CN100486102C - 一种永磁发电机的微机控制移相脉冲触发稳压装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种永磁发电机的微机控制移相脉冲触发稳压装置，包括：工作电源电路、电机三相电压频率采集电路、稳压和反馈设定电路、单片机电路和可控硅驱动电路等电路构成，利用单片机的运算功能实现软件的闭环控制和三相移相触发脉冲驱动可控硅的导通，通过内置或配置于永磁发电机中，永磁发电机可以输出稳定的直流电压。本发明提高了发电机的可靠性，减少维护工作，提高了发电机的机械能转换为电磁能的效率；另外，本发明采用了自启动方式，发电机不需要外加电压就可以输出稳定的电压，因此可以避免励磁式的电机在没有外加的直流电的情况下无法发输出电压的现象。本发明还具有负载特性好，电压调整快，电压的输出精度高等优点。

Description

一种永磁发电机的微机控制移相脉冲触发稳压装置

技术领域

本发明涉及一种发电机稳压输出装置，特别是涉及到一种永磁发电机的微机控制移相脉冲触发稳压装置。

背景技术

目前发电机所采用的是励磁式的交流发电机，其调压模式是采用调节转子励磁绕组的磁通φ来实现调节发电机输出的三相电压的，其电机相电压E_e1与励磁绕组磁通φ关系为：

E_e1＝4.44NK_n1fφ        (1)

式中，E_e1——电机相电压；N——电机绕组的砸数；K_n1——电机绕组系数

      f——电动势的频率；φ——励磁绕组磁通

由公式(1)可知，电机相电压E_e1与励磁绕组磁通φ和转速是成正比的，随着电机转速的增加，频率f增大，为了维持输出的相电压E_e1不变，只能降低励磁绕组的磁通φ。而转子的磁通与转子的励磁电流相关，其关系如下所示

$\mathrm{\φ}=N*\frac{I}{R}*S---\left(2\right)$

式中，φ——励磁绕组磁通；N——电机绕组的砸数；I——励磁电流；R——电机绕组的电阻；S—磁路的有效横截面积

由公式(2)可知，励磁绕组的磁通φ与励磁绕组的电流是成正比的，因此调节励磁电流就可以实现相电压的稳压输出，其实现电路原理如图1所示。

电子电压调节器的基本电路，有信号监测电路、信号放大与控制电路、功率放大电路和保护电路四部分组成。其工作原理如下：

电阻R₁和R₂稳压管VS构成信号监测电路，电阻R₁、R₂串联在交流发电机输出端子“B”和搭铁端子“E”之间，构成分压器，直接监测发电机输出电压U的变化。R₁上的分压：

$U_{R_1}=\frac{R_1}{R_1+R_2}U$

由此可见，发电机电压U升高时，分压电阻R₁上的分压值U_R1升高，反之，当发电机电压U下降时，分压值U_R1下降。稳压二极管VS一端连接三极管VT₁的基极，另一端接在分压电阻R₁、R₂之间，VS与三极管VT₁的发射极串联后再与分压电阻R₁并联，从而监测发电机电压的变化，并控制三极管VT₁的导通与截止。三极管VT₁和电阻构成信号放大与控制电路，其作用是将电压监测电路输入的信号进行放大处理后，控制功率三极管VT₂导通与截止。电阻既是三极管VT₁的负载电阻，又是功率三极管VT₂的偏流电阻。三极管VT₁为小功率三极管，接在大功率三极管VT₂的前一级，起功率放大作用，也称为前级放大电路。功率三极管VT₂通常采用达林顿三极管构成功率放大电路，VT₂为型大功率三极管，串联在励磁绕组与搭铁端之间，这是外搭铁型调节器的显著特点。励磁绕组的电阻是VT₂的负载电阻。VT₂导通时，励磁电路接通，有励磁电流；VT₂截止时，励磁电流被切断。因此，通过控制三极管的导通与截止，就可以改变励磁电流使发电机输出电压稳定。续流二极管VD构成保护电路，其功用是防止励磁绕组产生的自感电动势击穿三极管而造成损坏。

励磁式的交流电机的电子调节器装置是调节转子的励磁磁通来实现的，因此励磁式的交流电机的转子上必须装上滑环，通过碳刷的滑动接触作为过度，才能实现转子电路与外电源接通。这样一来由于碳刷在运转中会逐渐磨损，弹簧压力的变化或装置不良会影响接触的可靠性，增加了维护和维修的工作量，励磁式的交流电机转子励磁需要从外部供电，因此在没有外部电源的情况下，电机无法发电，同时励磁绕组本身不可避免的要损耗能量，从而降低了电机的效率，如在汽车上使用时，需要蓄电池提供的电流来驱动励磁绕组产生磁场，如此就占用了蓄电池的部分能量，并且将减短了蓄电池的寿命。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术中励磁调压装置机械磨损大、维护不便、电机效率低的问题，提供一种永磁发电机的微机控制移相脉冲触发稳压装置。

为实现上述发明目的，永磁发电机的微机控制移相脉冲触发稳压装置，包括工作电源电路、电机三相电压频率采集电路、稳压和反馈设定电路、单片机电路和可控硅驱动电路，其特征在于：所述电机三相电压频率采集电路输入端加载三相电机的X、Z两相的线电压，输出端将方波信号提供给单片机电路中的单片机中断管脚；所述稳压和反馈设定电路的输入端接收永磁发电机中三相半控桥式整流电路输出端的电压反馈，输出端连接单片机电路中的单片机模拟信号采集管脚；所述单片机电路输出三相的触发控制角脉冲，并提供给可控硅驱动电路的输入端；所述可控硅驱动电路的输出作为脉冲控制输出控制三相半控桥式整流电路从而获得稳压输出。所述单片机电路中包括运算并调节得到可控硅的控制触发角，再根据三相电路的相位差设置三相电压的触发控制角的单片机；

所述可控硅的触发控制角利用增量式的PI调节器计算得到，计算公式为：

$u_{n+1}=\sqrt{3}{U}_m{\left[\frac{3}{4\mathrm{\π}}(\mathrm{\π}-a+\frac{1}{2}\sin \mathrm{\α})\right]}^{\frac{1}{2}}$

式中u_n+1——由PI调节器计算出来的下个周期要输出的电压；

    U_m——电机三相电压的相电压的峰值；

α——为脉冲触发控制角；

其中u_n+1的计算如下：

u_n+1＝u_n+Δu_n

Δu_n＝u_n-u_n-1＝kp(e_n-e_n-1)+kie_n

e_n＝U_k-u_n

式中u_n+1——下个周期要输出的电压；u_n——本周期的反馈电压；

u_n-1——上个周期的反馈电压；

Δu_n——本周期和上个周期的电压误差；kp——比例系数；

ki——积分系数；U_k——输出设定参数；

e_n——本周期反馈电压u_n与设定电压U_k误差；

e_n-1——上一个周期反馈电压u_n-1与设定电压U_k误差。

上述技术方案中，所述的工作电源电路是不需要外加电压就可以在电机旋转后自我启动的独立的三相整流供电电路，该电路为所述的电机三相电压频率采集电路、稳压和反馈设定电路、单片机电路提供工作电源。

上述技术方案中，所述的电机三相电压频率采集电路是采用同步变压器和比较器构成的同步采样电路来实现测量电机电压频率的频率采集电路。

上述技术方案中，所述的可控硅驱动电路采用三极管放大电路，该电路中接有防止可控硅误触发导通的去藕电容。

上述技术方案中，所述工作电源电路包括依次连接的整流滤波电路和直流—直流变换电路，所述整流滤波电路的输入端接入永磁发电机的三相电压X、Y、Z，所述直流—直流变换电路输出作为工作电源的直流电压。

上述技术方案中，所述稳压和反馈设定电路采用电阻分压电路。

上述技术方案中，所述单片机电路采用PHILIP的高度集成、小封装低功耗的的单片机P89LPC925芯片(如附图7所示)，并利用单片机软件进行了电机三相电压的频率采集、输出电压反馈采集，PI(比例积分)闭环控制、脉冲触发控制角的运算。

上述技术方案中，所述永磁发电机是车用永磁发电机或风力永磁发电机。

本发明的优点在于：采用了单片机控制移相脉冲触发稳压装置代替了励磁式交流发电机的励磁调压装置，使发电机可以省去易损坏的励磁绕组、炭刷和滑环，从而提高了发电机的可靠性，减少维护工作，并且免去了产生转子磁场所需的励磁功率损耗和炭刷，滑环之间摩擦的机械损耗，从而提高了发电机的机械能转换为电磁能的效率；本发明采用了自启动方式，发电机不需要外加电压就可以输出稳定的电压，因此可以避免励磁式的电机在没有外加的直流电的情况下无法发输出电压的现象。并且发明还具有负载特性好，电压调整快，电压的输出精度高等优点。

附图说明

图1是现有技术中励磁式交流发电机的电子电压调节器基本电路图；

图2是本发明的车用永磁发电机输出稳压整流装置电路示意图；

图3是本发明中可控硅导通角控制原理波形图；

图4是本发明的一个实施例的工作电源电路的示意图；

图5是本发明的一个实施例的电机相电压频率采集电路的示意图；

图6是本发明的一个实施例的稳压和反馈设定电路的示意图；

图7是本发明的一个实施例的单片机电路的示意图；

图8是本发明的一个实施例的可控硅驱动电路的示意图；

图9是本发明的一个实施例的单片机主程序流程示意图；

图10是本发明的一个实施例的单片机中断控制流程示意图；

图11是本发明的模块示意图。

具体实施方式

由于永磁发电机的转子是采用永磁体的材料，转子的磁通φ是恒定的，根据公式(1—1)可知，其电机输出的相电压E_e1与相电压的频率(即转速)是成正比的，因此随着电机转速的增加，电机相电压E_e1也随着增大，为了实现永磁发电机的输出恒定直流电压的，本发明采用了三相半控桥式整流，其可控硅的导通顺序采用了微机控制移相触发脉模块来实现整流稳压输出的，整流稳压输出控制装置如图2所示，三个可控硅功率管为共阳极的接法，三个整流二级管的接法为共阴极接法，由于永磁发电机输出的相电压之间互差120°(2π/3)，则三个可控硅的触发脉冲之间也是互差120°(2π/3)，其控制导通原理是这样实现的：

由于采用了负半波控制导通，为了方便计算X相采用了ωt＝0是从负半波开始计算的，波形如附图3所示，现假定在 $\mathrm{\ωt}=\frac{\mathrm{\π}}{6}+\mathrm{\α}$ 处给X相的可控硅T1一个触发脉冲信号U_T1，此时可控硅T1管导通，必然是的Z相整流管D3导通，因为此时Z相的电位最高，于是U_zx出现在负载上，负载电流(i₀)通过D3和T1管子流通，直至 $\mathrm{\ωt}=\frac{7\mathrm{\π}}{6}$ 时为止，此时U_zx＝0，过后T1管子加上了反向电压，此时T1管子导通截止。在 $\mathrm{\ωt}=\frac{5\mathrm{\π}}{6}+\mathrm{\α}$ 处给Y相的可控硅T2一个触发脉冲信号U_T2，此时可控硅T2管导通，同时X相的整流二极管D1导通，于是U_xy电压加载到负载上，负载电流(i₀)通过D1和T2管子流通，直至 $\mathrm{\ωt}=\frac{11\mathrm{\π}}{6}$ 时为止，此时U_xy＝0，过后T2管子加上了反向电压，此时T2管子导通截止。在 $\mathrm{\ωt}=\frac{9\mathrm{\π}}{6}+\mathrm{\α}$ 处给Z相的可控硅T3一个触发脉冲信号U_T3，此时可控硅T3管导通，同时X相的整流二极管D2导通，于是U_yz电压加载到负载上，负载电流(i₀)通过D2和T3管子流通，直至 $\mathrm{\ωt}=\frac{15\mathrm{\π}}{6}$ 时为止，此时Uyz＝0，过后T3管子加上了反向电压，此时T3管子导通截止。当触发角 $\mathrm{\α}\≤\frac{\mathrm{\π}}{3}$ 时，每个可控硅的导通角均为

，相当于用三相全波整流，当导通角周期性的按照如上导通时，其输出的波形如附图3的U_o所示。

根据如上的过程可以计算出其整流稳压装置输出电压的有效值和平均值，把三相交流电源的相电压表示为

u_x＝U_m sin ωt

u_y＝U_m sin(ωt-2π/3)

u_z＝U_m sin(ωt+2π/3)

那么线电压为

$u_{\mathrm{zx}}=u_z-u_x=\sqrt{3}{U}_m\sin (\mathrm{\ωt}-\mathrm{\π}/6)$

$u_{\mathrm{xy}}=u_x-u_y=\sqrt{3}{U}_m\sin (\mathrm{\ωt}-5\mathrm{\π}/6)$

$u_{\mathrm{yz}}=u_y-u_z=\sqrt{3}{U}_m\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\π}/2)$

对于α≥π/3，输出电压的平均值和有效值分别为

$U_0=\frac{3}{2\mathrm{\π}}{\∫}_{\frac{\mathrm{\π}}{6}+\mathrm{\α}}^{\frac{7\mathrm{\π}}{6}}\sqrt{3}{U}_m\sin (\mathrm{\ωt}-\mathrm{\π}/6)d\left(\mathrm{\ωt}\right)$

$=\frac{3\sqrt{3}{U}_m}{2\mathrm{\π}}(1+\cos \mathrm{\α})$

$U=\sqrt{3}{U}_m{\left[\frac{3}{4\mathrm{\π}}(\mathrm{\π}-a+\frac{1}{2}\sin \mathrm{\α})\right]}^{\frac{1}{2}}$

对于α≤π/3，输出电压的平均值和有效值分别为

$U_0=\frac{3}{2\mathrm{\π}}{\∫}_{\frac{\mathrm{\π}}{6}+\mathrm{\α}}^{\frac{5\mathrm{\π}}{6}+\mathrm{\α}}\sqrt{3}{U}_m\sin (\mathrm{\ωt}-\mathrm{\π}/6)d\left(\mathrm{\ωt}\right)$

$=\frac{3\sqrt{3}{U}_m}{2\mathrm{\π}}(1+\cos \mathrm{\α})$

$U=\sqrt{3}{U}_m{\left[\frac{3}{4\mathrm{\π}}(\mathrm{\π}-a+\frac{1}{2}\sin \mathrm{\α})\right]}^{\frac{1}{2}}$

比较以上的两个的结果可知，在0≤α≤π范围内，可控整流输出电压的计算公式是一样的，因此为了得到一个恒定的电压输出，就必须得到一个能跟随负载变化而进行调节的导通控制角α，为了实现这样的控制角α，本发明采用了由单片机控制实现的PI调节器(PI为比例积分)进行闭环控制，控制方式采用了增量式的PI调节器，其控制原理如下：

u_n+1＝u_n+Δu_n

Δu_n＝u_n-u_n-1＝kp(e_n-e_n-1)+kie_n

e_n＝U_k-u_n

式中u_n+1——下个周期要输出的电压；u_n——本周期的反馈电压；

u_n-1——上个周期的反馈电压；

Δu_n——本周期和上个周期的电压误差；kp——比例系数；

ki——积分系数；U_k——输出设定参数。

e_n——本周期反馈电压u_n与设定电压U_k误差；

e_n-1——上一个周期反馈电压u_n-1与设定电压U_k误差；

脉冲触发控制角的计算公式为：

$u_{n+1}=\sqrt{3}{U}_m{\left[\frac{3}{4\mathrm{\π}}(\mathrm{\π}-a+\frac{1}{2}\sin \mathrm{\α})\right]}^{\frac{1}{2}}$

式中u_n+1——由PI调节器计算出来的下个周期要输出的电压

    U_m——电机三相电压的相电压的峰值。

    α——为脉冲触发控制角。

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步地描述。

实施例1

本实施例的电路是这样实现的：

微机控制移相脉冲触发稳压模块的电路包括工作电源电路、电机三相电压频率采集电路、稳压和反馈设定电路、单片机电路和可控硅驱动电路。其各部分电路的功能和电路原理是这样实现的。

工作电源电路，其主要功能给微机控制移相脉冲触发稳压模块提供高精度稳定的3.3V电源。本工作电源电路采用了宽范围电压输入(4.75V～60V)的DC-DC转换模块LM1575，来适应于不同电压输出等级的永磁发电机(如14V，28V，36V等)，其电路的实现如附图4所示，永磁电机三相电压X、Y、Z经过二极管全波整流后，经限流电阻R6，经电容E2和C2进行电源滤波后输入到DC-DC转换模块LM1575进行DC-DC变换得到所需要的电压VCC(3.3V/300mA)，其中ZW2是稳压管保护LM1575的输出管脚，L1为DC-DC转换电感，其电感值为100uH。该电路中接有滤波电容E3和C3。

电机三相电压频率采集电路，其主要功能是测量电机三相电压频率以便单片机计算导通控制角α和为发送移相触发脉冲提供参考时间。由于线电压的频率与相电压的频率相同，因此本电路采用线电压u_zx频率作为电机相电压的频率进行测量，并且由于控制触发角α的导通过程，就是线电压的在0～π的导通过程，因此此频率也可以作为发送移相触发脉冲的提供参考时间，其电路的实现如附图5所示，本电路采用了同步技术来获取线电压的频率，本电路采用了1：1的微型同步变压器B1获取线电压u_zx同步的波形，然后经过二极管D4进行半波整流得到线电压的正半波，再经过分压电阻R1和R3进行分压后，通过比较器AD8611进行过零比较得到与线电压相同频率的脉冲方波，最后把脉冲方波送到单片机的中断引进脚/INT0上，进行频率的测量。其中ZW1为保护输入的电压不能太高以免损坏比较强AD8611。

稳压和反馈设定电路，主要功能获取输出电压的值做为PI调节器的输出反馈值，以便计算出导通控制角α，电路的实现如附图6所示，输出电压B经过分压电阻R7和R8的分压，然后把分压值送到单片机的AD模数转换引脚AD10进行电压采集，并且可以根据分压电阻R7和R8的分压值不同，设定不同的稳压输出。该电路中接有滤波电容E1和C4，使输入到单片机的电压比较平稳，PI调节器不会频繁调节，以致调节出来的电压波动比较大，ZW3为3v的稳压管，主要是保护单片机的引脚输入，R9为调整电阻，调整输出反馈的精度。

单片机电路，其主要的功能有计算三相电压的频率、设置定时器、进行PI调节、计算控制导通角α、发送三相移相触发脉冲以及设置触发脉冲宽度，单片机的软件流程图如附图9和附图10所示，单片机电路的实现如附图7所示，在本单片机电路采用了PHILIP的高度集成、小封装低功耗的的单片机P89LPC925芯片，内部集成了8k的flash和4输入8位的AD通道和2个16位的定时计数器。指令周期执行短，只需2到4个周期，在此电路中采用了12MHZ的晶振，因此其最小的指令周期是166ns左右，比一般的8051单片机快6倍。并具有在下调试和下载程序的功能，方便软件的升级和调试，功耗低，封装小，安装和嵌入到电机中。其中N4是单片机的上电复位芯片，N3是RS232转换芯片，为单片机提供调试和在线更新程序使用。

可控硅驱动电路，其主要功能是驱动三相半控桥式整流中的可控硅的导通。本电路采用了三极管来驱动可控硅的，其电路的实现如附图8所示，其工作过程在电机刚起动时电源电压VCC先于单片机建立，而单片机引脚P1.2、P1.6、P1.7在上电复位前后多是高电平，因此三极管导通，电流从永磁发电机整流输出B开始流向限流电阻R10、R11、R12和二极管D11、D12、D13后到可控硅的门极，使的可控硅导通，开始对外输出电压，直到单片机启动完毕之后，进入了PI调节，采用单片机的引脚P1.2、P1.6、P1.7进行可控硅的导通控制，当输出电压超过了设定的电压时，P1.2、P1.6、P1.7上的电压为零使得三级管不导通，电流没法通过三级管去触发可控硅导通，因此单片机通过设置P1.2、P1.6、P1.7高低电平来控制可控硅的导通的，电路中的耦合电容C14、C15、C16是防止可控硅关断时误触发的可控硅导通的而设定的，本实施例中，驱动可控硅的工作电源采用了永磁发电机的稳压输出B。

参考附图2，本实施例应用于28V/55A的车用永磁发电机稳压装置图，附图2中为微机控制移相脉冲触发稳压装置的对外接线图，其中虚线框外是电机对外充电部分，虚线框内为安装在电机中的部分，实线框内为本发明的微机控制移相脉冲触发稳压装置，其中X、Y、Z为发电机的三相电压，CTRL_X、CTRL_Y、CTRL_Z为三相脉冲控制触发信号，B整流稳压的输出电压，D为充电指示灯、W为三相电机转速输出。

本实施例的微机控制移相脉冲触发稳压装置由工作电源电路、电机三相波形频率的取样电路、稳压和反馈设定电路、单片机电路和可控硅驱动电路构成的。电压的输出精度为28V±0.5V。

参考附图4，本实例的工作电源是采用了LM1575电源模块进行DC-DC转换，DC-DC的转换电感L1采用了100uH磁珠电感，其他的参数如附图4所示，工作电源采用了开关电压的优点是其输入的电压的范围比较比较宽，本实施例的输入电源的范围是7V～40V，而且输出的精度比较高，本实施例的输出精度是3.3V±1％，输出的电流位300mA。正适用车用永磁电机的电压变化比较大的情况。

参附考图5，本实施例的电机三相波形频率的取样电路利用了同步技术来获取电机三相电压波形的频率，本实例的B1是采用了1：1的，功率为100mW的微型同步变压器获取同步线电压u_zx，并采用了低功耗，宽范围工作的比较器AD8611，电压输入范围是0～8V。其输出为3.3V的50％占波比的方波信号，其频率是跟随线电压的频率变化而变化，其他的参数如附图5所示。

参附考图7，本实例的单片机电路是采用了PHILIPS的单片机P89LPC925，采用了外部12MHz的晶振，其单指令周期是166ns，且其测量频率的范围为0～5KHz，其测量的频率误差为±2％。复位电路采用了MIC6315-31复位芯片上电复位的，其他参数如附图7所示。在单片机内设置了电压过压动作为32V±0.5V，单片机发送的触发脉冲宽度是100us以保证可控硅的可靠触发。

参考附图8，本实例的可控硅启动电路采用了三极管2SC1815进行驱动可控硅的，可控硅的驱动电流限制为200mA左右。并设置了耦合电容C14、C15、C16防止可控硅误触发导通，其电容值是1uF，其他参数如附图8所示。

参考附图9，本实例的单片机主程序流程图采用了C语言编写的程序，其工作过程是：在电机开始运转发电是，单片机得到电源后，开始上电复位初始化内部的变量和寄存器。然后从中断服务程序中读取电机电压的频率和周期，根据频率和周期计算出各个定时器的时间，并根据定时器的时间，去执行PI调节、控制角的计算、发送三相脉冲。其中PI调节器的参数是kp＝0.32、ki＝0.24，计算控制角公式中的U_m＝1.4u_n，脉冲的触发顺序是由中断启动发送X相的发送脉冲定时，X相发送定时时间到启动发送Y相的发送脉冲定时，并发送X脉冲；Y相发送定时时间到启动发送Z相的发送脉冲定时，并发送Y相脉冲；Z相发送定时时间到发送Z相脉冲。

参考附图10，本实例的单片机中断服务程序由外部中断服务程序和定时中断服务程序，外部服务中断程序主要是采集和计算电机电压的频率，其频率的计算采用了计数器，公式为：

电机电压周期＝本次中断的计数值—前一次中断的计数值

外部中断的另一个主要功能是，启动X相发送脉冲触发的定时器。为发送三相脉冲提供参考点，定时服务中断主要是根据频率和周期设置各部分的定时。

本实施例的微机控制移相触发脉冲采用了单片机控制，因此电路的结构简洁，占用的空间尺寸比较小，适合安装的电机中。采用了软件的PI调节器，因此输出电压的负载特性好，调整快，并且输出的电压稳定精度高，为28±2％，额定电流为55A。适用转速比较高的永磁发电机，本实施中的最高转速可达6000转/分，采用了PHI1IPS的低功耗的单片机。其整个电路的功耗不到100mA，因此发热量低，适用于输出28V电气系统的汽车中使用，并且在蓄电池没电的情况下利用遛车可以实现打火启动。

实施例2

在另一种运用本发明的小型风力发电实施例中，以实施例1所述的微机控制移相脉冲触发稳压装置为基础，通过永磁风力发电机把风能转换为三相的交流电，在经过本发明装置整流稳压输出，再经过逆变器逆变，就可以实现把风能转换为电能。

运用本实施例制作出的风力发电机，可以是风能与电能的转换效率一般可以提高至10％。

最后所应说明的是：以上实施例仅用以说明而非限制本发明的技术方案，尽管参照上述实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解：对本发明的部件进行等同替换，而不脱离本发明的精神和范围的任何修改或局部替换，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (7)

1、一种永磁发电机的微机控制移相脉冲触发稳压装置，包括工作电源电路、电机三相电压频率采集电路、稳压和反馈设定电路、单片机电路和可控硅驱动电路，其特征在于：所述电机三相电压频率采集电路输入端加载三相电机的X、Z两相的线电压，输出端将方波信号提供给单片机电路中的单片机中断管脚；所述稳压和反馈设定电路的输入端接收永磁发电机中三相半控桥式整流电路输出端的电压反馈，输出端连接单片机电路中的单片机模拟信号采集管脚；所述单片机电路输出三相的触发控制角脉冲，并提供给可控硅驱动电路的输入端；所述可控硅驱动电路的输出作为脉冲控制输出控制三相半控桥式整流电路从而获得稳压输出：

所述单片机电路中包括运算并调节得到可控硅的触发控制角，再根据三相电路的相位差设置三相电压的触发控制角的单片机；

所述可控硅的触发控制角利用增量式的PI调节器计算得到，计算公式为：

$u_{n+1}=\sqrt{3}{U}_m{\left[\frac{3}{4\mathrm{\π}}(\mathrm{\π}-a+\frac{1}{2}\sin \mathrm{\α})\right]}^{\frac{1}{2}}$

式中u_n+1——由PI调节器计算出来的下个周期要输出的电压；

U_m——电机三相电压的相电压的峰值；

α——为脉冲触发控制角；

其中u_n+1的计算如下：

u_n+1＝u_n+Δu_n

Δu_n＝u_n-u_n-1＝kp(e_n-e_n-1)+kie_n

e_n＝U_k-u_n

式中u_n+1——下个周期要输出的电压；u_n——本周期的反馈电压；

u_n-1——上个周期的反馈电压；

Δu_n——本周期和上个周期的电压误差；kp——比例系数；

ki——积分系数；U_k——输出设定参数；

e_n——本周期反馈电压u_n与设定电压U_k误差；

e_n-1——上一个周期反馈电压u_n-1与设定电压U_k误差。

2、按权利要求1所述的永磁发电机的微机控制移相脉冲触发稳压装置，其特征在于：所述的工作电源电路是不需要外加电压就可以在电机旋转后自我启动的独立的三相整流供电电路，所述工作电源电路为所述的电机三相电压频率采集电路、稳压和反馈设定电路、单片机电路提供工作电源。

3、按权利要求1所述的永磁发电机的微机控制移相脉冲触发稳压装置，其特征在于：所述的电机三相电压频率采集电路是采用同步变压器和比较器构成的同步采样电路来实现测量电机电压频率的频率采集电路。

4、按权利要求1所述的永磁发电机的微机控制移相脉冲触发稳压装置，其特征在于：所述的可控硅驱动电路采用三极管放大电路，所述可控硅驱动电路中接有防止可控硅误触发导通的去藕电容。

5、按权利要求2所述的永磁发电机的微机控制移相脉冲触发稳压装置，其特征在于：所述工作电源电路包括依次连接的整流滤波电路和直流—直流变换电路，所述整流滤波电路的输入端接入永磁发电机的三相电压X、Y、Z，所述直流—直流变换电路输出作为工作电源的直流电压。

6、按权利要求1所述的永磁发电机的微机控制移相脉冲触发稳压装置，其特征在于：所述稳压和反馈设定电路采用电阻分压电路。

7、按权利要求1所述的永磁发电机的微机控制移相脉冲触发稳压装置，其特征在于：所述永磁发电机是车用永磁发电机或风力永磁发电机。

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