控制电路(D)，其特征在于所述的双变压器移相驱动电路(E)由二极管(D₁(D₂)]与二极管[D₁(D₂)]并联的电阻[R₁(R₂)]和串联电阻[R₃(R₄)]，微分电容[C₁(C₁)]构成的移相矩形波电压上升沿微分电路；晶体管(BG₁、BG₂)构成的前置放大电路；分别接入晶体管(BG₁、BG₂)的基极与发射极之间的反偏钳位二极管(D₄、D₃)和饱和变压器(B₁)初级端[1(2)]通过反馈电阻[R_F1(R_F2)]与大功率晶体管[BG₄(BG₁)]的集电极、功率变压器(B₂)的初级端[4(1)]相联构成反馈电路；饱和变压器的次级端[3(5)与电阻[R₅(R₆)、R₇(R₈)、R₉(R₁₀)]及二极管[D₈(D₇)]构成反偏限流电路组成，并按下述顺序连接。

控制电路(D)的二个输出端(1、2)和另一输出端(3)分别与移相矩形波电压上升沿微分电路的二极管(D₁、D₂、D₃、D₄)的正极相联并通过电阻(R₃、R₄)、电容(C₁、C₂)接至前置放大级晶体管的基极。由前置放大级的集电极接至饱和变压器(B₁)的初级端(1、2)，饱和变压器(B₁)的次级端(3、5)分别通过反偏限流电路接至大功率晶体管(BG₄、BG₃)的基极，其集电极与功率变压器(B₂)的初级端(4、1)相联，其发射极与饱和变压器(B₁)的次级端(4)相联并通过直流电源(U_d)接至功率变压器(B₂)的初级端(2、3)，功率变压器(B₂)的次级经滤波电感(L)与负载相联。

2、根据权利要求1所述的晶体管逆变器功率晶体管的双变压器移相驱动电路，其特征在于所述的移相矩形波电压上升沿微分电路的电容器（C₁～C₂）、电阻（R₁～R₄）的参数取决于晶体管（BG₁、BG₂、BG₃、BG₄）的放大倍数和开关时间，并按下列关系式确定：

R₃＝（0.1～1）β₂（U_R-3-2.5）R_F1/2U_d

C₁＝（30～60）（T_on+T_off）×10^-3/R₃

C₂＝C₁

R₄＝R₃

R₁＝R₂＝2R₃

D₁～D₄为硅二极管。

使输出的脉冲高度保证晶体管（BG₁、BG₂）饱和导通;输出的脉冲宽度保证驱动电路可靠的翻转。

3、根据权利要求1所述的晶体管逆变器功率晶体管的双变压器移相驱动电路，其特征在于所述的饱和变压器（B₁）应先于功率变压器（B₂）饱和并具有多个次级绕组，饱和变压器（B₁）的自激振荡周期应大于市电周期（市电周期＝逆变器工作周期＝20毫秒），并按相邻两周期移相角（α）的变量（△α）确定，当逆变器（A）的工作频率为50赫（或60赫）时饱和和变压器（B₁）的自激振荡频率为40赫（或48赫），移相角在0～π之间：（△α＜ (π)/6 ）

4、根据权利要求1或2或3所述的晶体管逆变器功率晶体管的双变压器移相驱动电路，其特征在于由双变压器移相驱动电路（E）和控制电路（D）、逆变器（A）及滤波电路（LC）可以组成逆变器主回路为晶体管推挽电路或逆变器主回路为晶体管桥式电路的晶体管三端交流不间断电源设备。

5、根据权利要求4所述的晶体管逆变器功率晶体管的双变压器移相驱动电路，其特征在于双变压器移相驱动电路（E）和控制电路（D）、逆变器（A）及滤波器（LC）可以组成逆变器主回路为晶体管推挽电路或逆变器主回路为晶体管桥式电路的晶体管双电平正弦化脉宽调制逆变器。

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